JP3185948B2 - 信号伝送器 - Google Patents
信号伝送器Info
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- JP3185948B2 JP3185948B2 JP20674292A JP20674292A JP3185948B2 JP 3185948 B2 JP3185948 B2 JP 3185948B2 JP 20674292 A JP20674292 A JP 20674292A JP 20674292 A JP20674292 A JP 20674292A JP 3185948 B2 JP3185948 B2 JP 3185948B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、負荷側から２本の伝送
線により所定の伝送電流の供給を受けて回路電源とし、
測定すべき物理量を電気信号に変換してこれを信号処理
したデジタル信号を先の負荷側に先の伝送線を介してデ
ジタル伝送する次世代の計装方式であるフイールドバス
による伝送を行う信号伝送器に係り、特に、負荷側に伝
送するデジタル信号の伝送波形を高速で伝送できるよう
に改良された信号伝送器に関する。
線により所定の伝送電流の供給を受けて回路電源とし、
測定すべき物理量を電気信号に変換してこれを信号処理
したデジタル信号を先の負荷側に先の伝送線を介してデ
ジタル伝送する次世代の計装方式であるフイールドバス
による伝送を行う信号伝送器に係り、特に、負荷側に伝
送するデジタル信号の伝送波形を高速で伝送できるよう
に改良された信号伝送器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のアナログ伝送を採用する信
号伝送器の構成を示すブロック図である。１０はプロセ
ス変数などの物理量を電気信号に変換して伝送する信号
伝送器であり、直流電源１１から負荷１２を介して電力
が供給される。直流電源１１と負荷１２は受信計器１３
に格納されている。
号伝送器の構成を示すブロック図である。１０はプロセ
ス変数などの物理量を電気信号に変換して伝送する信号
伝送器であり、直流電源１１から負荷１２を介して電力
が供給される。直流電源１１と負荷１２は受信計器１３
に格納されている。
【０００３】電気信号は伝送線Ｌ1、Ｌ2により信号伝送
器１０に出力端子Ｔ１、Ｔ２を介して電流信号ＩLとし
て伝送され、負荷１２の両端に生じる電圧変化を検出し
て受信計器１３はプロセス変数を知る。
器１０に出力端子Ｔ１、Ｔ２を介して電流信号ＩLとし
て伝送され、負荷１２の両端に生じる電圧変化を検出し
て受信計器１３はプロセス変数を知る。
【０００４】電流信号ＩLは、例えば配管中の圧力に対
応したレンジに設定された信号伝送器１０により４〜２
０ｍＡの統一電流に変換されて負荷側の受信計器１３に
伝送されると共にモニタに例えば４桁のデジタル表示さ
れる。
応したレンジに設定された信号伝送器１０により４〜２
０ｍＡの統一電流に変換されて負荷側の受信計器１３に
伝送されると共にモニタに例えば４桁のデジタル表示さ
れる。
【０００５】この場合に、例えば圧力レンジを変更した
り、各種のパラメータを変更したり、或いはモニタした
いときには信号伝送器１０の外部から操作できれば便利
である。
り、各種のパラメータを変更したり、或いはモニタした
いときには信号伝送器１０の外部から操作できれば便利
である。
【０００６】このため、ハンドヘルドターミナル１４を
伝送線Ｌ1´、Ｌ2´を用いて必要に応じて接続し、かつ
信号伝送器１０にハンドヘルドターミナル１４との専用
のデータ通信機能を持たせて、ハンドヘルドターミナル
１４から信号伝送器１０にパラメータ変更などのデジタ
ルデータを送信する。
伝送線Ｌ1´、Ｌ2´を用いて必要に応じて接続し、かつ
信号伝送器１０にハンドヘルドターミナル１４との専用
のデータ通信機能を持たせて、ハンドヘルドターミナル
１４から信号伝送器１０にパラメータ変更などのデジタ
ルデータを送信する。
【０００７】以上の全体構成に対して、信号伝送器１０
は次のように構成される。ＳＮＲは圧力／差圧などを検
出して電気信号に変換する検出器（センサ）であり、変
換されたアナログ信号はアナログ／デジタル変換器Ａ／
Ｄでデジタル信号に変換され、マイクロプロセッサμＰ
を介してメモリＭＥＭ１の中のランダムアクセスメモリ
部分に格納される。
