JP3353257B2 - 音声符号化復号化併用型エコーキャンセラー - Google Patents
音声符号化復号化併用型エコーキャンセラーInfo
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は拡声電話系会議通信
系、２線４線変換系、などにおいて、ハウリングの原
因、聴覚上の障害となる反響信号を消去するエコーキャ
ンセラーに関し、特にその反響路に対する信号に対し、
高能率音声符号化、復号化を行う符号化器、復号化器を
設けたものである。
系、２線４線変換系、などにおいて、ハウリングの原
因、聴覚上の障害となる反響信号を消去するエコーキャ
ンセラーに関し、特にその反響路に対する信号に対し、
高能率音声符号化、復号化を行う符号化器、復号化器を
設けたものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の高能率音声符号化、復号化器を
備えた拡声型通信端末装置を図６Ａに示す。入力端子１
１を通じて受信された伝送路からの信号は伝送路復号器
１２でベースバンド信号に復号され、そのベースバンド
信号は音声復号化器１３で符号化音声信号が、例えば電
話帯域の音声信号に復号され、更にＤ／Ａ変換器１４で
アナログ信号に変換される。このアナログ音声信号はス
ピーカ１５へ供給され、音響信号として放声される。一
方マイクロホン１６で受音された音声信号はＡ／Ｄ変換
器１７でディジタル信号に変換され、消去回路１８で反
響信号が消去されて音声符号化器１９へ供給され、高能
率音声符号化され、その符号化音声信号は伝送路符号器
２１で伝送路上の信号に符号化されて出力端子２２より
伝送路へ送信される。スピーカ１５から放音された音響
信号がマイクロホン１６で捕捉され、反響信号として送
信されるのを防止するため、スピーカ１５とマイクロホ
ン１６とを結合する反響路２３を模疑した疑似反響路２
４がスピーカ１５の入力側に接続され、スピーカ１５へ
の信号が疑似反響路２４に分岐供給され、これを通った
出力が消去回路１８へ供給され、マイクロホン１６から
の信号から差し引かれ、つまり反響信号が打消されるよ
うにされる。スピーカ１５の入力信号と、消去回路１８
の出力信号とがインパルス応答推定部２５に入力され
て、反響路２３のインパルス応答が推定され、その推定
インパルス応答特性が疑似反響路２４に設定され、疑似
反響路２４に入力された信号に対しインパルス応答をた
たみ込むようにされている。
備えた拡声型通信端末装置を図６Ａに示す。入力端子１
１を通じて受信された伝送路からの信号は伝送路復号器
１２でベースバンド信号に復号され、そのベースバンド
信号は音声復号化器１３で符号化音声信号が、例えば電
話帯域の音声信号に復号され、更にＤ／Ａ変換器１４で
アナログ信号に変換される。このアナログ音声信号はス
ピーカ１５へ供給され、音響信号として放声される。一
方マイクロホン１６で受音された音声信号はＡ／Ｄ変換
器１７でディジタル信号に変換され、消去回路１８で反
響信号が消去されて音声符号化器１９へ供給され、高能
率音声符号化され、その符号化音声信号は伝送路符号器
２１で伝送路上の信号に符号化されて出力端子２２より
伝送路へ送信される。スピーカ１５から放音された音響
信号がマイクロホン１６で捕捉され、反響信号として送
信されるのを防止するため、スピーカ１５とマイクロホ
ン１６とを結合する反響路２３を模疑した疑似反響路２
４がスピーカ１５の入力側に接続され、スピーカ１５へ
の信号が疑似反響路２４に分岐供給され、これを通った
出力が消去回路１８へ供給され、マイクロホン１６から
の信号から差し引かれ、つまり反響信号が打消されるよ
うにされる。スピーカ１５の入力信号と、消去回路１８
の出力信号とがインパルス応答推定部２５に入力され
て、反響路２３のインパルス応答が推定され、その推定
インパルス応答特性が疑似反響路２４に設定され、疑似
反響路２４に入力された信号に対しインパルス応答をた
たみ込むようにされている。
【０００３】同様に４線２線変換系においては、図６Ｂ
に図６Ａと対応する部分に同一符号を付けて示すよう
に、Ｄ／Ａ変換器１４の出力側と、Ａ／Ｄ変換器１７の
入力側とがハイブリッドトランス２６の４線側端子に接
続され、ハイブリッドトランス２６の２線側端子に２線
式伝送路２７が接続される。Ｄ／Ａ変換器１４の出力信
号がハイブリッドトランス２６より漏れてＡ／Ｄ変換器
１７側へ達する反響路２８が存在し、この反響路２８を
通じる反響信号を消去回路１８で図６Ａの場合と同様に
打消すようにされる。
