JPH0583166A - エコーキヤンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 回路構成が比較的簡単でしかもタップ係数の
収束を短時間に行なうことができ、これにより安価でか
つ立ち上がり応答性の優れたエコーキャンセラを提供す
る。 【構成】 音声符号復号回路９０が有する伝達関数とは
逆の伝達関数を有する逆フィルタ回路１４ｇ，１４ｈ，
１４ｉ，１４ｊ，１４ｋを備え、エコーを含む送話音声
信号をこの逆フィルタ回路に通すことにより上記音声符
号復号回路９０による相関を除去し、かつこの逆フィル
タ回路を通過した上記エコーを含む送話音声信号と、上
記音声符号復号回路９０において符号化音声信号の復号
化の過程で生成される白色雑音とを適応フィルタ回路１
４ｃ，１４ｆにそれぞれ入力し、これらの送話音声信号
および白色雑音に基づいて適応フィルタにおけるタップ
係数の更新を行なうようにしたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えばハンズフリー通
話機能を有する電話装置において、スピーカからマイク
ロホンへの受話音声の回り込みにより発生する音響エコ
ーや、通信回線のハイブリッド回路で発生する回線エコ
ーを消去するために使用されるエコーキャンセラに関す
る。

【０００２】

【従来の技術】通信回線においては、加入者線のような
２線区間と長距離中継線のような４線区間とが混在して
いる。４線区間と２線区間とを接続する４線−２線変換
器には一般にハイブリッドトランスが使用される。しか
し、線路インピーダンスにはバラツキがあるため、ハイ
ブリッドトランスにおいて完全なインピーダンス整合を
取ることは困難である。このため、通信回線では４線−
２線変換器において回線エコーが発生する。

【０００３】また、ハンドセットの代わりに電話装置本
体に設けられたスピーカとマイクロホンとを使用して通
話を行なう、いわゆるハンズフリー通話機能を有してい
る電話装置や、同様の通話形態を採るテレビ会議システ
ムでは、スピーカから発生された受話音声が壁や天井で
反射してマイクロホンに回り込むため、音響エコーが発
生する。

【０００４】これらのエコーは、特にディジタル通信方
式を採用した通信システムや、通信回線中に例えば通信
衛星を介在する通信システムのように、伝送遅延量が比
較的大きい通信システムにあっては、通信品質の著しい
劣化を招き非常に好ましくない。

【０００５】例えば、ディジタル自動車無線電話システ
ムにおいては、無線周波数の有効利用の観点から低ビッ
トレートの音声符号化器が使用され始めている。低ビッ
トレートの音声符号化器としては、例えば４〜８kbpsで
比較的良好な音声品質を得ることが可能なＣＥＬＰ（Co
de Excited Linear Prediction）方式、あるいはその改
良型であるＶＳＥＬＰ（vector Sun Excited Linear Pr
ediction）方式が用いられる。ＣＥＬＰ方式の詳細な点
については、M.R.Schroeder 氏とB.S.Atal氏の“Code-E
xcited Linear Prediction（ＣＥＬＰ）：High-Quality
Speach At Very Low Bit Rates ”in Proc.ICASSP.198
5,pp.937〜939 に述べられている。これらの符号化方式
では、一般に音声信号を低ビットレートに圧縮するため
にフレーム単位で符号化処理が行なわれ、またバースト
誤りに対する訂正能力を高めるためにインタリーブが用
いられている。このため、ディジタル自動車無線電話シ
ステムにおける伝送遅延は片道で約100msec にもなる。

【０００６】そこで、従来よりこの種のシステムでは、
エコーパスの特性を適応フィルタにより推定してエコー
パスと同一の特性を有する擬似エコーを生成し、この擬
似エコーを通話信号から差し引くことにより通話信号中
に含まれるエコー成分を消去する、いわゆるエコーキャ
ンセラが使用されている。自動車無線電話システムで
は、移動局に音響エコーを消去するための音響エコーキ
ャンセラが、また基地局に回線エコーをキャンセルする
ための回線エコーキャンセラが設けられる。

【０００７】図３は、音響エコーキャンセラを備えたデ
ィジタル自動車無線電話移動局の構成の一例を示す回路
ブロック図である。同図において、図示しない基地局か
ら所定の無線周波数の空きタイムスロットを使用して送
られた無線通信信号は、アンテナ１および共用器（ＤＵ
Ｐ）２を介して受信回路（ＲＸ）３に入力され、ここで
周波数シンセサイザ（ＳＹＮ）４から出力される局部発
振信号と合成されて中間周波信号に変換される。そし
て、この受信中間周波信号は、ディジタル復調回路（Ｄ
ＥＭ）６によりフレーム同期およびビット同期がとられ
たうえでディジタル復調される。尚、上記フレーム同期
およびビット同期により得られた同期信号は制御回路
（ＣＯＮＴ）２０に供給される。