は次のように構成される。ＳＮＲは圧力／差圧などを検
出して電気信号に変換する検出器（センサ）であり、変
換されたアナログ信号はアナログ／デジタル変換器Ａ／
Ｄでデジタル信号に変換され、マイクロプロセッサμＰ
を介してメモリＭＥＭ１の中のランダムアクセスメモリ
部分に格納される。
【０００８】マイクロプロセッサμＰは、この格納され
たデジタル信号を用いてメモリＭＥＭ１の例えばリード
オンリメモリ部分に書き込まれた演算手順によりリニア
ライズなどの所定の演算を実行し、デジタル／アナログ
変換器Ｄ／Ａを介してセンサ信号ＶSとして出力回路Ｏ
ＰＣ１に出力する。
たデジタル信号を用いてメモリＭＥＭ１の例えばリード
オンリメモリ部分に書き込まれた演算手順によりリニア
ライズなどの所定の演算を実行し、デジタル／アナログ
変換器Ｄ／Ａを介してセンサ信号ＶSとして出力回路Ｏ
ＰＣ１に出力する。
【０００９】一方、マイクロプロセッサμＰでの所定の
演算結果は、内蔵のモニタＬＣＤに必要な桁数でデジタ
ル表示される。出力回路ＯＰＣ１はデジタル／アナログ
変換器Ｄ／Ａでアナログ信号に変換された電圧信号を４
〜２０ｍＡの統一された電流信号ＩLに変換して伝送線
Ｌ1、Ｌ 2を介して受信計器１３に伝送する。
演算結果は、内蔵のモニタＬＣＤに必要な桁数でデジタ
ル表示される。出力回路ＯＰＣ１はデジタル／アナログ
変換器Ｄ／Ａでアナログ信号に変換された電圧信号を４
〜２０ｍＡの統一された電流信号ＩLに変換して伝送線
Ｌ1、Ｌ 2を介して受信計器１３に伝送する。
【００１０】また、出力回路ＯＰＣ１は電流信号ＩLの
一部を用いて信号伝送器１０の内部回路の電源を作る。
この場合に、例えばモニタＬＣＤには電流信号ＩLに対
応する値がデジタル表示される。
一部を用いて信号伝送器１０の内部回路の電源を作る。
この場合に、例えばモニタＬＣＤには電流信号ＩLに対
応する値がデジタル表示される。
【００１１】ＲＴＥは、ロータリエンコーダである。そ
の操作軸を回転することにより、例えば回転が順方向の
場合は、回転により発生する隣り合う２つのパルス信号
が回転方向により定まる所定の位相差を保持して出力さ
れる。回転が逆方向の場合は、回転により発生する隣り
合う２つのパルス信号が逆の位相差を保持して出力され
る。
の操作軸を回転することにより、例えば回転が順方向の
場合は、回転により発生する隣り合う２つのパルス信号
が回転方向により定まる所定の位相差を保持して出力さ
れる。回転が逆方向の場合は、回転により発生する隣り
合う２つのパルス信号が逆の位相差を保持して出力され
る。
【００１２】インタフエイス回路ＩＮＦは、このパルス
信号を用いて、ソフトウエア処理のし易い回転数に対応
したパルス数の２値の矩形波の回転数信号と、回転方向
に対応してローレベル或いはハイレベルの方向信号Ｙと
をマイクロプロセッサμＰに割込信号として出力する。
信号を用いて、ソフトウエア処理のし易い回転数に対応
したパルス数の２値の矩形波の回転数信号と、回転方向
に対応してローレベル或いはハイレベルの方向信号Ｙと
をマイクロプロセッサμＰに割込信号として出力する。
【００１３】ＩＦＣはハンドヘルドターミナル１４とデ
ータ通信をするためのインターフエイスであり、伝送線
Ｌ1、Ｌ2とマイクロプロセッサμＰとの間に接続され、
伝送線Ｌ1、Ｌ2からのデジタル信号を並列データとして
マイクロプロセッサμＰに伝送し、逆にマイクロプロセ
ッサμＰからのデータを直列信号として出力回路ＯＰＣ
１に伝送する機能をもつ。
ータ通信をするためのインターフエイスであり、伝送線
Ｌ1、Ｌ2とマイクロプロセッサμＰとの間に接続され、
伝送線Ｌ1、Ｌ2からのデジタル信号を並列データとして
マイクロプロセッサμＰに伝送し、逆にマイクロプロセ
ッサμＰからのデータを直列信号として出力回路ＯＰＣ
１に伝送する機能をもつ。
【００１４】次に、ハンドヘルドターミナル１４は、次
のように構成されている。ＳＥＲはオペレータが操作す
る設定器であり、モニタが内蔵され、信号伝送器１０の
ゼロ調とスパン調とを切換えるモード変更、モデル要
求、表示分解能の変更、レンジの変更、異常の検出、或
いは電流信号ＩLの値の表示など各種の設定或いは要求
をすることができる。
のように構成されている。ＳＥＲはオペレータが操作す
る設定器であり、モニタが内蔵され、信号伝送器１０の
ゼロ調とスパン調とを切換えるモード変更、モデル要
求、表示分解能の変更、レンジの変更、異常の検出、或
いは電流信号ＩLの値の表示など各種の設定或いは要求