に図６Ａと対応する部分に同一符号を付けて示すよう
に、Ｄ／Ａ変換器１４の出力側と、Ａ／Ｄ変換器１７の
入力側とがハイブリッドトランス２６の４線側端子に接
続され、ハイブリッドトランス２６の２線側端子に２線
式伝送路２７が接続される。Ｄ／Ａ変換器１４の出力信
号がハイブリッドトランス２６より漏れてＡ／Ｄ変換器
１７側へ達する反響路２８が存在し、この反響路２８を
通じる反響信号を消去回路１８で図６Ａの場合と同様に
打消すようにされる。
【０００４】また図７に示すように移動無線通信の基地
局２９においてはアナログネットワーク３１よりのディ
ジタルの音声信号が音声符号化器１９で符号化され、更
に伝送路符号器２１で符号化されて無線回線で移動端末
機器３２へ送信され、移動端末機器３２において、基地
局２９の信号は伝送路復号器３３でベースバンド信号と
され、更に音声復号化器３４で音声信号に復号化され、
その音声信号はＤ／Ａ変換器１４でアナログ信号とされ
てスピーカ１５へ供給される。マイクロホン１６からの
音声信号はＡ／Ｄ変換器１７でディジタル信号とされ、
音声符号化器３５で高能率符号化され、その符号化出力
は伝送路符号器３６で伝送路上の符号信号とされて無線
回線で基地局２９へ送信される。基地局２９では受信し
た信号を伝送路復号器１２でベースバンド信号に復号さ
れ、そのベースバンド信号は音声復号化器１３でディジ
タル音声信号に復号化されてアナログネットワーク３１
へ送出される。この場合もスピーカ１５からマイクロホ
ン１６への反響路２３が構成され、その反響路２３を通
じる反響信号の打消が、基地局２９の音声符号化器１９
の入力側と音声復号化器１３の出力側との間に設けられ
た疑似反響路２４、消去回路１８、インパルス応答推定
部２５により行われる。
局２９においてはアナログネットワーク３１よりのディ
ジタルの音声信号が音声符号化器１９で符号化され、更
に伝送路符号器２１で符号化されて無線回線で移動端末
機器３２へ送信され、移動端末機器３２において、基地
局２９の信号は伝送路復号器３３でベースバンド信号と
され、更に音声復号化器３４で音声信号に復号化され、
その音声信号はＤ／Ａ変換器１４でアナログ信号とされ
てスピーカ１５へ供給される。マイクロホン１６からの
音声信号はＡ／Ｄ変換器１７でディジタル信号とされ、
音声符号化器３５で高能率符号化され、その符号化出力
は伝送路符号器３６で伝送路上の符号信号とされて無線
回線で基地局２９へ送信される。基地局２９では受信し
た信号を伝送路復号器１２でベースバンド信号に復号さ
れ、そのベースバンド信号は音声復号化器１３でディジ
タル音声信号に復号化されてアナログネットワーク３１
へ送出される。この場合もスピーカ１５からマイクロホ
ン１６への反響路２３が構成され、その反響路２３を通
じる反響信号の打消が、基地局２９の音声符号化器１９
の入力側と音声復号化器１３の出力側との間に設けられ
た疑似反響路２４、消去回路１８、インパルス応答推定
部２５により行われる。
【０００５】図６Ａ、６Ｂ、図７中の音声符号化器、音
声復号化器は、線形予測を用いて高能率で音声信号を符
号化、復号化するもので、例えばＣＥＬＰ（Ｃｏｄｅ
Ｅｘｉｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏ
ｎ：符号励振線形予測）符号化方式が用いられる。これ
は簡単に述べると図８Ａに示すように入力音声信号はＬ
ＰＣ分析部４１でＬＰＣ分析されてブロックごとにスペ
クトル包絡パラメータが求められ、このパラメータが線
形予測合成フィルタ４２にフィルタ係数として設定され
る。励振源４３から選択された励振信号が利得部４４で
利得が与えられて線形予測合成フィルタ４２へ励振信号
として供給される。合成フィルタ４２で音声合成された
合成信号の入力音声信号に対する歪が最小になるように
励振源４３の励振信号の選択と、利得部４４に与える利
得制御とが歪評価部４５で行われ、入力音声信号がブロ
ック単位で選択した励振信号（ベクトル）を示すコード
と、設定した利得を示すコードと、スペクトル包絡パラ
メータとが符号化信号として出力される。
声復号化器は、線形予測を用いて高能率で音声信号を符
号化、復号化するもので、例えばＣＥＬＰ（Ｃｏｄｅ
Ｅｘｉｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏ
ｎ：符号励振線形予測）符号化方式が用いられる。これ
は簡単に述べると図８Ａに示すように入力音声信号はＬ
ＰＣ分析部４１でＬＰＣ分析されてブロックごとにスペ
クトル包絡パラメータが求められ、このパラメータが線