【０００８】上記ディジタル復調回路６から出力された
ディジタル復調信号には、ディジタル通話信号とディジ
タル制御信号とがあり、このうちディジタル制御信号は
制御回路２０に供給されて識別される。一方ディジタル
通話信号は、Ａ／Ｄ変換器７でサンプリングされたのち
誤り訂正復号回路（ＣＨ−ＤＥＣ）８で誤り訂正復号化
される。そして、この誤り訂正復号されたディジタル通
話信号は、音声復号回路（ＳＰ−ＤＥＣ）９で後述する
復号化処理が施され、さらにＤ／Ａ変換器１０でアナロ
グ通話信号に戻されたのち、スピーカ１１に供給されて
このスピーカ１１から拡声出力される。

【０００９】一方、マイクロホン１２により入力された
送話信号は、Ａ／Ｄ変換器１３でサンプリングされたの
ち、音響エコーキャンセラ１４を介して音声符号回路
（ＳＰ−ＣＯＤ）１５に入力され、ここで符号化され
る。この符号化により得られたディジタル送話信号は、
制御回路２０から出力されるディジタル制御信号ととも
に誤り訂正符号回路（ＣＨ−ＣＯＤ）１６で誤り訂正符
号化され、さらにＤ／Ａ変換器１７でＤ／Ａ変換された
のち、ディジタル変調回路（ＭＯＤ）１８に入力され
る。このディジタル変復調回路１８では、上記Ｄ／Ａ変
換器１７から供給された送信信号に応じた中間周波数の
変調信号が発生され、送信回路（ＴＸ）５に入力され
る。送信回路５では、上記変調信号が周波数シンセサイ
ザ４から出力される局部発振信号と合成されて高周波信
号に変換される。そして、この高周波信号は高周波増幅
されたのち共用器２を介してアンテナ１から基地局へ向
けて送信される。

【００１０】尚、２１は発信スイッチやダイヤルキーな
どのキースイッチ群および表示器等が配置されたコンソ
ールユニット（ＣＵ）、２２は電池２３の出力電圧を基
に所要の動作電圧Ｖccを生成する電源回路である。

【００１１】ところで、上記音声復号回路９は例えばＣ
ＥＬＰデコーダからなり、次のような復号化処理を実行
する。すなわち、誤り訂正復号回路８から供給された符
号化通話信号は、デマルチプレクサ９ａに入力される。
このデマルチプレクサ９ａでは、上記符号化通話信号よ
り合成音声を生成するために必要な音声の特徴を示すパ
ラメータが再生される。パラメータには、フレーム単位
（例えば20msec）の情報である線形予測分析（ＬＰＣ：
Linear Predictive Coding）パラメータα(i)（ｉ＝１
〜10) と、サブフレーム単位（５msec）の情報であるピ
ッチ周期Ｌ(i)、ピッチゲインβq(i)、コードブック番
号Ｉ(i) およびコードブックゲインｒq(i)（ｉ＝１〜
４）とが含まれる。

【００１２】上記デマルチプレクサ９ａから各パラメー
タが出力されると、コードブック（ＣＢ）９ｃからはコ
ードブック番号Ｉ(i) に対応する白色雑音ｕ_I(i)(n)
（ｎ＝０〜39）が読み出される。この白色雑音ｕ
_I(i)(n) には、乗算器９ｅにおいてコードブックゲイン
ｒq(i)が乗算される。また、適応コードブック（適応Ｃ
Ｂ）９ｂからは、ピッチ周期Ｌ(i) に対応したピッチベ
クトルｂ_L (n) （ｎ＝０〜39）が出力される。このピッ
チベクトルｂ_L (n) には、乗算器９ｄにおいてピッチゲ
インβq(i)が乗算される。これらの乗算器９ｅ，９ｄか
ら出力された信号は、加算器９ｆで相互に加算されてサ
ブフレーム毎の駆動信号ｒ(n) となる。この駆動信号ｒ
(n) は第(1) 式のように表される。尚、上記適応コード
ブック９ｂから出力されるピッチベクトルｂ_L (n) は、
第(2) 式のように表される。ただし、 Lｘ」はｘ以下の
最大の整数を生成するｘのフロア関数である。

【００１３】

【数１】

【００１４】

【数２】

【００１５】そうして作成された駆動信号ｒ(n) は、Ｌ
ＰＣ合成フィルタ９ｇに入力される。このＬＰＣ合成フ
ィルタ（ＬＰＣＦＩＬ）９ｇは、ＬＰＣパラメータα
(i) （ｉ＝１〜10）を線形補間することにより求めた補
間ＬＰＣパラメータα^*(i) （ｉ＝１〜10）により第(3)
式のように表される伝達関数Ｈ(Z) を有しており、こ
の伝達関数Ｈ(Z) にしたがって上記駆動信号ｒ(n) に応
じた合成音声ｘ(n) （ｎ＝０〜39）を出力する。

【００１６】

【数３】

【００１７】上記ＬＰＣ合成フィルタ９ｇから出力され
た合成音声ｘ(n) は、ポストフィルタ（ＰＦＩＬ）９ｈ
に入力される。このポストフィルタ９ｈは、聴感品質を
高めるために用いられるもので、補間されたＬＰＣパラ
メータα^*(i) （ｉ＝１〜10）により第(4) 式のように
表される伝達関数Ｈ(Z) を有している。上記合成音声ｘ
(n) は、この伝達関数Ｈ(Z) に従ってフィルタリングさ
れ、合成音声ｙ(n)（ｎ＝０〜39）となって出力され
る。なお、第(4) 式のβ，υには、それぞれ0.5，0.8
などの値が用いられる。

【００１８】

【数４】

【００１９】また、ポストフィルタ９ｈには、上記第
(4) 式に示した伝達関数の周波数特性の傾きを補正する
ために、第(5) 式で表される伝達関数を有するハイパス
フィルタが縦続接続される場合がある。ここで、ｕには
0.5 等の値が用いられる。

【００２０】

【数５】

【００２１】さて、そうして音声復号回路９で復号され
た受話音声がスピーカ１１から出力されると、この受話
音声の一部が壁や天井などで反射されて、音響エコーｄ
(n)となってマイクロホン１２に入力される。しかる
に、この音響エコーｄ(n) は音響エコーキャンセラ１４
において次のように消去される。すなわち、適応フィル
タ（適応ＦＩＬ）１４ａでは受話音声信号を基に擬似エ
コーが生成され、この擬似エコーを加算器１４ｂで送話
信号から差し引くことにより、送話信号に含まれる音響
エコーは消去される。また、このとき加算器１４ｂで消
去し切れなかった残差エコーは、適応フィルタ１４ａに
入力される。適応フィルタ１４ａは、上記残差エコーを
基に、自己の伝達関数を音響エコーパスの伝達関数Ｈ
(Z) に近付けるべくタップ係数の更新を行なう。

【００２２】ところで、従来の適応フィルタには、安定
性判別が不要なことや、一定の条件内での収束が保証さ
れていることから、一般にＦＩＲ型のフィルタが使用さ
れる。また、タップ係数の更新アルゴリズムには、最小
自乗法（ＬＳ）を使用したアルゴリズムや再帰最小自乗
法（ＲＬＳ）を使用したアルゴリズム等がある。しか
し、実現性の点から、最小自乗平均法（ＬＭＳ）を正規
化した学習同定法（ＮＬＭＳ）が多く用いられている。
この学習同定法によるアルゴリズムは、演算量が比較的
少なくて済みしかも良好な特性を示すという利点を有す
る。第(6) 式は、Ｐ次の適応フィルタのタップ係数をｈ
_j （ｊ＝１〜Ｐ）とするときの学習同定法の更新式を示
したものである。

【００２３】

【数６】

【００２４】ところが、この種のアルゴリズムを用いて
タップ係数の更新を行なった場合には、適応フィルタの
入力信号ｙ(n) が白色雑音のような相関のない信号であ
れば、タップ係数の収束を高速に行なうことができる
が、音声のように相関が強く相関行列の固有値に拡がり
がある場合には、一般にタップ係数の収束速度は遅くな
る。またその解決策として、線形予測分析による音声信
号を白色化して、この白色化した音声信号を入力信号と
して用いるＬＭＳラチスアルゴリズム等が提案されてい
る。しかし、このアルゴリズムは学習同定法の４倍もの
演算量を必要とするため、実現性に問題が残る。

【００２５】一方、従来の別の音響エコーキャンセラと
して図４に示すものがある。なお、同図において前記図
３と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略す
る。この音響エコーキャンセラ１４′は、直並列形のフ
ィルタ構造を採用したもので、図３に示した音響エコー
キャンセラ１４の適応フィルタ１４ａおよび加算器１４
ｂに加えて、適応フィルタ１４ｃ，１４ｄおよび加算器
１４ｅを備えている。

【００２６】適応フィルタ１４ｃでは、Ａ／Ｄ変換器１
３から出力された送話音声信号を基に擬似エコーが生成
され、この擬似エコーは加算器１４ｅに供給される。加
算器１４ｅでは上記適応フィルタ１４ｃから出力された
擬似エコーと適応フィルタ１４ａから出力された擬似エ
コーとの残差エコーが検出され、上記適応フィルタ１４
ａ，１４ｃはこの残差エコーを小さくするべくそれぞれ
タップ係数の更新を行なう。また適応フィルタ１４ｄ
は、適応フィルタ１４ｃの伝達関数とは逆の伝達関数を
有しており、上記適応フィルタ１４ｃから供給されるタ
ップ係数に応じて、適応フィルタ１４ａから出力された
エコーを基に擬似エコーを生成する。加算器１４ｂで
は、Ａ／Ｄ変換器１３から出力された送話信号から、上
記適応フィルタ１４ｄから出力された擬似エコーが差し
引かれる。

【００２７】このような構成において、いま仮に適応フ
ィルタ１４ａの伝達関数がＡ(Z) に、また適応フィルタ
１４ｃの伝達関数が１−Ｂ(Z) にそれぞれ収束したとす
ると、音響エコーパスＥＣの伝達関数Ｈ(Z) に対して第
(7) 式が成立する。

【００２８】

【数７】

【００２９】従って、適応フィルタ１４ｃの伝達関数と
は逆の伝達関数１／（１−Ｂ(Z) ）を有するとともに適
応フィルタ１４ｃのタップ係数と同じタップ係数を有す
る適用フィルタ１４ｄにより生成された擬似エコーを、
Ａ／Ｄ変換器１３から出力された送話信号ｄ(n) により
加算器１４ｂで差し引けば、音響エコーパスＥＣの伝達
関数Ｈ(Z) は第(8) 式の関係を満たすＩＩＲ型エコーキ
ャンセラにより消去されることと等価になる。ただし、
１／（１−Ｂ(Z) ）の安定性の判別は必要である。

【００３０】

【数８】

【００３１】すなわち、直並列形のエコーキャンセラで
は、ＦＩＲ型のアルゴリズムを用いて等価的にＩＩＲ型
のエコーキャンセラを実現することが可能である。しか
しながら、この場合にも適応フィルタ１４ａ，１４ｃに
入力される信号が音声信号のように相関の強い信号であ
る場合には、タップ係数の収束に要する時間が依然とし
て長くなるという問題点が残る。

【００３２】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、学
習同定法等の簡易なタップ係数更新アルゴリズムを用い
たＦＩＲ型のエコーキャンセラであっても、また直並列
型のエコーキャンセラであっても、受信信号が音声信号
のように相関の強い信号である場合には、タップ係数の
収束に多くの時間が必要となり、この結果通話開始時な
どにおける立ち上がり応答が遅くなるという問題点を有
していた。

【００３３】本発明は上記事情に着目してなされたもの
で、その目的とするところは、回路構成が比較的簡単で
しかもタップ係数の収束を短時間に行なうことができ、
これにより安価でかつ立ち上がり応答性の優れたエコー
キャンセラを提供することにある。

【００３４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、ベクトル量子化方式を採用した音声符号復
号回路により通話音声信号を符号復号化して伝送するデ
ィジタル音声通信装置に設けられるエコーキャンセラに
おいて、上記音声符号復号回路が有する伝達関数とは逆
の伝達関数を有する逆フィルタ回路を備え、エコーを含
む送話音声信号をこの逆フィルタ回路に通すことにより
上記音声符号復号回路による相関を除去し、この逆フィ
ルタ回路を通過した上記エコーを含む送話音声信号と、
上記音声符号復号回路において符号化音声信号の復号化
の過程で生成される白色雑音とを適応フィルタ回路にそ
れぞれ入力し、これらの送話音声信号および白色雑音に
基づいて適応フィルタにおけるタップ係数の更新を行な
うようにしたものである。

【００３５】

【作用】この結果本発明によれば、適応フィルタのタッ
プ係数の更新は、音声符号復号回路で生成される白色雑
音と、逆フィルタにより音声符号復号回路による相関が
除去された送話音声信号とに基づいて行なわれることに
なる。このため、タップ係数の収束速度は高速化され、
これにより音声品質を高めることが可能となる。また、
既存の音声符号復号回路で生成される白色雑音を利用し
ているので、比較的簡単な構成で実現することができ
る。

【００３６】

【実施例】以下本発明の一実施例を説明する。図１は、
本発明の一実施例における音響エコーキャンセラをその
周辺回路と共に示した回路ブロック図である。なお、同
図において、前記図３および図４と同一部分には同一符
号を付してある。

【００３７】先ず、音声復号回路９０は次のように構成
される。すなわち、誤り訂正復号回路から供給された符
号化通話信号は、デマルチプレクサ９ａに入力される。
このデマルチプレクサ９ａでは、上記符号化通話信号よ
り合成音声を生成するために必要な音声の特徴を示すパ
ラメータが再生される。パラメータには、フレーム単位
（例えば20msec）の情報である線形予測分析（ＬＰＣ：
Linear Predictive Coding）パラメータα(i) （ｉ＝１
〜10) と、サブフレーム単位（５msec）の情報であるピ
ッチ周期Ｌ(i) 、ピッチゲインβq(i)、コードブック番
号Ｉ(i) およびコードブックゲインｒq(i)（ｉ＝１〜
４）とが含まれる。

【００３８】上記デマルチプレクサ９ａから各パラメー
タが出力されると、コードブック（ＣＢ）９ｃからはコ
ードブック番号Ｉ(i) に対応する白色雑音ｕ_I(i)(n)
（ｎ＝０〜39）が読み出される。この白色雑音ｕ
_I(i)(n) には、乗算器９ｅにおいてコードブックゲイン
ｒq(i)が乗算される。また、適応コードブック（適応Ｃ
Ｂ）９ｂからは、ピッチ周期Ｌ(i) に対応したピッチベ
クトルｂ_L (n) （ｎ＝０〜39）が出力される。このピッ
チベクトルｂ_L (n) には、乗算器９ｄにおいてピッチゲ
インβq(i)が乗算される。これらの乗算器９ｅ，９ｄか
ら出力された信号は、加算器９ｆで相互に加算されてサ
ブフレーム毎の駆動信号ｒ(n) となる。この駆動信号ｒ
(n) は前記第(1) 式のように表される。尚、上記適応コ
ードブック９ｂから出力されるピッチベクトルｂ_L (n)
は、前記第(2) 式のように表される。ただし、 Lｘ」は
ｘ以下の最大の整数を生成するｘのフロア関数である。

【００３９】そうして作成された駆動信号ｒ(n) は、Ｌ
ＰＣ合成フィルタ９ｇに入力される。このＬＰＣ合成フ
ィルタ（ＬＰＣＦＩＬ）９ｇは、ＬＰＣパラメータα
(i) （ｉ＝１〜10）を線形補間することにより求めた補
間ＬＰＣパラメータα^*(i) （ｉ＝１〜10）により前記
第(3) 式のように表される伝達関数Ｈ(Z) を有してお
り、この伝達関数Ｈ(Z) にしたがって上記駆動信号ｒ
(n) に応じた合成音声ｘ(n)（ｎ＝０〜39）を出力す
る。

【００４０】上記ＬＰＣ合成フィルタ９ｇから出力され
た合成音声ｘ(n) は、ポストフィルタ（ＰＦＩＬ）９ｈ
に入力される。このポストフィルタ９ｈは、聴感品質を
高めるために用いられるもので、補間されたＬＰＣパラ
メータα^*(i) （ｉ＝１〜10）により第(9) 式のように
表される伝達関数Ｐ(Z) を有している。上記合成音声ｘ
(n) は、この伝達関数Ｐ(Z) に従ってフィルタリングさ
れ、合成音声ｙ(n)（ｎ＝０〜39）となって出力され
る。なお、第(4) 式のβ，υには、それぞれ0.5，0.8
などの値が用いられる。

【００４１】

【数９】

【００４２】また、ポストフィルタ９ｈには、上記第
(9) 式に示した伝達関数の傾きを補正するために、前記
第(5) 式で表される伝達関数を有するハイパスフィルタ
が縦続接続される場合がある。ここで、ｕには0.5 等の
値が用いられる。

【００４３】一方、本実施例の音響エコーキャンセラ１
４０は次のように構成される。すなわち、本実施例の音
響エコーキャンセラ１４０が、前記図４に示される従来
の音響エコーキャンセラ１４′と構成を異にするところ
は、次の点である。

【００４４】(1) 適応フィルタのタップ係数更新アル
ゴリズムのための入力信号として、従来の音響エコーキ
ャンセラ１４′では、音声復号回路９のポストフィルタ
９ｈから出力された合成音声信号ｙ(n) を使用している
のに対し、本実施例の音響エコーキャンセラ１４０で
は、音声復号回路９０のコードブック９ｃから出力され
た白色雑音ｕ_I(i)(n) に乗算器９ｅでコードブックゲイ
ンｒq(i)を掛け算した信号ｒq(i)・ｕ_I(i)(n) を使用し
ている。

【００４５】(2) またそれに伴い、適応フィルタ１４
ｃに入力するエコー信号として、従来の音響エコーキャ
ンセラ１４′では、Ａ／Ｄ変換器１３から出力された音
響エコー信号ｄ(n) をそのまま使用している。これに対
し、本実施例の音響エコーキャンセラ１４０では、上記
Ａ／Ｄ変換器１３と適応フィルタ１４ｃとの間に逆フィ
ルタ群を設け、この逆フィルタ群により上記入力信号ｒ
q(i)・ｕ_I(i)(n) に対応した音響エコー信号ｄ′(n) を
作成して、この音響エコー信号ｄ′(n) を適応フィルタ
１４ｃの入力信号として使用している。

【００４６】すなわち、Ａ／Ｄ変換器１３から出力され
た音響エコー信号ｄ(n) は、先ず逆ポストフィルタ１４
ｇに入力される。この逆ポストフィルタ１４ｇは、音声
復号回路９０のポストフィルタ９ｈが有する伝達関数Ｐ
(Z)とは逆の伝達関数Ｐ′(Z) を有している。そして、
この伝達関数Ｐ′(Z) により音響エコー信号ｄ(n) をフ
ィルタリングすることで、ポストフィルタ９ｈによる音
響エコー信号ｄ(n) の相関を除去する。第(10)式は上記
伝達関数Ｐ′(Z) を示す。

【００４７】

【数１０】

【００４８】なお、ポストフィルタ９ｈにその伝達関数
の傾きを補正するための１次のハイパスフィルタが縦続
接続されている場合には、第(11)式で示される伝達関数
を有する逆フィルタを逆ポストフィルタ１４ｇの前段に
縦続接続すればよい。

【００４９】

【数１１】

【００５０】上記逆ポストフィルタ１４ｇから出力され
た音響エコー信号は、次にＬＰＣ合成逆フィルタ１４ｈ
に入力される。このＬＰＣ合成逆フィルタ１４ｈは、音
声復号回路９０のＬＰＣ合成フィルタ９ｇが有する伝達
関数とは逆の伝達関数Ｈ′(Z) を有している。そして、
この伝達関数Ｈ′(Z) に従って上記音響エコー信号をフ
ィルタリングすることで、ＬＰＣ合成フィルタ９ｇによ
る上記音響エコー信号の相関を除去して、駆動信号ｒ
(n) に対応した音響エコー信号ｒ′(n) を出力してい
る。第(12)式に上記逆伝達関数Ｈ′(Z) を示す。

【００５１】

【数１２】

【００５２】上記ＬＰＣ合成逆フィルタ１４ｈから出力
された音響エコー信号ｒ′(n) は、ピッチ逆フィルタ１
４ｉに供給される。このピッチ逆フィルタ１４ｉは、上
記音響エコー信号ｒ′(n) に対応したピッチベクトルｂ
L ′(n) を出力する。第(13)式はこのピッチベクトルｂ
L ′(n) を示す。

【００５３】

【数１３】

【００５４】上記ピッチベクトルｂL ′(n) は、乗算器
１４ｊでピッチゲインβq(i)が掛け算されたのち、加算
器１４ｋに負信号として供給される。加算器１４ｋで
は、上記ＬＰＣ合成逆フィルタ１４ｈから出力された音
響エコー信号ｒ′(n) から、上記ピッチゲインβq(i)が
掛け算されたピッチベクトルｂL ′(n) が差し引かれ
る。

【００５５】かくして、入力信号ｒq(i)・ｕ_I(i)(n) に
対応した音響エコー信号ｄ′(n) （第(14)式）が得ら
れ、この信号が適応フィルタ１４ｃに入力される。な
お、以上の逆フィルタ群による処理過程においても、Ｌ
ＰＣパラメータα^*(i) 、ピッチゲインβq(i)およびピ
ッチ周期Ｌ(i) は、前記音声復号回路９０と同様にサブ
フレーム（５msec）単位で変化している。

【００５６】

【数１４】

【００５７】一方、タップ係数更新アルゴリズムを実現
するための適応フィルタ群では、先ず上記加算器１４ｋ
から出力された音響エコー信号ｄ′(n) を入力とする適
応フィルタ１４ｃの出力信号と、前記音声復号回路９０
の乗算器９ｅから出力された白色雑音ｒq(i)・ｕ
_I(i)(n) を入力とする適応フィルタ１４ｆの出力信号と
の誤差ｅ′(n) が加算器１４ｅで求められる。適応フィ
ルタ１４ｆ，１４ｃは、上記誤差ｅ′(n) を用いて、こ
の誤差ｅ′(n) を小さくするべくそれぞれ自身のタップ
係数ｈ1,j ，ｈ2,j を更新する。ここで、このタップ係
数ｈ1,j ，ｈ2,j はそれぞれ第(15)式および第(16)式の
ように表される。

【００５８】

【数１５】

【００５９】

【数１６】

【００６０】上記適応フィルタ１４ｆのタップ係数ｈ1,
j は、適応フィルタ１４ａに対しそのタップ係数として
設定される。適応フィルタ１４ａは、このタップ係数に
応じて、前記音声復号回路９０のポストフィルタ９ｈか
ら出力された合成音声ｙ(n)を基にエコーを生成し、こ
のエコーを適応フィルタ１４ｄに供給する。この適応フ
ィルタ１４ｄは、適応フィルタ１４ｃの伝達関数とは逆
の伝達関数（１／１−Ｂ(Z) ）を有しており、この逆伝
達関数と適応フィルタ１４ｃから供給されるタップ係数
とに応じて、適応フィルタ１４ａから出力されたエコー
を基に擬似エコーを生成する。加算器１４ｂでは、Ａ／
Ｄ変換器１３から出力された音響エコーを含む送話信号
から、上記適応フィルタ１４ｄから出力された擬似エコ
ーが差し引かれる。

【００６１】このように本実施例のエコーキャンセラで
あれば、音声復号回路９０で生成される白色雑音ｒq(i)
・ｕ_I(i)(n) と、逆フィルタ群により音声復号回路９０
による相関が除去された音響エコー信号ｄ′(n) とに基
づいて、適応フィルタ群のタップ係数の更新動作が行な
われることになる。このため、音声復号回路の出力音声
信号と、マイクロホン１２から入力された音響エコー信
号とを使用して適応フィルタのタップ係数を更新する場
合に比べて、相関の小さい信号を用いているので、適応
フィルタのタップ係数の更新に要する時間は短縮され、
これによりタップ係数の収束速度を高速化することがで
きる。

【００６２】また、音声復号回路９０において復号化処
理の過程で生成される白色雑音ｒq(i)・ｕ_I(i)(n) をタ
ップ係数の更新に使用しているので、白色雑音を新たに
生成する必要がなく、その結果比較的簡単な回路構成お
よびアルゴリズムにより実施できる利点がある。

【００６３】次に、本発明の他の実施例を説明する。図
２は、本実施例における音響エコーキャンセラをその周
辺回路と共に示した回路ブロック図である。本実施例の
音響エコーキャンセラ１４０′は、前記図３に示したエ
コーキャンセラに本発明を適用したもので、前記実施例
の回路（図１）と構成を異にするところは、適応フィル
タ１４ｃ，１４ｄが省略されている点である。

【００６４】すなわち、適応フィルタ１４ｆには音声復
号回路９０で生成された白色雑音ｒq(i)・ｕ_I(i)(n) が
入力される。そしてこの適応フィルタ１４ｆでは、上記
白色雑音ｒq(i)・ｕ_I(i)(n) に応じて擬似エコーが生成
される。

【００６５】一方、Ａ／Ｄ変換器１３から出力された音
響エコー信号ｄ(n)は、前記図１と同様に、先ず逆ポス
トフィルタ１４ｇおよびＬＰＣ合成逆フィルタ１４ｈを
通過したのち、加算器１４ｋに入力される。また、ピッ
チ逆フィルタ１４ｉからは上記音響エコー信号ｒ′(n)
に応じたピッチベクトルｂL ′(n) が発生され、このピ
ッチベクトルｂL ′(n)に乗算器１４ｊでピッチゲイン
βq(i)が掛け算された信号が負信号として加算器１４ｋ
に入力される。そして、この加算器１４ｋでは、上記Ｌ
ＰＣ合成逆フィルタ１４ｈから出力された音響エコー信
号ｒ′(n) から、上記ピッチゲインβq(i)が掛け算され
たピッチベクトルｂL ′(n) が差し引かれ、その出力信
号が加算器１４ｅに入力される。この加算器１４ｅで
は、上記加算器１４ｋから出力された音響エコー信号
ｒ′(n) から、適応フィルタ１４ｆで生成された擬似エ
コーが差し引かれ、その残差エコーはタップ係数の更新
のために適応フィルタ１４ｆに供給される。適応フィル
タ１４ｆは、上記残差エコーが零になるようにタップ係
数の更新を行なう。

【００６６】この適応フィルタ１４ｆで設定されたタッ
プ係数は、適応フィルタ１４ａにタップ係数として設定
される。このため、適応フィルタ１４ａは、上記タップ
係数に応じて、音声復号回路９０から出力される合成音
声信号を基に擬似エコーを生成し、この擬似エコーを加
算器１４ｂに供給する。加算器１４ｂでは、Ａ／Ｄ変換
器１３から出力された音響エコーを含む送話音声信号か
ら、上記適応フィルタ１４ａで生成された擬似エコーが
差し引かれる。かくして、音響エコーがキャンセルされ
た送話音声信号が得られる。

【００６７】このエコーキャンセラにおいても、適応フ
ィルタ１４ｆにおけるタップ係数の変更は、音声復号回
路９０で生成された白色雑音ｒq(i)・ｕ_I(i)(n) と、逆
フィルタ群により音声復号回路による相関が除去された
音響エコー信号とを基に行なわれることになる。したが
って、タップ係数を高速度に収束させることができる。

【００６８】なお、本発明は上記各実施例に限定される
ものではない。例えば、上記各実施例では、乗算器９ｅ
でコードブックゲインｒq(i)を掛け算した白色雑音ｒq
(i)・ｕ_I(i)(n) を適応フィルタ１４ｆに供給するよう
にしたが、コードブックゲインｒq(i)を掛け算する前の
白色雑音ｕ_I(i)(n) を適応フィルタ１４ｆに供給するよ
うにしてもよい。ただしこの場合には、加算器１４ｋか
ら出力される音響エコー信号ｄ′(n) に対し１／ｒq(i)
倍する必要がある。

【００６９】また、前記各実施例では音響エコーキャン
セラに適用した場合について説明したが、回線エコーキ
ャンセラについても同様に適用可能である。さらに、無
線電話装置ばかりでなく、有線回線を使用した電話装置
等にも適用することが可能である。

【００７０】その他、適応フィルタ回路および逆フィル
タ回路の構成、タップ係数更新アルゴリズムの種類等に
ついても、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形し
て実施できる。

【００７１】

【発明の効果】以上詳述したように本発明は、音声符号
復号回路が有する伝達関数とは逆の伝達関数を有する逆
フィルタ回路を備え、エコーを含む送話音声信号をこの
逆フィルタ回路に通すことにより上記音声符号復号回路
による相関を除去し、かつこの逆フィルタ回路を通過し
た上記エコーを含む送話音声信号と、上記音声符号復号
回路において符号化音声信号の復号化の過程で生成され
る白色雑音とを適応フィルタ回路にそれぞれ入力し、こ
れらの送話音声信号および白色雑音に基づいて適応フィ
ルタにおけるタップ係数の更新を行なうようにしたもの
である。

【００７２】したがって本発明によれば、回路構成が比
較的簡単でしかもタップ係数の収束を短時間に行なうこ
とができ、これにより安価でかつ立ち上がり応答性の優
れたエコーキャンセラを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例における音響エコーキャンセ
ラをその周辺回路と共に示した回路ブロック図。

【図２】本発明の他の実施例における音響エコーキャン
セラをその周辺回路と共に示した回路ブロック図。

【図３】従来の音響エコーキャンセラを備えたディジタ
ル自動車無線電話移動局の構成の一例を示す回路ブロッ
ク図。

【図４】従来の他の音響エコーキャンセラの構成を示す
回路ブロック図である。

【符号の説明】

１…アンテナ、２…共用器、３…受信回路、４…周波数
シンセサイザ、５…送信回路、６…ディジタル復調回
路、７，１３…Ａ／Ｄ変換器、８…誤り訂正復号回路、
９，９′，９０，９０′…音声復号回路、１０，１７…
Ｄ／Ａ変換器、１１…スピーカ、１２…マイクロホン、
１４，１４′，１４０，１４０′…音響エコーキャンセ
ラ、１５…音声符号回路、１６…誤り訂正符号回路、１
８…ディジタル変調回路、２０…制御回路、２１…コン
ソールユニット、２２…電源回路、２３…電池、９ａ…
デマルチプレクサ、９ｂ…適応コードブック、９ｃ…コ
ードブック、９ｄ，９ｅ，１４ｊ…乗算器、９ｆ，１４
ｂ，１４ｅ，１４ｋ…加算器、９ｇ…ＬＰＣ合成フィル
タ、９ｈ…ポストフィルタ、１４ａ，１４ｃ，１４ｄ，
１４ｆ…適応フィルタ、１４ｇ…逆ポストフィルタ、１
４ｈ…ＬＰＣ合成逆フィルタ、１４ｉ…ピッチ逆フィル
タ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ベクトル量子化方式を採用した音声符号
   復号回路により通話音声信号を符号復号化して伝送する
   ディジタル音声通信装置に設けられるエコーキャンセラ
   において、 前記音声符号復号回路が有する伝達関数とは逆の伝達関
   数を有し、エコーを含む送話音声信号の前記音声符号復
   号回路による相関を除去するための逆フィルタ回路と、 この逆フィルタ回路を通過した前記エコーを含む送話音
   声信号および前記音声符号復号回路において符号化音声
   信号の復号化の過程で生成される白色雑音をそれぞれ入
   力し、これらの送話音声信号および白色雑音に基づいて
   タップ係数の更新を行なう適応フィルタ回路とを具備し
   たことを特徴とするエコーキャンセラ。