をすることができる。
【００１５】μＰ´はマイクロプロセッサであり、例え
ば設定器ＳＥＲからのデータが入力され、メモリＭＥＭ
´に格納された処理手順に従ってインターフエイスＩＦ
Ｃ´を介して信号伝送器１０にデジタル信号を送出す
る。
ば設定器ＳＥＲからのデータが入力され、メモリＭＥＭ
´に格納された処理手順に従ってインターフエイスＩＦ
Ｃ´を介して信号伝送器１０にデジタル信号を送出す
る。
【００１６】また、マイクロプロセッサμＰ´は、信号
伝送器１０からの応答データをインターフエイスＩＦＣ
´を介してメモリＭＥＭ´に取り込み、さらにメモリＭ
ＥＭ´に格納された処理手順に従ってこれを解読し、設
定器ＳＥＲのモニタに表示する。
伝送器１０からの応答データをインターフエイスＩＦＣ
´を介してメモリＭＥＭ´に取り込み、さらにメモリＭ
ＥＭ´に格納された処理手順に従ってこれを解読し、設
定器ＳＥＲのモニタに表示する。
【００１７】図４は、本発明の改良のベースとなる図３
に示す出力回路ＯＰＣ１の具体的な構成を示す回路図で
ある。出力端子Ｔ1はトランジスタＱ1のエミッタに接続
され、トランジスタＱ1のエミッタとコレクタの間には
起動抵抗ＲSが接続され、そのベースはトランジスタＱ2
のコレクタに接続されている。トランジスタＱ2のエミ
ッタは帰還抵抗Ｒfの一端と共に共通電位点ＣＯＭに接
続されている。帰還抵抗Ｒfの他端は出力端子Ｔ2に接続
されている。
に示す出力回路ＯＰＣ１の具体的な構成を示す回路図で
ある。出力端子Ｔ1はトランジスタＱ1のエミッタに接続
され、トランジスタＱ1のエミッタとコレクタの間には
起動抵抗ＲSが接続され、そのベースはトランジスタＱ2
のコレクタに接続されている。トランジスタＱ2のエミ
ッタは帰還抵抗Ｒfの一端と共に共通電位点ＣＯＭに接
続されている。帰還抵抗Ｒfの他端は出力端子Ｔ2に接続
されている。
【００１８】トランジスタＱ1のコレクタと共通電位点
ＣＯＭとの間にはツエナーダイオードＤzが接続され、
この両端に回路で使用する定電圧Ｖbを発生させる。ト
ランジスタＱ2のベースは偏差増幅器Ｑ3の出力端が接続
され、この偏差増幅器Ｑ3の反転入力端（−）は抵抗Ｒ1
とＲ2で定電圧Ｖbを分圧した分圧電圧が印加れている。
この分圧点にはインターフエイス回路ＩＦＣからデジタ
ル信号ＤＳが抵抗ＲDを介して入力されている。
ＣＯＭとの間にはツエナーダイオードＤzが接続され、
この両端に回路で使用する定電圧Ｖbを発生させる。ト
ランジスタＱ2のベースは偏差増幅器Ｑ3の出力端が接続
され、この偏差増幅器Ｑ3の反転入力端（−）は抵抗Ｒ1
とＲ2で定電圧Ｖbを分圧した分圧電圧が印加れている。
この分圧点にはインターフエイス回路ＩＦＣからデジタ
ル信号ＤＳが抵抗ＲDを介して入力されている。
【００１９】また、偏差増幅器Ｑ3の非反転入力端
（＋）には、抵抗Ｒ3、Ｒ4、Ｒfで定電圧Ｖbを分圧した
分圧電圧が直流バイアスとして印加され、さらにセンサ
信号ＶSは帰還電圧Ｖfと共にこれ等の抵抗で分圧されて
印加されている。
（＋）には、抵抗Ｒ3、Ｒ4、Ｒfで定電圧Ｖbを分圧した
分圧電圧が直流バイアスとして印加され、さらにセンサ
信号ＶSは帰還電圧Ｖfと共にこれ等の抵抗で分圧されて
印加されている。
【００２０】以上の構成で、偏差増幅器Ｑ3はセンサ信
号ＶSと帰還電圧Ｖfとが一致するように、トランジスタ
Ｑ2のベース電流を制御し、そのコレクタ電流を介し
て、結果としてトランジスタＱ1のコレクタ電流を制御
する。
号ＶSと帰還電圧Ｖfとが一致するように、トランジスタ
Ｑ2のベース電流を制御し、そのコレクタ電流を介し
て、結果としてトランジスタＱ1のコレクタ電流を制御
する。
【００２１】このコレクタ電流は主としてツエナーダイ
オードＤzに流れ、帰還抵抗Ｒfを介して出力端子Ｔ2に
流出する。つまり、センサ信号ＶSに対応する電流信号
ＩLが負荷１２に流れる。
オードＤzに流れ、帰還抵抗Ｒfを介して出力端子Ｔ2に
流出する。つまり、センサ信号ＶSに対応する電流信号
ＩLが負荷１２に流れる。
【００２２】図５は図３に示すアナログ伝送方式を採用
する従来の信号伝送器をフイルドバス形のデジタル伝送
方式としてモデフアイした信号伝送器の出力部近傍の構
成を示す回路図である。
する従来の信号伝送器をフイルドバス形のデジタル伝送
方式としてモデフアイした信号伝送器の出力部近傍の構
成を示す回路図である。
【００２３】１５は受信計器であり、この中には直流電