形予測合成フィルタ４２にフィルタ係数として設定され
る。励振源４３から選択された励振信号が利得部４４で
利得が与えられて線形予測合成フィルタ４２へ励振信号
として供給される。合成フィルタ４２で音声合成された
合成信号の入力音声信号に対する歪が最小になるように
励振源４３の励振信号の選択と、利得部４４に与える利
得制御とが歪評価部４５で行われ、入力音声信号がブロ
ック単位で選択した励振信号（ベクトル）を示すコード
と、設定した利得を示すコードと、スペクトル包絡パラ
メータとが符号化信号として出力される。
【０００６】この符号化信号を復号化する復号化器は図
８Ｂに示すように、スペクトル包絡復号器４７でスペク
トル包絡パラメータが取出され、線形予測合成フィルタ
４８にフィルタ係数として設定され、また励振源復号器
４９により励振信号が選択復号され、その励振信号は利
得部５１で復号された利得が与えられて線形予測合成フ
ィルタ４８に励振信号として入力され、合成フィルタ４
８から音声信号が復元出力される。
８Ｂに示すように、スペクトル包絡復号器４７でスペク
トル包絡パラメータが取出され、線形予測合成フィルタ
４８にフィルタ係数として設定され、また励振源復号器
４９により励振信号が選択復号され、その励振信号は利
得部５１で復号された利得が与えられて線形予測合成フ
ィルタ４８に励振信号として入力され、合成フィルタ４
８から音声信号が復元出力される。
【０００７】図６、図７に示したエコーキャンセラーに
おける反響信号消去の要求条件は互いに異なるが、反響
信号消去の原理は共通である。以下では図６Ａの音響エ
コーキャンセラーを例として説明する。反響路のインパ
ルス応答の推定は、音声通信を開始する前に広い帯域の
雑音をスピーカ１５から放音して、マイクロホン１６に
入力された信号を用いる方法がある。この方法はスピー
カ１５から放音される音響信号の周波数帯域が広いた
め、正確なインパルス応答を短時間で推定することがで
きる。しかし反響路２３の変動にもとづくインパルス応
答変動に追随できないという難点がある。
おける反響信号消去の要求条件は互いに異なるが、反響
信号消去の原理は共通である。以下では図６Ａの音響エ
コーキャンセラーを例として説明する。反響路のインパ
ルス応答の推定は、音声通信を開始する前に広い帯域の
雑音をスピーカ１５から放音して、マイクロホン１６に
入力された信号を用いる方法がある。この方法はスピー
カ１５から放音される音響信号の周波数帯域が広いた
め、正確なインパルス応答を短時間で推定することがで
きる。しかし反響路２３の変動にもとづくインパルス応
答変動に追随できないという難点がある。
【０００８】この方法とは別に、通信中の音声信号を使
いながら、反響路２３のインパルス応答の推定を逐次修
正する方法がある。この方法の問題点はインパルス応答
の変動に追随する速度と推定精度及び演算量などであ
る。例えばこの推定方法として簡便な学習固定法を用い
ると、入力信号が音声のように低い周波数領域に偏った
信号の場合、インパルス応答の変動に追随する速度が極
端に低下する。この問題を解決するため種々の方法が試
みられているが、演算量の増加など実用的問題が十分解
決されていない。
いながら、反響路２３のインパルス応答の推定を逐次修
正する方法がある。この方法の問題点はインパルス応答
の変動に追随する速度と推定精度及び演算量などであ
る。例えばこの推定方法として簡便な学習固定法を用い
ると、入力信号が音声のように低い周波数領域に偏った
信号の場合、インパルス応答の変動に追随する速度が極
端に低下する。この問題を解決するため種々の方法が試
みられているが、演算量の増加など実用的問題が十分解
決されていない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】この発明の目的は比較
的簡便な構成で反響路のインパルス応答を高速、かつ正
確に推定することができるエコーキャンセラーを提供す
ることにある。
的簡便な構成で反響路のインパルス応答を高速、かつ正
確に推定することができるエコーキャンセラーを提供す
ることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明は反響路に対す
る送受信信号を、線形予測を用いて高能率で符号化、復
号化する符号化器、復号化器が設けられているエコーキ
ャンセラーを前提とし、請求項１の発明では復号化器の
復号化励振信号又は符号化器の符号化励振信号が取出さ
れてインパルス応答推定手段へ供給され、この励振信号
と消去回路の出力とによりインパルス応答推定が行われ
る。
る送受信信号を、線形予測を用いて高能率で符号化、復
号化する符号化器、復号化器が設けられているエコーキ
ャンセラーを前提とし、請求項１の発明では復号化器の
復号化励振信号又は符号化器の符号化励振信号が取出さ
れてインパルス応答推定手段へ供給され、この励振信号
と消去回路の出力とによりインパルス応答推定が行われ
る。
【００１１】この時、復号化スペクトル回路パラメータ
又は符号化スペクトル包絡パラメータがバンド幅拡大合
成フィルタにフィルタ係数として設定され、この合成フ
ィルタにより励振信号がバンド幅拡大合成されてインパ
ルス応答推定手段へ供給される。請求項２の発明によれ
ば復号化器よりの復号音声信号が、バンド幅拡大合成フ
ィルタに通されてインパルス応答推定手段へ供給され
る。
又は符号化スペクトル包絡パラメータがバンド幅拡大合
成フィルタにフィルタ係数として設定され、この合成フ
ィルタにより励振信号がバンド幅拡大合成されてインパ
ルス応答推定手段へ供給される。請求項２の発明によれ
ば復号化器よりの復号音声信号が、バンド幅拡大合成フ
ィルタに通されてインパルス応答推定手段へ供給され
る。
【００１２】請求項３の発明によれば符号化器の入力音
声信号が、バンド幅拡大合成フィルタに通されてインパ
ルス応答推定手段へ供給される。 高能率音声符号化に用
いられている励振信号の周波数特性は常にほぼ平坦であ
り、つまりほぼ白色信号であり、また逆特性フィルタを
通された音声信号は周波数特性がほぼ平坦となり、つま
り白色化される。従って短時間でインパルス応答を推定
することができる。
声信号が、バンド幅拡大合成フィルタに通されてインパ
ルス応答推定手段へ供給される。 高能率音声符号化に用
いられている励振信号の周波数特性は常にほぼ平坦であ
り、つまりほぼ白色信号であり、また逆特性フィルタを
通された音声信号は周波数特性がほぼ平坦となり、つま
り白色化される。従って短時間でインパルス応答を推定
することができる。
【００１３】
【実施例】図１に請求項１、２の発明の実施例を示し、
図６乃至８と対応する部分に同一符号を付けてある。こ
の実施例では励振源復号器４９からの復号励振信号は分
岐されてバンド幅拡大合成フィルタ５４へ供給され、バ
ンド幅拡大合成フィルタ５４のフィルタ係数はスペクト
ル包絡復号器４７からの復号スペクトル包絡パラメータ
に対応して設定される。つまり線形予測合成フィルタ４
８の伝達関数をＡ（ｚ）とする時、バンド幅拡大合成フ
ィルタ５４の伝達関数はＡ（γｚ）とされ、γはバンド
幅拡大係数と呼ばれ、１以下、例えば０．５程度の定数
である。復号励振信号は通常、周波数特性がほぼ平坦な
白色化された信号であって、線形予測合成フィルタ４８
では入力励振信号に対し、復号スペクトル包絡パラメー
タに応じてスペクトル包絡に凹凸を付けるが、バンド幅
拡大合成フィルタ５４では励振信号に対し、そのスペク
トル包絡に線形予測合成フィルタ４８よりも弱い凹凸を
付ける。従ってバンド幅拡大合成フィルタ５４の出力は
ゆるやかに白色化された信号となる。
図６乃至８と対応する部分に同一符号を付けてある。こ
の実施例では励振源復号器４９からの復号励振信号は分
岐されてバンド幅拡大合成フィルタ５４へ供給され、バ
ンド幅拡大合成フィルタ５４のフィルタ係数はスペクト
ル包絡復号器４７からの復号スペクトル包絡パラメータ
に対応して設定される。つまり線形予測合成フィルタ４
８の伝達関数をＡ（ｚ）とする時、バンド幅拡大合成フ
ィルタ５４の伝達関数はＡ（γｚ）とされ、γはバンド
幅拡大係数と呼ばれ、１以下、例えば０．５程度の定数
である。復号励振信号は通常、周波数特性がほぼ平坦な
白色化された信号であって、線形予測合成フィルタ４８
では入力励振信号に対し、復号スペクトル包絡パラメー
タに応じてスペクトル包絡に凹凸を付けるが、バンド幅
拡大合成フィルタ５４では励振信号に対し、そのスペク
トル包絡に線形予測合成フィルタ４８よりも弱い凹凸を
付ける。従ってバンド幅拡大合成フィルタ５４の出力は
ゆるやかに白色化された信号となる。
【００１４】このゆるやかに白色化された信号がインパ
ルス応答推定部２５へ供給される。インパルス応答推定
部２５はこのゆるやかな白色信号と消去回路１８の出力
とから従来と同様な手法で反響路２３（２８）のインパ
ルス応答を推定する。このようにゆるやかに白色化され
た信号をインパルス応答の推定に用いるため、音声信号
のような周波数の偏りがそれ程なく、音声信号をそのま
ま使った場合よりも、インパルス応答の推定を高い精度
で、かつ高速に行うことができ、また反響路２３（２
８）のインパルス応答の変動に速く、かつ高精度で追随
して疑似反響路２４の特性を適応化させることができ
る。
ルス応答推定部２５へ供給される。インパルス応答推定
部２５はこのゆるやかな白色信号と消去回路１８の出力
とから従来と同様な手法で反響路２３（２８）のインパ
ルス応答を推定する。このようにゆるやかに白色化され
た信号をインパルス応答の推定に用いるため、音声信号
のような周波数の偏りがそれ程なく、音声信号をそのま
ま使った場合よりも、インパルス応答の推定を高い精度
で、かつ高速に行うことができ、また反響路２３（２
８）のインパルス応答の変動に速く、かつ高精度で追随
して疑似反響路２４の特性を適応化させることができ
る。
【００１５】バンド幅拡大合成フィルタ５４を省略して
復号励振信号を直接インパルス応答推定部２５へ供給し
てもよい。この場合は白色信号がインパルス応答推定に
用いられ、同様に高速にかつ高精度に推定できる。しか
し復号化処理はフレームごとに行うが、推定処理はフレ
ームの１０倍程度長い周期で行っている関係のため、推
定処理周期で見ると励振信号に対し前述したようにバン
ド幅拡大処理を行った方が、バンド幅拡大処理を行わな
い場合よりも白色化された状態となって、バンド幅拡大
を行った方が推定速度、精度も良い場合が多い。
復号励振信号を直接インパルス応答推定部２５へ供給し
てもよい。この場合は白色信号がインパルス応答推定に
用いられ、同様に高速にかつ高精度に推定できる。しか
し復号化処理はフレームごとに行うが、推定処理はフレ
ームの１０倍程度長い周期で行っている関係のため、推
定処理周期で見ると励振信号に対し前述したようにバン
ド幅拡大処理を行った方が、バンド幅拡大処理を行わな
い場合よりも白色化された状態となって、バンド幅拡大
を行った方が推定速度、精度も良い場合が多い。
【００１６】図１中に点線で示すように、音声復号化器
１３より復号化音声信号をバンド幅拡大逆フィルタ５５
へ供給し、バンド幅拡大逆フィルタ５５の特性を、線形
予測合成フィルタ４８の逆特性でかつ前述のようにバン
ド幅を拡張したものとなるように復号スペクトル包絡パ
ラメータで制御する。このバンド幅拡大逆フィルタ５５
の出力をインパルス応答推定部２５へ供給してもよい。
この場合励振信号のインパルス応答推定部２５へ供給を
省略してもよく同時に供給してもよい。バンド幅拡大逆
フィルタ５５を通過した合成音声信号はそのスペクトル
包絡の凹凸が弱められ、ゆるやかに白色化された信号と
なり、従ってインパルス応答の推定を高速かつ高精度に
行うことができる。この場合もフィルタ５５としてはバ
ンド幅を拡大することなく線形予測合成フィルタ４８と
正確に逆特性のものとし、フィルタ出力をほぼ完全な白
色信号としてもよい。
１３より復号化音声信号をバンド幅拡大逆フィルタ５５
へ供給し、バンド幅拡大逆フィルタ５５の特性を、線形
予測合成フィルタ４８の逆特性でかつ前述のようにバン
ド幅を拡張したものとなるように復号スペクトル包絡パ
ラメータで制御する。このバンド幅拡大逆フィルタ５５
の出力をインパルス応答推定部２５へ供給してもよい。
この場合励振信号のインパルス応答推定部２５へ供給を
省略してもよく同時に供給してもよい。バンド幅拡大逆
フィルタ５５を通過した合成音声信号はそのスペクトル
包絡の凹凸が弱められ、ゆるやかに白色化された信号と
なり、従ってインパルス応答の推定を高速かつ高精度に
行うことができる。この場合もフィルタ５５としてはバ
ンド幅を拡大することなく線形予測合成フィルタ４８と
正確に逆特性のものとし、フィルタ出力をほぼ完全な白
色信号としてもよい。
【００１７】図２に提案された技術例を示す。復号励振
信号をインパルス応答推定部２５へ供給し、インパルス
応答推定に白色信号を用いることは図１の説明の一部と
同一であるが、この実施例では復号音声信号ではなく、
復号励振信号を疑似反響路２４へ供給する。これに応じ
てＡ／Ｄ変換器１７よりの反響路２３（２８）側からの
ディジタル信号を、線形予測合成フィルタ４８と逆特性
の逆フィルタ５６を通じて反響信号も逆フィルタ５６に
より白色化して消去回路１８へ供給し、白色化された系
列で反響消去する。送信すべき信号も逆フィルタ５６を
通過するため、消去回路１８の出力を線形予測合成フィ
ルタ４８と同一特性の線形予測合成フィルタ５７を通し
て逆フィルタ５６の影響を除去して音声符号化器１９へ
供給する。
信号をインパルス応答推定部２５へ供給し、インパルス
応答推定に白色信号を用いることは図１の説明の一部と
同一であるが、この実施例では復号音声信号ではなく、
復号励振信号を疑似反響路２４へ供給する。これに応じ
てＡ／Ｄ変換器１７よりの反響路２３（２８）側からの
ディジタル信号を、線形予測合成フィルタ４８と逆特性
の逆フィルタ５６を通じて反響信号も逆フィルタ５６に
より白色化して消去回路１８へ供給し、白色化された系
列で反響消去する。送信すべき信号も逆フィルタ５６を
通過するため、消去回路１８の出力を線形予測合成フィ
ルタ４８と同一特性の線形予測合成フィルタ５７を通し
て逆フィルタ５６の影響を除去して音声符号化器１９へ
供給する。
【００１８】図３に示すように復号励振信号を疑似反響
路２４とインパルス応答推定部２５とへ供給し、疑似反
響路２４の出力を線形予測合成フィルタ４８と同一特性
の線形予測フィルタ５８を通して疑似反響信号を合成し
て消去回路１８へ供給し、消去回路１８の出力を線形予
測フィルタ４８と逆特性の逆フィルタ５９に通してイン
パルス応答推定部２５へ供給する。
路２４とインパルス応答推定部２５とへ供給し、疑似反
響路２４の出力を線形予測合成フィルタ４８と同一特性
の線形予測フィルタ５８を通して疑似反響信号を合成し
て消去回路１８へ供給し、消去回路１８の出力を線形予
測フィルタ４８と逆特性の逆フィルタ５９に通してイン
パルス応答推定部２５へ供給する。
【００１９】図７に示したエコーキャンセラーに請求項
３の発明を適用した例を図４に、図１及び図７、図８と
対応する部分に同一符号を付けて示す。この場合音声符
号化器１９中の利得部４４の出力である符号化励振信号
をバンド幅拡大合成フィルタ５４を通してゆるやかに白
色化した信号としてインパルス応答推定部２５へ供給す
る。利得部４４の出力符号化励振信号は復号化励振信号
と同様にほぼ白色信号であり、図１の場合と同様の効果
が得られる。この場合も符号化励振信号を直接、インパ
ルス応答推定部２５へ供給してもよい。また点線で示す
ように音声符号化器１９の入力音声信号をバンド幅拡大
逆フィルタ５５を通してインパルス応答推定部２５へ供
給してもよい。逆フィルタ５５として線形予測合成フィ
ルタ４２と逆特性としてもよい。
３の発明を適用した例を図４に、図１及び図７、図８と
対応する部分に同一符号を付けて示す。この場合音声符
号化器１９中の利得部４４の出力である符号化励振信号
をバンド幅拡大合成フィルタ５４を通してゆるやかに白
色化した信号としてインパルス応答推定部２５へ供給す
る。利得部４４の出力符号化励振信号は復号化励振信号
と同様にほぼ白色信号であり、図１の場合と同様の効果
が得られる。この場合も符号化励振信号を直接、インパ
ルス応答推定部２５へ供給してもよい。また点線で示す
ように音声符号化器１９の入力音声信号をバンド幅拡大
逆フィルタ５５を通してインパルス応答推定部２５へ供
給してもよい。逆フィルタ５５として線形予測合成フィ
ルタ４２と逆特性としてもよい。
【００２０】図４では反響信号となるものが、音声符号
化器１９、復号化器３４を経由して反響路２３を通り、
更に再び音声符号化器３５、復号化器１３を通って反響
信号となる。このため音声符号化、復号化の過程で生ず
る量子化雑音が、本来推定すべき反響信号のインパルス
応答に外乱原因として２重に混入する。従ってこの量子
化雑音が無視できない場合は、図５に示すように音声符
号化器１９の出力符号化信号を局部復号器６１で復号し
て音声信号を得、これをバンド幅拡大逆フィルタ５５を
通してインパルス応答推定部２５へ供給する。このよう
にすると局部復号器６１の出力は移動端末機器３２の音
声復号化器３４の出力と同一となるから、量子化誤差の
混入が１回だけとなり、インパルス応答の推定が容易と
なる。
化器１９、復号化器３４を経由して反響路２３を通り、
更に再び音声符号化器３５、復号化器１３を通って反響
信号となる。このため音声符号化、復号化の過程で生ず
る量子化雑音が、本来推定すべき反響信号のインパルス
応答に外乱原因として２重に混入する。従ってこの量子
化雑音が無視できない場合は、図５に示すように音声符
号化器１９の出力符号化信号を局部復号器６１で復号し
て音声信号を得、これをバンド幅拡大逆フィルタ５５を
通してインパルス応答推定部２５へ供給する。このよう
にすると局部復号器６１の出力は移動端末機器３２の音
声復号化器３４の出力と同一となるから、量子化誤差の
混入が１回だけとなり、インパルス応答の推定が容易と
なる。
【００２１】
【発明の効果】この発明によれば、もともと音声符号化
で使われているスペクトル包絡の推定や白色化の処理を
そのまま流用して、精度良くかつ、高速にインパルス応
答の推定とインパルス応答変動に対する疑似反響路の特
性追随とを行なうことが可能である。
で使われているスペクトル包絡の推定や白色化の処理を
そのまま流用して、精度良くかつ、高速にインパルス応
答の推定とインパルス応答変動に対する疑似反響路の特
性追随とを行なうことが可能である。
【００２２】疑似反響路２４としてタップ数が５１２の
ＦＩＲフィルタを用い、ブロック長を１６０サンプル、
サンプリング周波数を８ｋＨｚ、ステップサイズを１．
０、線形予測次数を１０、バンド幅拡大係数γを０．５
として、従来の学習同定法、従来の射影法、図１に示し
た実施例についてシミュレーションによりエコー消去率
（ｄＢ）を求めた結果を下記に示す。
ＦＩＲフィルタを用い、ブロック長を１６０サンプル、
サンプリング周波数を８ｋＨｚ、ステップサイズを１．
０、線形予測次数を１０、バンド幅拡大係数γを０．５
として、従来の学習同定法、従来の射影法、図１に示し
た実施例についてシミュレーションによりエコー消去率
（ｄＢ）を求めた結果を下記に示す。
【００２３】
【表１】 経過時間 ２０〔ｍｓ〕 ２００〔ｍｓ〕 ２〔ｓ〕 ４〔ｓ〕 学習同定法 １３．５ １５．４ ２０．８ ２３．４ 射影法 ２１．０ ２１．０ ２６．０ ２７．７ 本発明 １５．６ ２０．５ ２５．６ ２８．１ 通常の音声を入力し、通常の部屋のインパルス応答を畳
み込んだ反響信号をブロックごとに処理する音声符号化
と組み合わせたものである。また消去率は反響信号と残
留エコーのエネルギーを指定の時間まで累算した時の比
をデシベルで表したものである。
み込んだ反響信号をブロックごとに処理する音声符号化
と組み合わせたものである。また消去率は反響信号と残
留エコーのエネルギーを指定の時間まで累算した時の比
をデシベルで表したものである。
【００２４】この結果よりこの発明の方法では従来の射
影法と同等の性能があるが、演算量は学習同定法とほぼ
同じで、射影法より少ない。これはサンプル毎に逐次白
色化する射影法に比べて、この発明のようにブロックに
一回だけ白色化するほうが簡単でしかも音声復号化の処
理を流用できるからである。実時間処理装置としては音
声符号化とエコーキャンセラーを一体として、一つの信
号処理ＬＳＩに搭載することで経済化が可能である。
影法と同等の性能があるが、演算量は学習同定法とほぼ
同じで、射影法より少ない。これはサンプル毎に逐次白
色化する射影法に比べて、この発明のようにブロックに
一回だけ白色化するほうが簡単でしかも音声復号化の処
理を流用できるからである。実時間処理装置としては音
声符号化とエコーキャンセラーを一体として、一つの信
号処理ＬＳＩに搭載することで経済化が可能である。
【図１】請求項１及び２の発明の実施例を示すブロック
図。
図。
【図２】提案された技術例を示すブロック図。
【図３】提案された他の技術例を示すブロック図。
【図４】請求項３の発明の実施例を示すブロック図。
【図５】請求項１及び３の発明の更に他の実施例を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図６】Ａは拡声型通信端末における従来の音響エコー
キャンセラーを示すブロック図、Ｂは従来の回線エコー
キャンセラーを示すブロック図である。
キャンセラーを示すブロック図、Ｂは従来の回線エコー
キャンセラーを示すブロック図である。
【図７】遠隔のエコーを消去する従来の構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図８】Ａは音声符号化器１９の例を示すブロック図、
Ｂは音声復号化器１３の例を示すブロック図である。
Ｂは音声復号化器１３の例を示すブロック図である。
フロントページの続き (72)発明者 島田 正治 東京都千代田区内幸町１丁目１番６号 日本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 平５−83166（ＪＰ，Ａ) 特表 平１−500872（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 3/00 - 3/44
Claims (3)
- 【請求項１】 線形予測を用いて高能率で符号化復号化
する符号化器、復号化器により反響路に対する送、受信
音声信号を符号化又は復号化し、 上記反響路への信号と、消去手段の出力とから、上記反
響路のインパルス応答をインパルス応答推定手段で推定
し、 その推定されたインパルス応答を、上記反響路への信号
に対し、疑似反響路でたたみ込み、 その疑似反響路の出力信号を、上記消去手段で、上記反
響路よりの信号から差し引くエコーキャンセラーにおい
て、 上記復号化器の復号化励振信号又は上記符号化器の符号
化励振信号を、上記復号化器の復号化スペクトル包絡又
は上記符号化器の符号化スペクトル包絡でバンド幅を拡
大合成して、上記インパルス応答推定手段へ供給する手
段を具備することを特徴とする音声符号化復号化併用型
エコーキャンセラー。 - 【請求項２】 線形予測を用いて高能率で符号化復号化
する符号化器、復号化器により反響路に対する送、受信
音声信号を符号化又は復号化し、 上記反響路への信号と、消去手段の出力とから、上記反
響路のインパルス応答をインパルス応答推定手段で推定
し、 その推定されたインパルス応答を、上記反響路への信号
に対し、疑似反響路でたたみ込み、 その疑似反響路の出力信号を、上記消去手段で、上記反
響路よりの信号から差し引くエコーキャンセラーにおい
て、 上記復号化器よりの復号音声信号が入力され、上記復号
化器の線形予測合成フィルタと逆特性を持ち、入力され
た上記復号音声信号を上記復号化器の復号化スペクトル
包絡でバンド幅を拡大合成して、上記インパルス応答推
定手段へ供給するフィルタ手段を具備することを特徴と
する音声符号化復号化併用型エコーキャンセラー。 - 【請求項３】 線形予測を用いて高能率で符号化復号化
する符号化器、復号化器により反響路に対する送、受信
音声信号を符号化又は復号化し、 上記反響路への信号と、消去手段の出力とから、上記反
響路のインパルス応答をインパルス応答推定手段で推定
し、 その推定されたインパルス応答を、上記反響路への信号
に対し、疑似反響路でたたみ込み、 その疑似反響路の出力信号を、上記消去手段で、上記反
響路よりの信号から差し引くエコーキャンセラーにおい
て、 上記符号化器の入力音声信号が入力され、上記符号化器
内の線形予測合成フィルタと逆特性を持ち、入力された
上記音声信号を上記符号化器の符号化スペクトル包絡で
バンド幅を拡大合成して、出力を上記インパルス応答推
定手段へ供給するフィルタ手段を具備することを特徴と
する音声符号化復号化併用型エコーキャンセラー。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21394793A JP3353257B2 (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | 音声符号化復号化併用型エコーキャンセラー |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21394793A JP3353257B2 (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | 音声符号化復号化併用型エコーキャンセラー |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0766758A JPH0766758A (ja) | 1995-03-10 |
| JP3353257B2 true JP3353257B2 (ja) | 2002-12-03 |
Family
ID=16647689
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21394793A Expired - Fee Related JP3353257B2 (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | 音声符号化復号化併用型エコーキャンセラー |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3353257B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08251082A (ja) * | 1995-03-13 | 1996-09-27 | Sony Corp | エコー除去装置 |
| WO2001003316A1 (en) * | 1999-07-02 | 2001-01-11 | Tellabs Operations, Inc. | Coded domain echo control |
-
1993
- 1993-08-30 JP JP21394793A patent/JP3353257B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0766758A (ja) | 1995-03-10 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |