JP2007139130A - 流体圧シリンダ用センサ - Google Patents

Abstract

【課題】市販の部品で定電流回路を構成できるとともに、定電流ダイオードを使用した従来品に比較して小型化することができる流体圧シリンダ用センサを提供する。
【解決手段】ＭＲセンサパッケージ18から検出信号が出力されるとＯＮになる第１のトランジスタ28、発光ダイオード19及び第２のトランジスタ29を備える。定電流回路30を構成するＮＰＮトランジスタQ1のコレクタ−ベース間に第１の抵抗R1が接続され、ＮＰＮトランジスタQ1のコレクタ端子が第２のトランジスタ29のエミッタ端子に接続され、ＮＰＮトランジスタQ1のエミッタ端子側が第２のトランジスタ29のコレクタ端子に接続されている。ＮＰＮトランジスタQ1のエミッタ端子に一端が接続された第２の抵抗R2と、ＮＰＮトランジスタQ1のベース端子にコレクタ端子が接続されるとともにベース端子がＮＰＮトランジスタQ1のエミッタ端子に接続された第２のＮＰＮトランジスタQ2とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、流体圧シリンダ用センサに係り、詳しくはＭＲ素子（磁気抵抗素子）を利用して、例えば流体圧シリンダのピストン位置を検出する場合等に用いられる流体圧シリンダ用センサに関する。

従来、エアシリンダ等のような流体圧を利用した流体圧シリンダが知られている。この種の流体圧シリンダの使用時には、通常、ピストンがストロークのどの位置にあるのかを何らかの手段により検出する必要がある。そして、このようなピストン位置検出を実現するための手段として、検出素子にＭＲ素子（磁気抵抗素子）を使用した二線式センサ回路構成のものが知られている（例えば、特許文献１参照。）。

図７に示すように、二線式センサ回路は、ＭＲ素子５１ａ，５１ｂと抵抗５１ｃ，５１ｄとからなるブリッジ回路５１と、ブリッジ回路５１の検出信号が入力されるオペアンプ（比較器）５２とを備えている。ブリッジ回路５１及びオペアンプ５２はＭＲセンサパッケージ５３としてパッケージ化されている。ＭＲセンサパッケージ５３は、信号端子５４とコモン端子５５とに接続されるとともに、信号端子５４には定電流ダイオード５６を介して接続されている。

オペアンプ５２の出力端子には第１のトランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）５７のベース端子が抵抗５８を介して接続されている。第１のトランジスタ５７は、コレクタ端子が発光ダイオード５９のカソード端子に接続されるとともに、エミッタ端子がコモン端子５５に接続されている。発光ダイオード５９のアノード端子は、第２のトランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）６０のベース端子に接続されている。第２のトランジスタ６０のエミッタ端子には定電流ダイオード５６のアノード端子が接続され、コレクタ端子に同定電流ダイオード５６のカソード端子が接続されている。なお、第１のトランジスタ５７に代えて２個のＮＰＮトランジスタをダーリントン接続した構成のものもある。

そして、ブリッジ回路５１の検出時に第１のトランジスタ５７及び第２のトランジスタ６０がＯＮ状態となり、信号端子５４及びコモン端子５５間に接続される負荷６１の負荷電流が、第２のトランジスタ６０、発光ダイオード５９及び第１のトランジスタ５７を介してコモン端子５５に流れる。即ち、位置検出装置としてのスイッチはＯＮになる。また、ブリッジ回路５１の非検出時に第１のトランジスタ５７及び第２のトランジスタ６０がＯＦＦ状態となり、位置検出装置としてのスイッチはＯＦＦになる。

スイッチＯＦＦ時は、負荷電源から供給される電流は定電流ダイオード５６により、負荷電源の電圧や定電流ダイオード５６のカソード側に接続されたＭＲセンサパッケージ５３のインピーダンス変動の影響を受けず一定の値に保たれる。また、スイッチＯＮ時は、ＭＲセンサパッケージ５３への供給電流は、定電流ダイオード５６と並列に接続された第２のトランジスタ６０のコレクタ電流として供給される。

図８に示すように、定電流ダイオード５６に代えて電界効果トランジスタ６２を用いた定電流回路構成もある。電界効果トランジスタ６２はドレイン端子が第２のトランジスタ６０のエミッタ端子に接続され、ソース端子及びゲート端子が第２のトランジスタ６０のコレクタ端子に接続されている。電界効果トランジスタ６２はゲート−ソース間の電圧を制御することにより、ドレイン−ソース間を流れる電流を一定にすることができる半導体素子である。そして、この回路では、ゲート−ソース間を一括ショートした構成であるため、ゲート−ソース間電圧ゼロ使用時用素子の品種（特性）から定電流値が決定される。また、図８の回路において、電界効果トランジスタ６２のゲートを抵抗を介してソース及び第２のトランジスタ６０のコレクタに接続したものもある。抵抗はゲートソース間の電圧を設定するためのものであり、電界効果トランジスタ６２の品種が同一でもドレイン電流値のバラツキが大きい（定電流値のバラツキが大きい）という問題を解決するためのものである。
特開平１０−３３２４２４号公報

ところが、省エネ化に伴い、流体圧シリンダ用センサに接続される負荷の動作電流値は小さくなって来ている。それによりスイッチＯＦＦ時に供給が受けられる電流（漏れ電流）も小さくなって来ており、定電流ダイオードの特性値ではスイッチが誤動作（ＯＦＦ時にＯＮとなってしまう。）する虞がでてきた。また、定電流ダイオード素子はガラス管材でできた部品であるため、近年の超小型半導体素子と比較すると非常に大きな外形寸法であり、センサ全体の小型化の障害となっている。

また、定電流ダイオード５６に代えて電界効果トランジスタ６２を使用する構成の場合は、小型化は可能であるが、トランジスタの品種が同一でもドレイン電流のバラツキが大きい（定電流値のバラツキが大きい）という問題があり、スイッチ構成回路として使用できるものの品数が非常に少なく、部品の入手性でネックとなっていた。また、電界効果トランジスタ６２を使用するとともに、電界効果トランジスタ６２のゲートを抵抗を介してソース及び第２のトランジスタ６０のコレクタに接続した構成では、抵抗値の調整が必要になる。抵抗値の調整方法としては、固定抵抗器のレーザーカットに代表されるトリミング法や可変トリマの採用が考えられるが、前者は多額設備の導入が必要不可欠になり、後者は可変トリマ自体が大型部品のため、製品の小型化の妨げになるという問題点がある。

本発明は、前記従来の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、市販の部品で定電流回路を構成できるとともに、定電流ダイオードを使用した従来品に比較して小型化することができる流体圧シリンダ用センサを提供することにある。

前記の目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、磁気抵抗素子を含むブリッジ回路と、前記ブリッジ回路からの出力信号を比較器を介して出力する信号端子と、コモン端子とを備えるとともに、流体圧シリンダの位置検出又は圧力検出に用いられる二線式センサ回路構成の流体圧シリンダ用センサである。そして、前記比較器の出力がベース端子に入力される第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタのコレクタ端子にカソード端子が接続された発光ダイオードと、前記発光ダイオードのアノード端子にベース端子が接続された第２のトランジスタと、ＮＰＮトランジスタのコレクタ−ベース間に該ＮＰＮトランジスタが飽和した状態で動作可能にする値の抵抗値を有する第１の抵抗が接続された回路を備えるとともに、前記ＮＰＮトランジスタのコレクタ端子が前記第２のトランジスタのエミッタ端子に接続され、かつ前記ＮＰＮトランジスタのエミッタ端子側が前記第２のトランジスタのコレクタ端子に接続された定電流回路とを備えたことを特徴とする。

この発明では、比較器からの出力がＬｏｗレベルのとき、即ち第１のトランジスタ及び第２のトランジスタがＯＦＦのときは、ＮＰＮトランジスタのベースに第１の抵抗を通ってベース電流が流れる。そして、ＮＰＮトランジスタがＯＮ状態となり、コレクタ電流が流れてブリッジ回路及び比較器に供給される。第１の抵抗の値は、ＮＰＮトランジスタが飽和した状態で動作可能にする値のため、ＮＰＮトランジスタを流れるコレクタ電流値は、ベース電流とこのＮＰＮトランジスタの直流増幅率との積になる。従って、直流増幅率にバラツキのある安価なトランジスタを使用しても、第１の抵抗の値を適切に設定することにより、ブリッジ回路及び比較器に供給される電流の大きさをブリッジ回路及び比較器が安定した動作を行うことができる値にすることができ、かつ従来の定電流ダイオードを使用した場合よりも電流上限値を低く抑えることができる。その結果、市販の部品で定電流回路を構成できるとともに、定電流ダイオードを使用した従来品に比較して小型化することができる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記ブリッジ回路及び比較器は一つのパッケージに組み込まれている。この発明では、ブリッジ回路及び比較器が独立の部品の場合に比較して流体圧シリンダ用センサの組み立てが簡単になる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の発明において、前記定電流回路は、前記ＮＰＮトランジスタのエミッタ端子に一端が接続された第２の抵抗と、前記ＮＰＮトランジスタのベース端子にコレクタ端子が接続されるとともにベース端子が前記ＮＰＮトランジスタのエミッタ端子に接続された第２のＮＰＮトランジスタとをさらに備えるとともに、前記第２の抵抗の他端及び前記第２のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子が前記第２のトランジスタのコレクタ端子に接続されている。

定電流回路が請求項１に記載の発明のようなＮＰＮトランジスタと第１の抵抗とが接続された回路だけの場合には、負荷電圧が大きく変動する使用条件、例えば、負荷側の電源が１２Ｖ及び２４Ｖの兼用になっている場合は一方の電圧にしか対応できない。しかし、この発明では、前記定電流回路に第２の抵抗と第２のＮＰＮトランジスタとをさらに備えている。そして、第２の抵抗に流れる電流は、第１の抵抗を介したＮＰＮトランジスタのベース電流と同ＮＰＮトランジスタのコレクタ電流との総和となり、第２の抵抗の両端に発生する電圧は、前記電流値と第２の抵抗の抵抗値との積によって求まり、負荷電源電圧に比例して増加する。しかし、第２の抵抗は第２のＮＰＮトランジスタのベース−エミッタと並列に接続されているため、第２の抵抗に加わる電圧が比例的に大きくなったとしても、第２のＮＰＮトランジスタのベース電流はこの部分のダイオード特性によって非線形に増加して行く。従って、それに比例して第２のＮＰＮトランジスタのコレクタ電流が増加して行くので、第２のＮＰＮトランジスタを流れる電流は非線形で増加する。よって、ＮＰＮトランジスタを流れるコレクタ電流は、負荷電源電圧が上昇しても緩やかな増加にとどめることができる。

請求項４に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の発明において、前記定電流回路は、前記ＮＰＮトランジスタのエミッタ端子に一端が接続された第２の抵抗と、前記ＮＰＮトランジスタのベース端子に一端が接続された第３の抵抗とをさらに備えるとともに、前記第２の抵抗及び前記第３の抵抗の他端が前記第２のトランジスタのコレクタ端子に接続されている。この発明では、第２の抵抗に流れる電流は、第１の抵抗を介したＮＰＮトランジスタのベース電流と同ＮＰＮトランジスタのコレクタ電流との総和となり、第２の抵抗の両端に発生する電圧は、前記電流値と第２の抵抗の抵抗値との積によって求まり、負荷電源電圧に比例して増加する。また、この値は第３の抵抗の両端に加わる。従って、第３の抵抗を流れる電流は、負荷電源電圧に比例する。従って、負荷電圧が大きく変動する使用条件、例えば、負荷側の電源が１２Ｖ及び２４Ｖの兼用になっている場合は、請求項１に記載の発明のようなＮＰＮトランジスタと第１の抵抗とが接続された回路だけの場合と同様に、一方の電圧にしか対応できない。しかし、ＮＰＮトランジスタとして直流電流増幅率の低い品種のトランジスタを選ばなくても定電流回路を構成できる点で優位性がある。

請求項５に記載の発明は、請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載の発明において、前記流体圧シリンダ用センサは、前記流体圧シリンダのピストンの位置検出用である。この発明では、シリンダスイッチの小型化を行うことができる。

本発明によれば、市販の部品で定電流回路を構成できるとともに、定電流ダイオードを使用した従来品に比較して小型化することができる流体圧シリンダ用センサを提供することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明を流体圧シリンダ用位置検出装置に具体化した第１の実施形態を図１〜図３にしたがって説明する。

流体圧シリンダ用位置検出装置としてのシリンダスイッチは、流体圧アクチュエータの一種であるエアシリンダにおいてピストン位置検出のために使用される。図２（ｂ）に示すように、シリンダスイッチ１１は、エアシリンダ１２の外周面にピストンロッド１３ａの移動方向に沿って延びるように形成された取付け溝１４内に設置される。図２（ａ）に示すように、ピストン１３の外周面に形成された収容溝１５には磁石１６が設けられるとともに、シリンダスイッチ１１は磁石１６がピストン１３と共に所定位置に移動した時に出力信号を発するように構成されている。なお、シリンダスイッチ１１の取付け位置を適宜変更可能とするため、図示しないが、取付け溝１４はエアシリンダ１２の他の面にも設けられている。

図２（ａ）に示すように、シリンダスイッチ１１は各種の電子部品を備えている。これらの電子部品は全て表面実装部品（ＳＭＤ）であって、回路基板１７上に実装されて後述する二線式センサ回路を構成する。回路基板１７には電子部品としてのＭＲセンサパッケージ１８、発光ダイオード１９、ツェナーダイオード２０及び図示しないトランジスタや抵抗等の電子部品がはんだ付けにより表面実装されている。そして、各種電子部品及び回路基板１７はケース２１内に収容されている。

次に、シリンダスイッチ１１の回路構成を図１に基づいて説明する。
図１に示すように、シリンダスイッチ１１を構成する二線式センサ回路２２は、ＭＲ素子（磁気抵抗素子）２３ａ，２３ｂを含むブリッジ回路２３と、ブリッジ回路２３からの出力信号を比較器（オペアンプ）２４を介して出力する信号端子２５と、コモン端子２６とを備えている。ブリッジ回路２３は、２個の磁気抵抗素子２３ａ，２３ｂと２個の分圧抵抗２３ｃ，２３ｄとから構成されている。両磁気抵抗素子２３ａ，２３ｂの接続点が比較器２４の反転入力端子に接続されて比較器２４に磁気検出信号が入力されるとともに、両分圧抵抗２３ｃ，２３ｄの接続点が比較器２４の非反転入力端子に接続されて比較器２４に基準電圧が入力されるようになっている。比較器２４はブリッジ回路２３からの出力信号を比較して二値化するとともに増幅して出力する。ブリッジ回路２３及び比較器２４は、一つのパッケージに組み込まれてＭＲセンサパッケージ１８となっている。

比較器２４の出力端子、即ちＭＲセンサパッケージ１８の出力端子は抵抗２７を介して第１のトランジスタ２８のベース端子に接続されている。即ち、比較器２４の出力が第１のトランジスタ２８のベース端子に入力される。第１のトランジスタ２８のコレクタ端子には発光ダイオード１９のカソード端子が接続されるとともに、発光ダイオード１９のアノード端子に第２のトランジスタ２９のベース端子が接続されている。第１のトランジスタ２８にはＮＰＮトランジスタが使用され、第２のトランジスタ２９にはＰＮＰトランジスタが使用されている。

第２のトランジスタ２９のエミッタ−コレクタ間には定電流回路３０が接続されている。定電流回路３０は、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−ベース間に第１の抵抗Ｒ１が接続された回路を備えるとともに、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ端子が第２のトランジスタ２９のエミッタ端子に接続されている。第１の抵抗Ｒ１は、ＮＰＮトランジスタＱ１が飽和した状態で動作可能にする値の抵抗値を有する。定電流回路３０は、さらにＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタ端子に一端が接続された第２の抵抗Ｒ２と、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース端子にコレクタ端子が接続されるとともにベース端子がＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタ端子に接続された第２のＮＰＮトランジスタＱ２とを備えている。第２の抵抗Ｒ２の他端及び第２のＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタ端子が第２のトランジスタ２９のコレクタ端子に接続されている。

第１の抵抗Ｒ１及び第２の抵抗Ｒ２の抵抗値を所定の範囲に設定することによりシリンダスイッチ１１のＯＦＦ時に、定電流回路３０からＭＲセンサパッケージ１８に流れる電流値は、シリンダスイッチ１１が誤動作をしない所定の範囲内になる。例えば、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値を１ｋΩ、第２の抵抗Ｒ２の抵抗値を１００ｋΩとすることにより、ＭＲセンサパッケージ１８に流れる電流値を１ｍＡ未満にすることができる。

また、信号端子２５とコモン端子２６との間には、サージ電圧対策用のツェナーダイオード３３と、外部雑音対策用のコンデンサ３４とが並列に接続されている。
次に前記のように構成されたシリンダスイッチ１１の作用を説明する。

シリンダスイッチ１１はエアシリンダ１２の所定位置に取り付けられ、例えば、ピストンロッド１３ａが所定の没入状態（基準位置）となった時にピストン１３の磁石１６の作用によりＭＲセンサパッケージ１８からＨｉｇｈの出力信号が出力され、基準位置から移動した状態ではＭＲセンサパッケージ１８からＬｏｗの出力信号が出力される。

詳述すると、図１に示すように、二線式センサ回路２２の信号端子２５とコモン端子２６との間に外部負荷３５及び直流電源３６が接続された状態で使用される。シリンダスイッチ１１のＯＮ時、即ちピストン１３が基準位置に移動して磁石１６の作用によりにＭＲセンサパッケージ１８からＨｉｇｈの出力信号が出力される状態では、第１のトランジスタ２８がＯＮ状態となる。そして、第２のトランジスタ２９もＯＮ状態となって、信号端子２５から第２のトランジスタ２９、発光ダイオード１９及び第１のトランジスタ２８を通ってコモン端子２６へと電流が流れ、発光ダイオード１９が点灯してシリンダスイッチ１１がＯＮ状態になったことを目視で確認可能となる。

この時、ＭＲセンサパッケージ１８への供給電流は、第２のトランジスタ２９のコレクタ電流として供給される。この電流値は、第２のトランジスタ２９のエミッタ−ベース電圧と、発光ダイオード１９の内部降下電圧と、第１のトランジスタ２８のコレクタ電圧との総和をＭＲセンサパッケージ１８のインピーダンスで割ったもので算出される。そして、電圧値の総和は４Ｖ以下となるように構成されている。

また、シリンダスイッチ１１のＯＦＦ時には、第１の抵抗Ｒ１を通ってＮＰＮトランジスタＱ１のベースに電流が流れ、それによってＮＰＮトランジスタＱ１がＯＮ状態となってコレクタ電流が流れる。第２の抵抗Ｒ２に流れる電流は、第１の抵抗Ｒ１を介したＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流と、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流との総和となり、第２の抵抗Ｒ２の両端に発生する電圧は、前記電流値と第２の抵抗Ｒ２の抵抗値との積によって求まり、負荷電源電圧に比例して増加する。しかし、第２の抵抗Ｒ２は第２のＮＰＮトランジスタＱ２のベース−エミッタと並列に接続されているため、第２の抵抗Ｒ２に加わる電圧が比例的に大きくなったとしても、第２のＮＰＮトランジスタＱ２のベース電流はこの部分のダイオード特性によって非線形に増加して行く。従って、それに比例して第２のＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ電流が増加して行くので、第２のＮＰＮトランジスタＱ２を流れる電流は非線形で増加する。よって、ＮＰＮトランジスタＱ１を流れるコレクタ電流は、負荷電源電圧が上昇しても緩やかな増加にとどめることができる。

図３に、負荷電源電圧を横軸に、ＭＲセンサパッケージ１８に供給される電流量を縦軸にした場合のグラフを示す。図３において、Ａはこの実施形態の定電流回路３０の場合を示し、Ｂは第２のＮＰＮトランジスタＱ２に代えて第３の抵抗Ｒ３をＮＰＮトランジスタＱ１のベース端子と第２の抵抗Ｒ２の他端との間に接続した場合を示す。図３に示すように、Ｂの場合は、負荷電源電圧の増加に伴って直線的に増加するのに対して、実施形態のＡの場合は、Ｂに比較して緩やかに増加する。

詳述すると、第２の抵抗Ｒ２の両端に発生する電圧が第２のＮＰＮトランジスタＱ２のベース電流が流れ始める電圧（約０．６５Ｖ）に到達すると、第２のＮＰＮトランジスタＱ２がＯＮ状態となり、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流を減少させ、それに伴いＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流が減少する。そして、第２の抵抗Ｒ２の両端電圧が低下して第２のＮＰＮトランジスタＱ２がＯＦＦ状態となる。この繰り返しにより、ある一定の電流が定電流回路３０全体に流れる平衡状態が訪れることになる。即ち、この定電流回路３０は、負荷電圧変動の影響を受け難い特徴を持っている。

例えば、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値を１００ｋΩ、第２の抵抗Ｒ２の抵抗値を１ｋΩ、ＮＰＮトランジスタＱ１及び第２のＮＰＮトランジスタＱ２としてイサハヤ電子製汎用トランジスタ２ＳＣ４１４５（直流電流増幅率１５０）を使用して、負荷電源の電圧を変更した実験を行った。

その結果、負荷電源電圧が１０Ｖで電流値が０．６４ｍＡ、負荷電源電圧が２０Ｖで電流値が０．７６ｍＡ、負荷電源電圧が２４Ｖで電流値が０．８０ｍＡとなった。即ち、負荷電源の電圧が１０Ｖから２０Ｖと２倍に上昇した場合で電流値は０．６４ｍＡから０．７６ｍＡと１．２倍弱、負荷電源の電圧が１０Ｖから２４Ｖと２．４倍に上昇した場合で電流値は０．６４ｍＡから０．８０ｍＡと１．２５倍の上昇となり、負荷電源の電圧上昇に対して穏やかな電流値の上昇となった。

従って、負荷側の電源が兼用（例えば、１２Ｖ／２４Ｖ等）仕様となっている場合でも、支障無く使用することができる。
この実施形態では以下の効果を有する。

（１）ＭＲセンサパッケージ１８の比較器２４の出力がベース端子に入力される第１のトランジスタ２８と、発光ダイオード１９と、そのアノード端子にベース端子が接続された第２のトランジスタ２９とを備えた二線式センサ回路２２を備えたシリンダスイッチ１１において、定電流ダイオードに代えて定電流回路３０を設けた。定電流回路３０は、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−ベース間に該ＮＰＮトランジスタＱ１が飽和した状態で動作可能にする値の抵抗値を有する第１の抵抗Ｒ１が接続された回路を備えている。ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ端子が第２のトランジスタ２９のエミッタ端子に接続され、かつＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタ端子側が第２のトランジスタ２９のコレクタ端子に接続されている。従って、定電流回路３０を構成するＮＰＮトランジスタＱ１として直流増幅率にバラツキのある安価なトランジスタを使用しても、ＭＲセンサパッケージ１８に供給される電流の大きさをＭＲセンサパッケージ１８が安定した動作を行うことができる値にでき、かつ従来の定電流ダイオードを使用した場合よりも電流上限値を低く抑えることができる。その結果、接続負荷の省エネ化に伴う動作電流の低下に対応することができる。また、市販の部品で定電流回路３０を構成できるとともに、定電流ダイオードを使用した従来品に比較してシリンダスイッチ１１を小型化することができ、カスタム部品を用いずに、一般の市販部品のみでシリンダスイッチ１１を安価に製造することができる。

（２）ブリッジ回路２３及び比較器２４は、ＭＲセンサパッケージ１８として一つのパッケージに組み込まれている。従って、ブリッジ回路２３及び比較器２４が独立の部品の場合に比較してシリンダスイッチ１１の組み立てが簡単になる。

（３）定電流回路３０は、ＮＰＮトランジスタＱ１及び第１の抵抗Ｒ１の他に、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタ端子に一端が接続された第２の抵抗Ｒ２と、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース端子にコレクタ端子が接続されるとともにベース端子がＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタ端子に接続された第２のＮＰＮトランジスタＱ２とを備える。そして、第２の抵抗Ｒ２の他端及び第２のＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタ端子が第２のトランジスタ２９のコレクタ端子に接続されている。従って、負荷電圧が大きく変動する使用条件、例えば、負荷側の電源が１２Ｖ及び２４Ｖの兼用になっている場合においても、シリンダスイッチ１１はいずれの電圧においても支障無く動作することができる。

（４）シリンダスイッチ１１はエアシリンダ１２のピストンの位置検出用であるため、エアシリンダ１２が取り付けられる装置全体の小型化に寄与できる。
（５）信号端子２５とコモン端子２６との間には、サージ電圧対策用のツェナーダイオード３３と、外部雑音対策用のコンデンサ３４とが並列に接続されている。従って、二線式センサ回路２２の外部雑音を補償するとともに、サージ電圧がＭＲセンサパッケージ１８に悪影響を及ぼすことを防止することができる。

（第２の実施形態）
次に第２の実施形態を図４に従って説明する。この実施形態は、定電流回路の構成が前記第１の実施形態と異なっており、その他の構成は同じである。前記第１の実施形態と同一部分は同一符号を付して詳しい説明を省略する。

定電流回路４０は、第２のＮＰＮトランジスタＱ２及び第２の抵抗Ｒ２を備えず、ＮＰＮトランジスタＱ１及び第１の抵抗Ｒ１で構成されている。ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ−ベース間に第１の抵抗Ｒ１が接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ端子が第２のトランジスタ２９のエミッタ端子に接続され、かつＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタ端子側が第２のトランジスタ２９のコレクタ端子に接続されている。

この第２の実施形態ではシリンダスイッチ１１のＯＦＦ時には、第１の抵抗Ｒ１を通ってＮＰＮトランジスタＱ１のベースに電流が流れ、それによってＮＰＮトランジスタＱ１がＯＮ状態となってコレクタ電流が流れて、ＭＲセンサパッケージ１８に供給される。この時、第１の抵抗Ｒ１を非常に大きな値とし、即ちＮＰＮトランジスタＱ１が飽和した状態で動作するようにベース電流を絞った場合は、ＮＰＮトランジスタＱ１を流れるコレクタ電流値はベース電流とこのトランジスタの直流増幅率との積になる。

例えば、ＮＰＮトランジスタＱ１としてイサハヤ電子製汎用トランジスタ２ＳＣ５３８４を使用するとともに、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値を２．４ＭΩとした場合、第１の抵抗Ｒ１の両端に加わる電圧値は、実験により２０Ｖ前後となることから、ベース電流値は２０Ｖ／２．４ＭΩ＝８．３μＡとなる。前記トランジスタの直流電流増幅率は５５〜１１０（カタログ値）であるから、コレクタ電流値は８．３μＡ×（５５〜１１０）＝０．４６〜０．９１ｍＡとなり、ＭＲセンサパッケージ１８が安定した動作をするのに必要な電流を供給することができる。実際、実験を行ったところ、試料数１０個にてそのバラツキは、０．７１〜０．８３ｍＡの範囲に収まり、作業の計算の正しさが証明された。

なお、シリンダスイッチ１１のＯＮ状態時の回路動作は、第１の実施形態の場合と同じであり、第２のトランジスタ２９のコレクタ電流がＭＲセンサパッケージ１８に供給される。また、第１の実施形態と異なり、負荷電圧が変動した場合は、定電流回路４０を流れる電流値は変動する。しかし、使用電源として異なる電圧（例えば、ＤＣ２４ＶとＤＣ１２Ｖ）を兼用する電源を使用せずに、一定電圧（ＤＣ２４Ｖ）の高安定化電源を使用すれば、実用上においては問題はない。

この実施形態においては、前記第１の実施形態の（１），（２），（４），（５）と同様な効果を有する他に、次の効果を有する。
（６）定電流回路４０は第２のＮＰＮトランジスタＱ２及び第２の抵抗Ｒ２を備えていないので、構成が簡単になり、組み立て工数も小さくなる。

（第３の実施形態）
次に第３の実施形態を図５に従って説明する。この実施形態は、定電流回路の構成が前記第１の実施形態と異なっており、その他の構成は同じである。前記第１の実施形態と同一部分は同一符号を付して詳しい説明を省略する。

図５に示すように、定電流回路４２は、第２のＮＰＮトランジスタＱ２を備える代わりに第３の抵抗Ｒ３を備えている。第２の抵抗Ｒ２は、一端がＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタ端子に接続されるとともに、他端が第２のトランジスタ２９のコレクタ端子に接続されている。第３の抵抗Ｒ３は、一端がＮＰＮトランジスタＱ１のベース端子に接続されるとともに、他端が第２のトランジスタ２９のコレクタ端子に接続されている。

この実施形態では、第２の抵抗Ｒ２に流れる電流は、第１の抵抗Ｒ１を介したＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流と、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流との総和となり、第２の抵抗Ｒ２の両端に発生する電圧は、前記電流値と第２の抵抗Ｒ２の抵抗値との積によって求まる。この電圧とＮＰＮトランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧との和が第３の抵抗Ｒ３の両端に加わる電圧となり、その値が増加すると、ＮＰＮトランジスタＱ１のベース電流が減少する。その結果、ＮＰＮトランジスタＱ１が飽和状態となりコレクタ電流が減少して、ある一定値で平衡状態となる。なお、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ電流に比べて、第１の抵抗Ｒ１及び第３の抵抗Ｒ３を流れる電流の大きさは比べものにならない位小さな値となっている。

例えば、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値を３００ｋΩ、第２の抵抗Ｒ２の抵抗値を１ｋΩ、第３の抵抗Ｒ３の抵抗値を２０ｋΩとし、ＮＰＮトランジスタＱ１をイサハヤ電子製汎用トランジスタ２ＳＣ４１４５（直流電流増幅率１５０）のものを使用して、負荷電源の電圧を２４Ｖに設定すると、０．６１ｍＡの電流が流れることが観測されている。

この実施形態の定電流回路４２も、第２の実施形態と同様に、負荷電圧が変動すると定電流値が増減する。しかし、使用される電源は高安定化電源であり、かつその電圧のほとんどがＤＣ２４Ｖであるので、実用上問題はない。また、第２の実施形態に比較して、直流電力増幅率の低い品種のトランジスタを選択しなくても回路が構成できる点で優位性がある。

実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば次のように構成してもよい。
・ 図６に示すように、第３の実施形態の定電流回路４２の第２の抵抗Ｒ２に代えて、カソードがＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタ端子に接続され、アノードが第２のトランジスタ２９のコレクタ端子に接続されたツェナーダイオード４３を備えた定電流回路４４を採用してもよい。

・ 第１のトランジスタ２８に代えて、２個のＮＰＮトランジスタをダーリントン接続した構成の回路を設ける。そして、初段のＮＰＮトランジスタのベース端子に抵抗２７を介してＭＲセンサパッケージ１８の出力端子を接続し、終段のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子をコモン端子２６に接続し、両ＮＰＮトランジスタのコレクタ端子を発光ダイオード１９のカソード端子に接続する。

・ エアシリンダ１２に対するシリンダスイッチ１１の取り付け位置は、ピストンロッド１３ａが没入した状態におけるピストン１３を検出する位置に限らない。例えば、ピストンロッド１３ａが突出した状態におけるピストン１３を検出する位置にしたり、ピストンロッド１３ａが所定の中間位置まで突出した状態におけるピストン１３を検出する位置にしたりしてもよい。また、１個のエアシリンダ１２に異なる位置におけるピストン１３を検出するために複数個のシリンダスイッチ１１を取り付けてもよい。

・ 流体圧シリンダは、エアシリンダ１２に限らず作動油で動作する油圧シリンダであってもよい。
・ 直動型の流体圧シリンダに限らず、ロータリシリンダに適用してロータリシリンダの軸が所定位置まで回転したことを検出するものに適用してもよい。

・ 流体圧シリンダ内の圧力が所定圧力であるか否か、流体圧シリンダ内の圧力が所定圧力を超えているか否か、あるいは流体圧シリンダ内の圧力が所定圧力未満であるか否かを検出する圧力スイッチに適用してもよい。

以下の技術的思想（発明）は前記実施形態から把握できる。
・ 請求項１又は請求項２に記載の発明において、前記定電流回路は、前記ＮＰＮトランジスタのエミッタ端子にカソード端子が接続されるとともにアノード端子が、前記第２のトランジスタのコレクタ端子に接続されたツェナーダイオードと、前記ＮＰＮトランジスタのベース端子に一端が接続されるとともに他端が前記第２のトランジスタのコレクタ端子に接続された第３の抵抗とをさらに備えている。

第１の実施形態におけるシリンダスイッチの電気的構成を示す回路図。 （ａ）はシリンダとシリンダスイッチとの関係を示す模式図、（ｂ）はシリンダの模式斜視図。 作用を説明するグラフ。 第２の実施形態におけるシリンダスイッチの電気的構成を示す回路図。 第３の実施形態におけるシリンダスイッチの電気的構成を示す回路図。 別の実施形態におけるシリンダスイッチの電気的構成を示す回路図。 従来技術のシリンダスイッチの電気的構成を示す回路図。 別の従来技術のシリンダスイッチの電気的構成を示す回路図。

符号の説明

Ｑ１…ＮＰＮトランジスタ、Ｑ２…第２のＮＰＮトランジスタ、Ｒ１…第１の抵抗、Ｒ２…第２の抵抗、Ｒ３…第３の抵抗、１３…ピストン、１９…発光ダイオード、２３…ブリッジ回路、２３ａ，２３ｂ…磁気抵抗素子、２４…比較器、２５…信号端子、２６…コモン端子、２８…第１のトランジスタ、２９…第２のトランジスタ、３０，４０，４２，４４…定電流回路。

Claims (5)

1. 磁気抵抗素子を含むブリッジ回路と、前記ブリッジ回路からの出力信号を比較器を介して出力する信号端子と、コモン端子とを備えるとともに、流体圧シリンダの位置検出又は圧力検出に用いられる二線式センサ回路構成の流体圧シリンダ用センサであって、
   前記比較器の出力がベース端子に入力される第１のトランジスタと、
   前記第１のトランジスタのコレクタ端子にカソード端子が接続された発光ダイオードと、
   前記発光ダイオードのアノード端子にベース端子が接続された第２のトランジスタと、 ＮＰＮトランジスタのコレクタ−ベース間に該ＮＰＮトランジスタが飽和した状態で動作可能にする値の抵抗値を有する第１の抵抗が接続された回路を備えるとともに、前記ＮＰＮトランジスタのコレクタ端子が前記第２のトランジスタのエミッタ端子に接続され、かつ前記ＮＰＮトランジスタのエミッタ端子側が前記第２のトランジスタのコレクタ端子に接続された定電流回路と
   を備えたことを特徴とする流体圧シリンダ用センサ。
2. 前記ブリッジ回路及び比較器は一つのパッケージに組み込まれている請求項１に記載の流体圧シリンダ用センサ。
3. 前記定電流回路は、前記ＮＰＮトランジスタのエミッタ端子に一端が接続された第２の抵抗と、前記ＮＰＮトランジスタのベース端子にコレクタ端子が接続されるとともにベース端子が前記ＮＰＮトランジスタのエミッタ端子に接続された第２のＮＰＮトランジスタとをさらに備えるとともに、前記第２の抵抗の他端及び前記第２のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子が前記第２のトランジスタのコレクタ端子に接続されている請求項１又は請求項２に記載の流体圧シリンダ用センサ。
4. 前記定電流回路は、前記ＮＰＮトランジスタのエミッタ端子に一端が接続された第２の抵抗と、前記ＮＰＮトランジスタのベース端子に一端が接続された第３の抵抗とをさらに備えるとともに、前記第２の抵抗及び前記第３の抵抗の他端が前記第２のトランジスタのコレクタ端子に接続されている請求項１又は請求項２に記載の流体圧シリンダ用センサ。
5. 前記流体圧シリンダ用センサは、前記流体圧シリンダのピストンの位置検出用である請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載の流体圧シリンダ用センサ。

Images