源ＥP、インダクタンスＬR1、ＬR2、コンデンサＣ1、
Ｃ2、受信抵抗ＲV1、ＲV2などが含まれる。信号伝送器
１６の出力端子Ｔ1、Ｔ2の両端には、インダクタンスＬ
R1、直流電源ＥP、及びインダクタンスＬR2の直列回路
がそれぞれ接続されている。
源ＥP、インダクタンスＬR1、ＬR2、コンデンサＣ1、
Ｃ2、受信抵抗ＲV1、ＲV2などが含まれる。信号伝送器
１６の出力端子Ｔ1、Ｔ2の両端には、インダクタンスＬ
R1、直流電源ＥP、及びインダクタンスＬR2の直列回路
がそれぞれ接続されている。
【００２４】さらに、出力端子Ｔ1、Ｔ2の両端には、コ
ンデンサＣ1、受信抵抗ＲV1、受信抵抗ＲV2、コンデン
サＣ2が直列に接続され、受信抵抗ＲV1と受信抵抗ＲV2
との接続点は接地点Ｇに接続されている。
ンデンサＣ1、受信抵抗ＲV1、受信抵抗ＲV2、コンデン
サＣ2が直列に接続され、受信抵抗ＲV1と受信抵抗ＲV2
との接続点は接地点Ｇに接続されている。
【００２５】コンデンサＣ1、Ｃ2は伝送されるデジタル
電流ＩDに含まれる直流成分をカットするためのもので
あり、受信抵抗ＲV1とＲV2は伝送されるデジタル電流Ｉ
Dをデジタル電圧ＶDに変換するための素子である。ま
た、インダクタンスＬR1、ＬR 2はデジタル電流ＩDに含
まれる交流成分を阻止するためのものである。
電流ＩDに含まれる直流成分をカットするためのもので
あり、受信抵抗ＲV1とＲV2は伝送されるデジタル電流Ｉ
Dをデジタル電圧ＶDに変換するための素子である。ま
た、インダクタンスＬR1、ＬR 2はデジタル電流ＩDに含
まれる交流成分を阻止するためのものである。
【００２６】ミラー回路ＭＲＲは抵抗Ｒ5、Ｒ6、トラン
ジスタＱ4、Ｑ5などから構成されている。トランジスタ
Ｑ4とＱ5のベース同志は互いに接続され、さらにトラン
ジスタＱ4のベースとコレクタも接続されている。
ジスタＱ4、Ｑ5などから構成されている。トランジスタ
Ｑ4とＱ5のベース同志は互いに接続され、さらにトラン
ジスタＱ4のベースとコレクタも接続されている。
【００２７】トランジスタＱ4、Ｑ5の各エミッタはそれ
ぞれ抵抗Ｒ5、Ｒ6の一端に接続され、これらの他端はダ
イオードＤ1を介して出力端子Ｔ1に接続されている。ト
ランジスタＱ4のコレクタは、抵抗Ｒ6の他端に起動抵抗
ＲSを介して接続されると共にツエナダイオードＤZ1を
介して共通電位点ＣＯＭに接続されている。
ぞれ抵抗Ｒ5、Ｒ6の一端に接続され、これらの他端はダ
イオードＤ1を介して出力端子Ｔ1に接続されている。ト
ランジスタＱ4のコレクタは、抵抗Ｒ6の他端に起動抵抗
ＲSを介して接続されると共にツエナダイオードＤZ1を
介して共通電位点ＣＯＭに接続されている。
【００２８】また、トランジスタＱ4のコレクタは出力
トランジスタＱ6のコレクタに、そのエミッタは抵抗
Ｒ7、ダイオードＤ2、帰還抵抗Ｒfを介して出力端子Ｔ2
に、さらにダイオードＤ2と帰還抵抗Ｒfとの接続点は共
通電位点ＣＯＭにそれぞれ接続されている。
トランジスタＱ6のコレクタに、そのエミッタは抵抗
Ｒ7、ダイオードＤ2、帰還抵抗Ｒfを介して出力端子Ｔ2
に、さらにダイオードＤ2と帰還抵抗Ｒfとの接続点は共
通電位点ＣＯＭにそれぞれ接続されている。
【００２９】ツエナダイオードＤZ1の両端には、定電圧
Ｖb1が発生させられ、この定電圧Ｖ b1を抵抗Ｒ8を介し
てツエナダイオードＤZ2に流すことにより、更に安定し
た定電圧Ｖb2を得ている。
Ｖb1が発生させられ、この定電圧Ｖ b1を抵抗Ｒ8を介し
てツエナダイオードＤZ2に流すことにより、更に安定し
た定電圧Ｖb2を得ている。
【００３０】帰還抵抗Ｒfの両端に発生した帰還電圧Ｖf
と定電圧Ｖb2との和の電圧は、帰還抵抗Ｒf、抵抗Ｒ9、
及びＲ10で分圧されて、抵抗Ｒ9とＲ10の接続点から偏
差増幅器Ｑ7の非反転入力端（＋）に印加されている。
と定電圧Ｖb2との和の電圧は、帰還抵抗Ｒf、抵抗Ｒ9、
及びＲ10で分圧されて、抵抗Ｒ9とＲ10の接続点から偏
差増幅器Ｑ7の非反転入力端（＋）に印加されている。
【００３１】また、図３に示すマイクロプロセッサμＰ
から出力される検出器ＳＮＲで検出された電気信号に対
応するデジタル信号ＶSDは、抵抗Ｒ11、Ｒ12で分圧され
て、偏差増幅器Ｑ7の反転入力端（−）に印加されてい
る。
から出力される検出器ＳＮＲで検出された電気信号に対
応するデジタル信号ＶSDは、抵抗Ｒ11、Ｒ12で分圧され
て、偏差増幅器Ｑ7の反転入力端（−）に印加されてい
る。
【００３２】次に、以上のように構成された信号伝送器
の動作について図６に示す波形図を用いて説明する。図
３に示すように、測定すべき差圧などは、検出器ＳＮＲ
で電気信号に変換されてマイクロプロセッサμＰに読み
込まれ、所定の演算処理が施されてシリアルのデジタル
信号ＶSD（図６（ａ））として偏差増幅器Ｑ7の反転入
力端（−）に印加される。
の動作について図６に示す波形図を用いて説明する。図
３に示すように、測定すべき差圧などは、検出器ＳＮＲ
で電気信号に変換されてマイクロプロセッサμＰに読み
込まれ、所定の演算処理が施されてシリアルのデジタル
信号ＶSD（図６（ａ））として偏差増幅器Ｑ7の反転入
力端（−）に印加される。
【００３３】偏差増幅器Ｑ7は、このデジタル信号ＶSD
（図６（ａ））と帰還電圧Ｖfとが一致するように出力
トランジスタＱ6のベースにデジタル電圧ＶBD（図６
（ｂ））を印加する。
（図６（ａ））と帰還電圧Ｖfとが一致するように出力
トランジスタＱ6のベースにデジタル電圧ＶBD（図６
（ｂ））を印加する。
【００３４】この結果、出力トランジスタＱ6のコレク
タに流れるコレクタ電流ＩCDによりコレクタ電圧ＶCDは
このデジタル電圧ＶBDに対応して逆位相で変化する（図
６（ｃ））。ミラー回路ＭＭＲはこのコレクタ電流ＩCD
に対応してデジタル信号ＩDを出力端子Ｔ1、Ｔ2に出力
する。
タに流れるコレクタ電流ＩCDによりコレクタ電圧ＶCDは
このデジタル電圧ＶBDに対応して逆位相で変化する（図
６（ｃ））。ミラー回路ＭＭＲはこのコレクタ電流ＩCD
に対応してデジタル信号ＩDを出力端子Ｔ1、Ｔ2に出力
する。
【００３５】受信計器１５では信号伝送器１６から伝送
されたデジタル信号ＩDの直流分をコンデンサＣ1、Ｃ2
でカットして受信抵抗ＲV1とＲV2でデジタル信号ＩDの
変化分のみを取り出す。
されたデジタル信号ＩDの直流分をコンデンサＣ1、Ｃ2
でカットして受信抵抗ＲV1とＲV2でデジタル信号ＩDの
変化分のみを取り出す。
【００３６】この場合のデジタル信号ＩDつまりフイー
ルドバス信号は、例えば伝送速度としては３１．２５Ｋ
ｂｐｓ程度で、電流値は１０ｍＡ±８ｍＡ程度の矩形波
状のパルス波形として伝送される。この場合に、直流電
源ＥPから伝送される伝送電流は１０ｍＡである。
ルドバス信号は、例えば伝送速度としては３１．２５Ｋ
ｂｐｓ程度で、電流値は１０ｍＡ±８ｍＡ程度の矩形波
状のパルス波形として伝送される。この場合に、直流電
源ＥPから伝送される伝送電流は１０ｍＡである。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図３に
示す従来のアナログ伝送方式の信号伝送器１０の構成を
単に図５に示すようなデジタル方式のフイールドバス方
式の構成に編成変えをしただけでは、図３に示す方式の
デジタル信号の伝送速度が１．２Ｋｂｐｓであるのに対
して、図５に示すフイールドバス方式のデジタル信号の
伝送速度が３１．２５Ｋｂｐｓと高速であるので、正常
な機能を発揮できないという問題がある。
示す従来のアナログ伝送方式の信号伝送器１０の構成を
単に図５に示すようなデジタル方式のフイールドバス方
式の構成に編成変えをしただけでは、図３に示す方式の
デジタル信号の伝送速度が１．２Ｋｂｐｓであるのに対
して、図５に示すフイールドバス方式のデジタル信号の
伝送速度が３１．２５Ｋｂｐｓと高速であるので、正常
な機能を発揮できないという問題がある。
【００３８】
【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するための構成として、負荷側から２本の伝送線に
より所定の伝送電流の供給を受けて回路電源とし測定す
べき物理量を電気信号に変換しこれを信号処理したデジ
タル信号を前記負荷側に前記伝送線を介してデジタル伝
送する信号伝送器において、前記伝送電流に比例する帰
還電圧を発生させる帰還抵抗と、前記デジタル信号に前
記帰還電圧が一致するようにベース電流が制御されて前
記帰還抵抗にエミッタ電流を流す出力トランジスタと、
ベースに一定のバイアス電圧が印加されこの出力トラン
ジスタのコレクタにエミッタが接続された中間トランジ
スタと、この中間トランジスタのコレクタ電流で前記回
路電源に電流を流すと共に前記伝送電流を制御するミラ
ー回路とからなるようにしたものである。
解決するための構成として、負荷側から２本の伝送線に
より所定の伝送電流の供給を受けて回路電源とし測定す
べき物理量を電気信号に変換しこれを信号処理したデジ
タル信号を前記負荷側に前記伝送線を介してデジタル伝
送する信号伝送器において、前記伝送電流に比例する帰
還電圧を発生させる帰還抵抗と、前記デジタル信号に前
記帰還電圧が一致するようにベース電流が制御されて前
記帰還抵抗にエミッタ電流を流す出力トランジスタと、
ベースに一定のバイアス電圧が印加されこの出力トラン
ジスタのコレクタにエミッタが接続された中間トランジ
スタと、この中間トランジスタのコレクタ電流で前記回
路電源に電流を流すと共に前記伝送電流を制御するミラ
ー回路とからなるようにしたものである。
【００３９】
【作 用】帰還抵抗には負荷側への伝送電流に比例する
帰還電圧が発生するが、出力トランジスタは測定すべき
物理量を電気信号に変換しこれを信号処理したデジタル
信号に先の帰還電圧が一致するようにベース電流が制御
されて先の帰還抵抗にエミッタ電流を流す。
帰還電圧が発生するが、出力トランジスタは測定すべき
物理量を電気信号に変換しこれを信号処理したデジタル
信号に先の帰還電圧が一致するようにベース電流が制御
されて先の帰還抵抗にエミッタ電流を流す。
【００４０】一方、この出力トランジスタのコレクタに
エミッタが接続された中間トランジスタはベースに一定
のバイアス電圧が印加されており、ミラー回路はこの中
間トランジスタのコレクタ電流で先の回路電源に電流を
流すと共に先の伝送電流を制御する。そして、伝送電流
が伝送される伝送線に並列に挿入された受信抵抗では、
先のデジタル信号に対応するデジタル電圧を検出する。
エミッタが接続された中間トランジスタはベースに一定
のバイアス電圧が印加されており、ミラー回路はこの中
間トランジスタのコレクタ電流で先の回路電源に電流を
流すと共に先の伝送電流を制御する。そして、伝送電流
が伝送される伝送線に並列に挿入された受信抵抗では、
先のデジタル信号に対応するデジタル電圧を検出する。
【００４１】
【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の要部構成を示すブロ
ック図である。なお、図３、図５に示す従来の信号伝送
器と同一の機能を有する部分には同一の符号を付して適
宜にその説明を省略する。
明する。図１は本発明の１実施例の要部構成を示すブロ
ック図である。なお、図３、図５に示す従来の信号伝送
器と同一の機能を有する部分には同一の符号を付して適
宜にその説明を省略する。
【００４２】本発明の全体構成は図３に示す構成と同様
である。出力回路ＯＰＣ１のみが基本的に改良された部
分であり、この部分が図１に出力回路ＯＰＣ２として示
されている。
である。出力回路ＯＰＣ１のみが基本的に改良された部
分であり、この部分が図１に出力回路ＯＰＣ２として示
されている。
【００４３】この場合の出力回路ＯＰＣ２は、図５に示
す出力回路の出力段が変更されている点で異なる。その
他の構成は図５に示す構成と同一である。このような構
成にすることにより、デジタル信号の高速伝送が可能に
なる。
す出力回路の出力段が変更されている点で異なる。その
他の構成は図５に示す構成と同一である。このような構
成にすることにより、デジタル信号の高速伝送が可能に
なる。
【００４４】出力トランジスタＱ6とミラー回路ＭＭＲ
との間に中間トランジスタＱ8が挿入されて信号伝送器
１７が構成されている点が図５に示す信号伝送器１６と
異なっている。
との間に中間トランジスタＱ8が挿入されて信号伝送器
１７が構成されている点が図５に示す信号伝送器１６と
異なっている。
【００４５】出力トランジスタＱ6のコレクタと中間ト
ランジスタＱ8のエミッタが接続され、この中間トラン
ジスタＱ8のコレクタはミラー回路ＭＭＲのトランジス
タＱ4のコレクタに接続され、そのベースには定電圧Ｖ
b1が印加されている。
ランジスタＱ8のエミッタが接続され、この中間トラン
ジスタＱ8のコレクタはミラー回路ＭＭＲのトランジス
タＱ4のコレクタに接続され、そのベースには定電圧Ｖ
b1が印加されている。
【００４６】以上の構成において、偏差増幅器Ｑ7の反
転入力端（−）にはデジタル信号ＶS D（図６（ａ））
が、非反転入力端（＋）には帰還電圧Ｖfがそれぞれ印
加されこれらの偏差に対応するデジタル電圧ＶBDが出力
トランジスタＱ6のベースに印加されてそのコレクタに
は対応するコレクタ電流ＩCD´が流れる。
転入力端（−）にはデジタル信号ＶS D（図６（ａ））
が、非反転入力端（＋）には帰還電圧Ｖfがそれぞれ印
加されこれらの偏差に対応するデジタル電圧ＶBDが出力
トランジスタＱ6のベースに印加されてそのコレクタに
は対応するコレクタ電流ＩCD´が流れる。
【００４７】ベースが定電圧Ｖb1で一定に保持されてい
る中間トランジスタＱ8は、このコレクタ電流ＩCD´に
対応するコレクタ電流をミラー回路ＭＭＲに流し、ミラ
ー回路ＭＭＲは対応する電流をデジタル信号ＩD´とし
て出力端子Ｔ1、Ｔ2に出力する。
る中間トランジスタＱ8は、このコレクタ電流ＩCD´に
対応するコレクタ電流をミラー回路ＭＭＲに流し、ミラ
ー回路ＭＭＲは対応する電流をデジタル信号ＩD´とし
て出力端子Ｔ1、Ｔ2に出力する。
【００４８】したがって、出力トランジスタＱ6は、そ
のベースに印加されるデジタル電圧ＶBDとは逆位相のコ
レクタ電流ＩCD´がコレクタには流れるが、このコレク
タ電圧ＶCD´は中間トランジスタＱ8のベースが一定に
保持されているので、デジタル電圧ＶBDにより変化しな
い（図６（ｄ））。
のベースに印加されるデジタル電圧ＶBDとは逆位相のコ
レクタ電流ＩCD´がコレクタには流れるが、このコレク
タ電圧ＶCD´は中間トランジスタＱ8のベースが一定に
保持されているので、デジタル電圧ＶBDにより変化しな
い（図６（ｄ））。
【００４９】このため、出力トランジスタＱ6のコレク
タとベースとの間に形成される浮遊容量ＣSを介してベ
ース側にコレクタ電圧ＶCD´が逆位相で帰還されること
はなく、出力トランジスタＱ6での帯域を広くとること
ができる。したがって、高い伝送速度を保持してデジタ
ル伝送をすることができる。
タとベースとの間に形成される浮遊容量ＣSを介してベ
ース側にコレクタ電圧ＶCD´が逆位相で帰還されること
はなく、出力トランジスタＱ6での帯域を広くとること
ができる。したがって、高い伝送速度を保持してデジタ
ル伝送をすることができる。
【００５０】図２は本発明の他の信号伝送器１８の構成
を示す回路図である。図１の場合は中間トランジスタＱ
8のベースを一定に保持するのに定電圧Ｖb1を用いた
が、この場合はミラー回路ＭＭＲ２から引き出した電流
を用いて中間トランジスタＱ8のベースを一定に保持す
るようにしたものである。
を示す回路図である。図１の場合は中間トランジスタＱ
8のベースを一定に保持するのに定電圧Ｖb1を用いた
が、この場合はミラー回路ＭＭＲ２から引き出した電流
を用いて中間トランジスタＱ8のベースを一定に保持す
るようにしたものである。
【００５１】トランジスタＱ9のベースは、トランジス
タＱ4のベースと接続されそのエミッタは抵抗Ｒ13を介
して抵抗Ｒ5の他端に接続されている。そのコレクタは
ダイオードＤ3、Ｄ4の直列回路を介して出力トランジス
タＱ6と抵抗Ｒ7との接続点に接続されている。
タＱ4のベースと接続されそのエミッタは抵抗Ｒ13を介
して抵抗Ｒ5の他端に接続されている。そのコレクタは
ダイオードＤ3、Ｄ4の直列回路を介して出力トランジス
タＱ6と抵抗Ｒ7との接続点に接続されている。
【００５２】そして、中間トランジスタＱ8のベースに
はダイオードＤ3のアノードが接続されている。この構
成により、出力トランジスタＱ6のベース／コレクタ
間、或いはベース／エミッタ間の電圧を一定にすること
ができ、出力トランジスタＱ6の帯域を広くとることが
できる。
はダイオードＤ3のアノードが接続されている。この構
成により、出力トランジスタＱ6のベース／コレクタ
間、或いはベース／エミッタ間の電圧を一定にすること
ができ、出力トランジスタＱ6の帯域を広くとることが
できる。
【００５３】
【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに本発明によれば、デジタル信号を電流伝送するに際
し、出力トランジスタのコレクタ電位がデジタル信号に
より変化しないように出力トランジスタのコレクタ側に
中間トランジスタを介在させる構成としたので、デジタ
ル信号の波形を高速伝送することができる。
うに本発明によれば、デジタル信号を電流伝送するに際
し、出力トランジスタのコレクタ電位がデジタル信号に
より変化しないように出力トランジスタのコレクタ側に
中間トランジスタを介在させる構成としたので、デジタ
ル信号の波形を高速伝送することができる。
【図１】本発明の１実施例の要部構成を示す回路図であ
る。
る。
【図２】本発明の他の実施例の要部構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図３】従来の信号伝送装置の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図４】図３に示す出力回路の具体的な回路構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図５】図４に示す出力回路を改良した他の信号伝送器
の要部回路構成を示す回路図である。
の要部回路構成を示す回路図である。
【図６】図５に示す出力回路の動作を説明する波形図で
ある。
ある。
１０、１６、１７、１８ 信号伝送器 １１ 直流電源 １２ 負荷 １３、１５ 受信計器 １４ ハンドヘルドターミナル ＭＥＭ１ メモリ ＯＰＣ１ 出力回路 ＭＭＲ、ＭＭＲ２ ミラー回路 Ｑ7 偏差増幅器 Ｑ8 中間トランジスタ Ｑ6 出力トランジスタ ＣS 浮遊容量 ＶBD デジタル電圧 ＶSD デジタル信号
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 3/54 - 3/58 G08B 25/01 G08C 19/00 - 19/02 H02J 13/00 H04Q 9/00 311 H05B 37/02
Claims (1)
- 【請求項１】負荷側から２本の伝送線により所定の伝送
電流の供給を受けて回路電源とし測定すべき物理量を電
気信号に変換しこれを信号処理したデジタル信号を前記
負荷側に前記伝送線を介してデジタル伝送する信号伝送
器において、 前記伝送電流に比例する帰還電圧を発生させる帰還抵抗
と、 前記デジタル信号に前記帰還電圧が一致するようにベー
ス電流が制御されて前記帰還抵抗にエミッタ電流を流す
出力トランジスタと、 ベースに一定のバイアス電圧が印加されこの出力トラン
ジスタのコレクタにエミッタが接続された中間トランジ
スタと、 この中間トランジスタのコレクタ電流で前記回路電源に
電流を流すと共に前記伝送電流を制御するミラー回路と
からなることを特徴とする信号伝送器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20674292A JP3185948B2 (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | 信号伝送器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20674292A JP3185948B2 (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | 信号伝送器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0653866A JPH0653866A (ja) | 1994-02-25 |
| JP3185948B2 true JP3185948B2 (ja) | 2001-07-11 |
Family
ID=16528353
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20674292A Expired - Fee Related JP3185948B2 (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | 信号伝送器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3185948B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2650475C (en) * | 2006-04-28 | 2015-02-03 | Micro Motion, Inc. | Bus loop power interface and method |
| JP6032103B2 (ja) * | 2013-04-05 | 2016-11-24 | 株式会社デンソー | 電力線データ送信機 |
-
1992
- 1992-08-03 JP JP20674292A patent/JP3185948B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0653866A (ja) | 1994-02-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |