JP3310113B2 - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
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- JP3310113B2 JP3310113B2 JP18926394A JP18926394A JP3310113B2 JP 3310113 B2 JP3310113 B2 JP 3310113B2 JP 18926394 A JP18926394 A JP 18926394A JP 18926394 A JP18926394 A JP 18926394A JP 3310113 B2 JP3310113 B2 JP 3310113B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- echo
- audio
- echo canceller
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- Prior art date
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばハンズフリー通
話機能を備えたディジタル音声通信装置において、スピ
ーカからマイクロホンへの受話音声の回り込みにより発
生する音響エコーを消去するために設けられるエコーキ
ャンセラに関する。
話機能を備えたディジタル音声通信装置において、スピ
ーカからマイクロホンへの受話音声の回り込みにより発
生する音響エコーを消去するために設けられるエコーキ
ャンセラに関する。
【0002】
【従来の技術】ハンドセットの代わりに、電話装置本体
に設けられたスピーカとマイクロホンとを使用して通話
を行なういわゆるハンズフリー通話機能を有している電
話装置や、同様の通話形態を採るテレビ会議システムで
は、スピーカから発生された受話音声が壁や天井で反射
してマイクロホンに回り込むため、音響エコーが発生す
る。
に設けられたスピーカとマイクロホンとを使用して通話
を行なういわゆるハンズフリー通話機能を有している電
話装置や、同様の通話形態を採るテレビ会議システムで
は、スピーカから発生された受話音声が壁や天井で反射
してマイクロホンに回り込むため、音響エコーが発生す
る。
【0003】この音響エコーは、特にディジタル通信方
式を採用した通信システムや、通信回線中に例えば通信
衛星を介在する通信システムのように、伝送遅延量が比
較的大きい通信システムにあっては、通信品質の著しい
劣化を招き非常に好ましくない。
式を採用した通信システムや、通信回線中に例えば通信
衛星を介在する通信システムのように、伝送遅延量が比
較的大きい通信システムにあっては、通信品質の著しい
劣化を招き非常に好ましくない。
【0004】例えば、ディジタル自動車・携帯電話シス
テムにおいては、無線周波数の有効利用の観点から低ビ
ットレートの音声符号化器が使用され始めている。低ビ
ットレートの音声符号化器としては、例えば4〜8kbps
で比較的良好な音声品質を得ることが可能なCELP
(Code Excited Linear Prediction)方式、あるいはそ
の改良型であるVSELP(vector Sun Excited Linea
r Prediction)方式が用いられる。CELP方式の詳細
な点については、M.R.Schroeder 氏とB.S.Atal氏の“Co
de-Excited Linear Prediction(CELP):High-Qua
lity Speach At Very Low Bit Rates ”in Proc.ICASS
P.1985,pp.937〜939 に述べられている。これらの符号
化方式では、一般に音声信号を低ビットレートに圧縮す
るためにフレーム単位で符号化処理が行なわれ、またバ
ースト誤りに対する訂正能力を高めるためにインタリー
ブが用いられている。このため、ディジタル自動車・携
帯電話システムにおける伝送遅延は片道で約100msec に
もなる。
テムにおいては、無線周波数の有効利用の観点から低ビ
ットレートの音声符号化器が使用され始めている。低ビ
ットレートの音声符号化器としては、例えば4〜8kbps
で比較的良好な音声品質を得ることが可能なCELP
(Code Excited Linear Prediction)方式、あるいはそ
の改良型であるVSELP(vector Sun Excited Linea
r Prediction)方式が用いられる。CELP方式の詳細
な点については、M.R.Schroeder 氏とB.S.Atal氏の“Co
de-Excited Linear Prediction(CELP):High-Qua
lity Speach At Very Low Bit Rates ”in Proc.ICASS
P.1985,pp.937〜939 に述べられている。これらの符号
化方式では、一般に音声信号を低ビットレートに圧縮す
るためにフレーム単位で符号化処理が行なわれ、またバ
ースト誤りに対する訂正能力を高めるためにインタリー
ブが用いられている。このため、ディジタル自動車・携
帯電話システムにおける伝送遅延は片道で約100msec に
もなる。
【0005】そこで、従来よりこの種のシステムでは、
エコーパスの特性を適応フィルタにより推定してエコー
パスと同一の特性を有する擬似エコーを生成し、この擬
似エコーを通話信号から差し引くことにより通話信号中
に含まれるエコー成分を消去する、いわゆる音響エコー
キャンセラが使用されている。
エコーパスの特性を適応フィルタにより推定してエコー
パスと同一の特性を有する擬似エコーを生成し、この擬
似エコーを通話信号から差し引くことにより通話信号中
に含まれるエコー成分を消去する、いわゆる音響エコー
キャンセラが使用されている。
【0006】図5は、この音響エコーキャンセラと音声
コーデックを備えたディジタル自動車電話装置の要部構
成を示す回路ブロック図である。同図において、受信さ
れた符号化ディジタル信号は、音声復号回路(SP−C
OD)100によりディジタル音声信号に復号されたの
ちD/A変換器101でアナログ音声信号に変換されて
スピーカ102から拡声出力される。これに対しマイク
ロホン103に入力された送話音声信号は、A/D変換
器104でディジタル送話信号に変換された後音響エコ
ーキャンセラ105に入力される。このエコーキャンセ
ラ105は、適応フィルタ105aと加算器105bと
からなり、適応フィルタ105aにおいて生成した疑似
エコーを加算器105bで上記ディジタル送話信号から
差し引くことにより、このディジタル送話信号に含まれ
る音響エコーをキャンセルする。そして、この音響エコ
ーがキャンセルされたディジタル送話信号は、音声符号
回路(SP−COD)106で符号化されさらに誤り訂
正符号化された後、図示しない無線部から送信される。
コーデックを備えたディジタル自動車電話装置の要部構
成を示す回路ブロック図である。同図において、受信さ
れた符号化ディジタル信号は、音声復号回路(SP−C
OD)100によりディジタル音声信号に復号されたの
ちD/A変換器101でアナログ音声信号に変換されて
スピーカ102から拡声出力される。これに対しマイク
ロホン103に入力された送話音声信号は、A/D変換
器104でディジタル送話信号に変換された後音響エコ
ーキャンセラ105に入力される。このエコーキャンセ
ラ105は、適応フィルタ105aと加算器105bと
からなり、適応フィルタ105aにおいて生成した疑似
エコーを加算器105bで上記ディジタル送話信号から
差し引くことにより、このディジタル送話信号に含まれ
る音響エコーをキャンセルする。そして、この音響エコ
ーがキャンセルされたディジタル送話信号は、音声符号
回路(SP−COD)106で符号化されさらに誤り訂
正符号化された後、図示しない無線部から送信される。
【0007】ところで、従来の適応フィルタには、安定
性判別が不要なことや、一定の条件内での収束が保証さ
れていることから、一般にFIR型のフィルタが使用さ
れる。またタップ係数の更新アルゴリズムには、最小自
乗法(LS)を使用したアルゴリズムや再帰最小自乗法
(RLS)を使用したアルゴリズム等がある。しかし、
実現性の点から最小自乗平均法(LMS)を正規化した
学習同定法(NLMS)が多く用いられている。この学
習同定法によるアルゴリズムは、演算量が比較的少なく
て済みしかも良好な特性を示すという利点を有する。な
お、第(1) 式はP次の適応フィルタのタップ係数をhj
(j=1〜P)とするときの学習同定法の更新式を示し
たものである。
性判別が不要なことや、一定の条件内での収束が保証さ
れていることから、一般にFIR型のフィルタが使用さ
れる。またタップ係数の更新アルゴリズムには、最小自
乗法(LS)を使用したアルゴリズムや再帰最小自乗法
(RLS)を使用したアルゴリズム等がある。しかし、
実現性の点から最小自乗平均法(LMS)を正規化した
学習同定法(NLMS)が多く用いられている。この学
習同定法によるアルゴリズムは、演算量が比較的少なく
て済みしかも良好な特性を示すという利点を有する。な
お、第(1) 式はP次の適応フィルタのタップ係数をhj
(j=1〜P)とするときの学習同定法の更新式を示し
たものである。
【0008】
【数1】
【0009】
【発明が解決しようとする課題】ところが、この学習同
定法等のアルゴリズムを用いて適応フィルタのタップ係
数を更新する場合には、適応フィルタの入力信号が白色
雑音のような相関のない信号であれば、タップ係数の収
束を高速に行なうことができる。しかし、音声のように
相関が強く相関行列の固有値に広がりがある場合には、
一般にタップ係数の収束速度は遅くなる。またその解決
策として、線形予測分析により音声信号を白色化してこ
の白色化した音声信号を入力信号として用いる適応ラチ
スアルゴリズムの使用が提案されている。しかし、この
アルゴリズムは学習同定法の4倍もの演算量を必要とす
るため、実用化が困難である。
定法等のアルゴリズムを用いて適応フィルタのタップ係
数を更新する場合には、適応フィルタの入力信号が白色
雑音のような相関のない信号であれば、タップ係数の収
束を高速に行なうことができる。しかし、音声のように
相関が強く相関行列の固有値に広がりがある場合には、
一般にタップ係数の収束速度は遅くなる。またその解決
策として、線形予測分析により音声信号を白色化してこ
の白色化した音声信号を入力信号として用いる適応ラチ
スアルゴリズムの使用が提案されている。しかし、この
アルゴリズムは学習同定法の4倍もの演算量を必要とす
るため、実用化が困難である。
【0010】
【0011】本発明の目的は、適応フィルタのタップ係
数を少ない演算量で短時間に収束できるようにして簡単
に立ち上がり応答性の向上を図り、しかも残差エコーを
さらに低減して通話品質の向上を図ることができるエコ
ーキャンセラを提供することにある。
数を少ない演算量で短時間に収束できるようにして簡単
に立ち上がり応答性の向上を図り、しかも残差エコーを
さらに低減して通話品質の向上を図ることができるエコ
ーキャンセラを提供することにある。
【0012】
【0013】
【0014】
【課題を解決するための手段】 上記目的を達成するため
にこの発明は、符号化音声信号を復号して受信音声信号
を再生する音声復号回路を備えたディジタル通信装置に
設けられるエコーキャンセラにおいて、上記音声復号回
路により復号再生された受信音声信号の相関を、当該受
信音声信号の復号再生過程で上記音声復号回路において
再生される所定の音声パラメータ情報を基に除去するた
めの第1の逆フィルタと、送信音声信号に含まれるエコ
ーの相関を、上記音声復号回路において受信音声信号の
復号再生過程で再生される所定の音声パラメータ情報を
基に除去するための第2の逆フィルタとを設けるととも
に、これら第1および第2の逆フィルタの出力信号と、
上記受信音声信号および上記送信音声信号に含まれるエ
コーとを択一的に選択出力するための信号選択手段を設
け、この信号選択手段により選択された信号をエコーキ
ャンセラ本体に供給して上記受信音声信号と上記送信音
声信号に含まれるエコーとの関係を学習させるように構
成したものである。
にこの発明は、符号化音声信号を復号して受信音声信号
を再生する音声復号回路を備えたディジタル通信装置に
設けられるエコーキャンセラにおいて、上記音声復号回
路により復号再生された受信音声信号の相関を、当該受
信音声信号の復号再生過程で上記音声復号回路において
再生される所定の音声パラメータ情報を基に除去するた
めの第1の逆フィルタと、送信音声信号に含まれるエコ
ーの相関を、上記音声復号回路において受信音声信号の
復号再生過程で再生される所定の音声パラメータ情報を
基に除去するための第2の逆フィルタとを設けるととも
に、これら第1および第2の逆フィルタの出力信号と、
上記受信音声信号および上記送信音声信号に含まれるエ
コーとを択一的に選択出力するための信号選択手段を設
け、この信号選択手段により選択された信号をエコーキ
ャンセラ本体に供給して上記受信音声信号と上記送信音
声信号に含まれるエコーとの関係を学習させるように構
成したものである。
【0015】また本発明は、信号選択手段における信号
の選択を、エコーキャンセラ本体により疑似エコーが差
し引かれた後の送信音声信号かまたはエコーキャンセラ
本体により疑似エコーが差し引かれた後の送信音声信号
と受信音声信号との比に応じて行なうことを特徴として
いる。
の選択を、エコーキャンセラ本体により疑似エコーが差
し引かれた後の送信音声信号かまたはエコーキャンセラ
本体により疑似エコーが差し引かれた後の送信音声信号
と受信音声信号との比に応じて行なうことを特徴として
いる。
【0016】
【作用】したがってこの発明によれば、エコーキャンセ
ラ本体では、受信音声信号および送信音声信号に含まれ
るエコーに代わって、第1および第2の逆フィルタによ
り相関が除去されて白色雑音化された信号を基に、受信
音声信号と上記送信音声信号に含まれるエコーとの関係
が学習される。このため、受信音声信号および送信音声
信号に含まれるエコーを基に学習を行なう場合に比べ
て、学習を高速度に行なってタップ係数を短時間に収束
させることができる。また、音声復号回路により再生さ
れる音声パラメータ情報を利用して受信音声信号および
送信音声信号に含まれるエコーを白色雑音化しているの
で、新たに付加される演算は逆フィルタにおける演算の
みとなり、これにより比較的簡単に実現できる。
ラ本体では、受信音声信号および送信音声信号に含まれ
るエコーに代わって、第1および第2の逆フィルタによ
り相関が除去されて白色雑音化された信号を基に、受信
音声信号と上記送信音声信号に含まれるエコーとの関係
が学習される。このため、受信音声信号および送信音声
信号に含まれるエコーを基に学習を行なう場合に比べ
て、学習を高速度に行なってタップ係数を短時間に収束
させることができる。また、音声復号回路により再生さ
れる音声パラメータ情報を利用して受信音声信号および
送信音声信号に含まれるエコーを白色雑音化しているの
で、新たに付加される演算は逆フィルタにおける演算の
みとなり、これにより比較的簡単に実現できる。
【0017】またこの発明によれば、信号選択手段を設
けたことにより、例えば初期学習時やエコーパスが急激
に変化した場合には、第1および第2の逆フィルタによ
り相関が除去されて白色雑音化された信号を基に学習が
行なわれる。このため学習を高速度に行なってタップ係
数を短時間に収束させることができる。これに対し、収
束後の定常状態においては、エコーキャンセラ本体に供
給される信号が信号選択手段により切り替えられて、受
信音声信号および送信音声信号に含まれるエコーに基づ
いて学習が行なわれる。このため、タップ係数の残留誤
差が低減されて残差エコーを減少させることができ、こ
れによりさらに高品質の通話が可能となる。
けたことにより、例えば初期学習時やエコーパスが急激
に変化した場合には、第1および第2の逆フィルタによ
り相関が除去されて白色雑音化された信号を基に学習が
行なわれる。このため学習を高速度に行なってタップ係
数を短時間に収束させることができる。これに対し、収
束後の定常状態においては、エコーキャンセラ本体に供
給される信号が信号選択手段により切り替えられて、受
信音声信号および送信音声信号に含まれるエコーに基づ
いて学習が行なわれる。このため、タップ係数の残留誤
差が低減されて残差エコーを減少させることができ、こ
れによりさらに高品質の通話が可能となる。
【0018】
(第1の実施例)図1は、本発明の第1の実施例に係わ
るエコーキャンセラを設けたディジタル自動車電話装置
の構成を示す回路ブロック図である。
るエコーキャンセラを設けたディジタル自動車電話装置
の構成を示す回路ブロック図である。
【0019】図示しない基地局から無線通話チャネルを
介して送られた無線通信信号は、アンテナ1およびアン
テナ共用器(DUP)2を介して受信回路(RX)3に
入力され、ここで周波数シンセサイザ(SYN)4から
出力される受信局部発振信号と合成されて中間周波信号
に変換される。そして、この受信中間周波信号は、A/
D変換器7でサンプリングされたのちディジタル復調回
路(DEM)6に入力され、この復調回路6でフレーム
同期およびビット同期がとられたうえでディジタル復調
される。尚、上記フレーム同期およびビット同期により
得られた同期信号は制御回路(CONT)20に供給さ
れる。
介して送られた無線通信信号は、アンテナ1およびアン
テナ共用器(DUP)2を介して受信回路(RX)3に
入力され、ここで周波数シンセサイザ(SYN)4から
出力される受信局部発振信号と合成されて中間周波信号
に変換される。そして、この受信中間周波信号は、A/
D変換器7でサンプリングされたのちディジタル復調回
路(DEM)6に入力され、この復調回路6でフレーム
同期およびビット同期がとられたうえでディジタル復調
される。尚、上記フレーム同期およびビット同期により
得られた同期信号は制御回路(CONT)20に供給さ
れる。
【0020】また、上記ディジタル復調回路6から出力
されたディジタル復調信号には、ディジタル通話信号と
ディジタル制御信号とがあり、このうちディジタル制御
信号は制御回路20に供給されて識別される。これに対
しディジタル通話信号は、誤り訂正復号回路(CH−D
EC)8で誤り訂正復号化される。そして、この誤り訂
正復号されたディジタル通話信号は、音声復号回路(S
P−DEC)9で後述する復号化処理が施され、さらに
D/A変換器10でアナログ通話信号に戻されたのち、
スピーカ11に供給されてこのスピーカ11から拡声出
力される。
されたディジタル復調信号には、ディジタル通話信号と
ディジタル制御信号とがあり、このうちディジタル制御
信号は制御回路20に供給されて識別される。これに対
しディジタル通話信号は、誤り訂正復号回路(CH−D
EC)8で誤り訂正復号化される。そして、この誤り訂
正復号されたディジタル通話信号は、音声復号回路(S
P−DEC)9で後述する復号化処理が施され、さらに
D/A変換器10でアナログ通話信号に戻されたのち、
スピーカ11に供給されてこのスピーカ11から拡声出
力される。
【0021】一方、マイクロホン12により入力された
送話信号は、A/D変換器13でサンプリングされたの
ち、音響エコーキャンセラ(AEC)14を介して音声
符号回路(SP−COD)15に入力され、ここで符号
化される。この符号化により得られた符号化ディジタル
送話信号は、制御回路20から出力されるディジタル制
御信号とともに誤り訂正符号回路(CH−COD)16
で誤り訂正符号化されたのち、ディジタル変調回路(M
OD)18に入力される。ディジタル変調回路18で
は、上記符号化ディジタル送話信号に応じた変調信号が
発生され、この変調信号はD/A変換器17でアナログ
信号に変換されたのち送信回路(TX)5に入力され
る。送信回路5では、上記変調信号が周波数シンセサイ
ザ4から出力された送信局部発振信号と合成されて送信
無線周波信号に変換され、さらに送信電力増幅器により
増幅される。そして、この送信回路5から出力された無
線周波信号は、アンテナ共用器2を介してアンテナ1か
ら図示しない基地局へ向けて送信される。
送話信号は、A/D変換器13でサンプリングされたの
ち、音響エコーキャンセラ(AEC)14を介して音声
符号回路(SP−COD)15に入力され、ここで符号
化される。この符号化により得られた符号化ディジタル
送話信号は、制御回路20から出力されるディジタル制
御信号とともに誤り訂正符号回路(CH−COD)16
で誤り訂正符号化されたのち、ディジタル変調回路(M
OD)18に入力される。ディジタル変調回路18で
は、上記符号化ディジタル送話信号に応じた変調信号が
発生され、この変調信号はD/A変換器17でアナログ
信号に変換されたのち送信回路(TX)5に入力され
る。送信回路5では、上記変調信号が周波数シンセサイ
ザ4から出力された送信局部発振信号と合成されて送信
無線周波信号に変換され、さらに送信電力増幅器により
増幅される。そして、この送信回路5から出力された無
線周波信号は、アンテナ共用器2を介してアンテナ1か
ら図示しない基地局へ向けて送信される。
【0022】尚、21は発信キー、終了キー、ダイヤル
キーおよび各種機能キーなどのキースイッチ群と、液晶
表示器等が配置されたコンソールユニット(CU)、2
2は電池23の出力電圧を基に所要の動作電圧Vccを生
成する電源回路(POW)である。
キーおよび各種機能キーなどのキースイッチ群と、液晶
表示器等が配置されたコンソールユニット(CU)、2
2は電池23の出力電圧を基に所要の動作電圧Vccを生
成する電源回路(POW)である。
【0023】ところで、上記音声復号回路9および音響
エコーキャンセラ14は次のように構成される。図2は
その構成を示す回路ブロック図である。先ず音声復号回
路9は、例えばCELPデコーダからなり、次のような
復号化処理を実行する。
エコーキャンセラ14は次のように構成される。図2は
その構成を示す回路ブロック図である。先ず音声復号回
路9は、例えばCELPデコーダからなり、次のような
復号化処理を実行する。
【0024】すなわち、誤り訂正復号回路8から供給さ
れた符号化ディジタル通話信号は、デマルチプレクサ9
aに入力される。このデマルチプレクサ9aでは、上記
符号化ディジタル通話信号より合成音声を生成するため
に必要な音声の特徴を示すパラメータが再生される。パ
ラメータには、フレーム単位(例えば20msec)の情報で
ある線形予測分析(LPC:Linear Predictive Codin
g)パラメータα(i) (i=1〜10) と、サブフレーム
単位(5msec)の情報であるピッチ周期L(i) 、ピッチ
ゲインβq(i)、コードブック番号I(i) およびコードブ
ックゲインrq(i)(i=1〜4)とが含まれる。
れた符号化ディジタル通話信号は、デマルチプレクサ9
aに入力される。このデマルチプレクサ9aでは、上記
符号化ディジタル通話信号より合成音声を生成するため
に必要な音声の特徴を示すパラメータが再生される。パ
ラメータには、フレーム単位(例えば20msec)の情報で
ある線形予測分析(LPC:Linear Predictive Codin
g)パラメータα(i) (i=1〜10) と、サブフレーム
単位(5msec)の情報であるピッチ周期L(i) 、ピッチ
ゲインβq(i)、コードブック番号I(i) およびコードブ
ックゲインrq(i)(i=1〜4)とが含まれる。
【0025】上記デマルチプレクサ9aから各パラメー
タが出力されると、コードブック(CB)9cからはコ
ードブック番号I(i) に対応する白色雑音uI(i)(n)
(n=0〜39)が読み出される。この白色雑音u
I(i)(n) には、乗算器9eにおいてコードブックゲイン
rq(i)が乗算される。また、適応コードブック(適応C
B)9bからは、ピッチ周期L(i) に対応したピッチベ
クトルbL (n) (n=0〜39)が出力される。このピッ
チベクトルbL (n) には、乗算器9dにおいてピッチゲ
インβq(i)が乗算される。これらの乗算器9e,9dか
ら出力された信号は、加算器9fで相互に加算されてサ
ブフレーム毎の駆動信号r(n) となる。この駆動信号r
(n) は第(2) 式のように表される。尚、上記適応コード
ブック9bから出力されるピッチベクトルbL (n) は、
第(3) 式のように表される。ただし、 Lx」はx以下の
最大の整数を生成するxのフロア関数である。
タが出力されると、コードブック(CB)9cからはコ
ードブック番号I(i) に対応する白色雑音uI(i)(n)
(n=0〜39)が読み出される。この白色雑音u
I(i)(n) には、乗算器9eにおいてコードブックゲイン
rq(i)が乗算される。また、適応コードブック(適応C
B)9bからは、ピッチ周期L(i) に対応したピッチベ
クトルbL (n) (n=0〜39)が出力される。このピッ
チベクトルbL (n) には、乗算器9dにおいてピッチゲ
インβq(i)が乗算される。これらの乗算器9e,9dか
ら出力された信号は、加算器9fで相互に加算されてサ
ブフレーム毎の駆動信号r(n) となる。この駆動信号r
(n) は第(2) 式のように表される。尚、上記適応コード
ブック9bから出力されるピッチベクトルbL (n) は、
第(3) 式のように表される。ただし、 Lx」はx以下の
最大の整数を生成するxのフロア関数である。
【0026】
【数2】
【0027】
【数3】
【0028】そうして作成された駆動信号r(n) は、L
PC合成フィルタ9gに入力される。このLPC合成フ
ィルタ(LPCFIL)9gは、LPCパラメータα
(i) (i=1〜10)を線形補間することにより求めた補
間LPCパラメータα*(i) (i=1〜10)により第(4)
式のように表される伝達関数H(Z) を有しており、こ
の伝達関数H(Z) にしたがって上記駆動信号r(n) に応
じた合成音声x(n) (n=0〜39)を出力する。
PC合成フィルタ9gに入力される。このLPC合成フ
ィルタ(LPCFIL)9gは、LPCパラメータα
(i) (i=1〜10)を線形補間することにより求めた補
間LPCパラメータα*(i) (i=1〜10)により第(4)
式のように表される伝達関数H(Z) を有しており、こ
の伝達関数H(Z) にしたがって上記駆動信号r(n) に応
じた合成音声x(n) (n=0〜39)を出力する。
【0029】
【数4】
【0030】上記LPC合成フィルタ9gから出力され
た合成音声x(n) は、ポストフィルタ(PFIL)9h
に入力される。このポストフィルタ9hは、聴感品質を
高めるために用いられるもので、補間されたLPCパラ
メータα*(i) (i=1〜10)により第(5) 式のように
表される伝達関数H(Z) を有している。上記合成音声x
(n) は、この伝達関数H(Z) に従ってフィルタリングさ
れ、合成音声y(n) (n=0〜39)となって出力され
る。なお、第(5) 式のβ,υには、それぞれ0.5,0.8
などの値が用いられる。
た合成音声x(n) は、ポストフィルタ(PFIL)9h
に入力される。このポストフィルタ9hは、聴感品質を
高めるために用いられるもので、補間されたLPCパラ
メータα*(i) (i=1〜10)により第(5) 式のように
表される伝達関数H(Z) を有している。上記合成音声x
(n) は、この伝達関数H(Z) に従ってフィルタリングさ
れ、合成音声y(n) (n=0〜39)となって出力され
る。なお、第(5) 式のβ,υには、それぞれ0.5,0.8
などの値が用いられる。
【0031】
【数5】
【0032】また、ポストフィルタ9hには、上記第
(5) 式に示した伝達関数の周波数特性の傾きを補正する
ために、第(6) 式で表される伝達関数を有するハイパス
フィルタが縦続接続される場合がある。ここで、uには
0.5 等の値が用いられる。
(5) 式に示した伝達関数の周波数特性の傾きを補正する
ために、第(6) 式で表される伝達関数を有するハイパス
フィルタが縦続接続される場合がある。ここで、uには
0.5 等の値が用いられる。
【0033】
【数6】
【0034】次に音響エコーキャンセラ14は、第1の
適応フィルタ14aおよび加算器14bと、第2の適応
フィルタ14cおよび加算器14dと、第1の逆フィル
タ14eと、第2の逆フィルタ14fとから構成され
る。なお、このとき第1の適応フィルタ14aおよび加
算器14bと、第2の適応フィルタ14cおよび加算器
14dとにより、エコーキャンセラ本体が構成される。
適応フィルタ14aおよび加算器14bと、第2の適応
フィルタ14cおよび加算器14dと、第1の逆フィル
タ14eと、第2の逆フィルタ14fとから構成され
る。なお、このとき第1の適応フィルタ14aおよび加
算器14bと、第2の適応フィルタ14cおよび加算器
14dとにより、エコーキャンセラ本体が構成される。
【0035】このうち先ず第1の逆フィルタ14eは、
上記音声復号回路9のデマルチプレクサ9aから出力さ
れたLPCパラメータを基に、上記音声復号回路9から
出力されたディジタル受話信号の相関を除去するもの
で、これにより白色雑音化された信号を出力する。第2
の逆フィルタ14fは、同じく上記音声復号回路9のデ
マルチプレクサ9aから出力されたLPCパラメータを
基に、A/D変換器13から出力されたディジタル送話
信号に含まれる音響エコーの相関を除去するもので、こ
れにより白色雑音化された信号を出力する。
上記音声復号回路9のデマルチプレクサ9aから出力さ
れたLPCパラメータを基に、上記音声復号回路9から
出力されたディジタル受話信号の相関を除去するもの
で、これにより白色雑音化された信号を出力する。第2
の逆フィルタ14fは、同じく上記音声復号回路9のデ
マルチプレクサ9aから出力されたLPCパラメータを
基に、A/D変換器13から出力されたディジタル送話
信号に含まれる音響エコーの相関を除去するもので、こ
れにより白色雑音化された信号を出力する。
【0036】第2の適応フィルタ14cは、上記第1の
逆フィルタ14eから出力された白色雑音信号と、上記
第2の逆フィルタ14fから出力された白色雑音信号か
ら第2の適応フィルタ14cにより生成された疑似エコ
ーを差し引いた残差信号とを用いて学習同定法により学
習を行なうもので、この学習により得られたタップ係数
を第1の適応フィルタ14aに与える。
逆フィルタ14eから出力された白色雑音信号と、上記
第2の逆フィルタ14fから出力された白色雑音信号か
ら第2の適応フィルタ14cにより生成された疑似エコ
ーを差し引いた残差信号とを用いて学習同定法により学
習を行なうもので、この学習により得られたタップ係数
を第1の適応フィルタ14aに与える。
【0037】なお、上記第1および第2の逆フィルタ1
4e,14fとしては、音声復号回路9に含まれるLP
C合成フィルタの逆の特性を有するLPC分析フィルタ
を使用すればよい。
4e,14fとしては、音声復号回路9に含まれるLP
C合成フィルタの逆の特性を有するLPC分析フィルタ
を使用すればよい。
【0038】第1の適応フィルタ14aおよび加算器1
4bは、上記第2の適応フィルタ14cから与えられた
タップ係数と、上記音声復号回路9から出力されたディ
ジタル受話信号とを基に第1の適応フィルタ14aで疑
似エコーを生成し、この疑似エコーをA/D変換器13
から出力されたディジタル送話信号から加算器14bに
おいて差し引き、これにより上記ディジタル送話信号に
含まれる音響エコーを消去する。
4bは、上記第2の適応フィルタ14cから与えられた
タップ係数と、上記音声復号回路9から出力されたディ
ジタル受話信号とを基に第1の適応フィルタ14aで疑
似エコーを生成し、この疑似エコーをA/D変換器13
から出力されたディジタル送話信号から加算器14bに
おいて差し引き、これにより上記ディジタル送話信号に
含まれる音響エコーを消去する。
【0039】次に、以上のように構成された音響エコー
キャンセラ14の動作を説明する。先ず通信が開始され
ると、音声復号回路9から出力されたディジタル受話信
号がデマルチプレクサ9aから出力されたLPCパラメ
ータとともに第1の逆フィルタ14eに入力され、これ
により第1の逆フィルタ14eからはLPCパラメータ
を基に上記ディジタル受話信号の相関を除去した白色雑
音信号が出力される。また、それとともに第2の逆フィ
ルタ14fには、マイクロホン12に入力されたのちA
/D変換器13でディジタル化された音響エコーが上記
LPCパラメータとともに入力され、これにより第2の
逆フィルタ14fからはLPCパラメータを基に上記音
響エコーの相関を除去した白色雑音信号が出力される。
キャンセラ14の動作を説明する。先ず通信が開始され
ると、音声復号回路9から出力されたディジタル受話信
号がデマルチプレクサ9aから出力されたLPCパラメ
ータとともに第1の逆フィルタ14eに入力され、これ
により第1の逆フィルタ14eからはLPCパラメータ
を基に上記ディジタル受話信号の相関を除去した白色雑
音信号が出力される。また、それとともに第2の逆フィ
ルタ14fには、マイクロホン12に入力されたのちA
/D変換器13でディジタル化された音響エコーが上記
LPCパラメータとともに入力され、これにより第2の
逆フィルタ14fからはLPCパラメータを基に上記音
響エコーの相関を除去した白色雑音信号が出力される。
【0040】そうすると、第2の適応フィルタ14cで
は、上記第1の逆フィルタ14eから出力された白色雑
音信号と、上記第2の逆フィルタ14fから出力された
白色雑音信号とを基に、自己の伝達関数を音響エコーパ
スECの伝達関数に近付けるべく学習が行なわれる。す
なわち、第1の逆フィルタ14eから白色雑音信号が出
力されると、第2の適応フィルタ14cではこの白色雑
音信号を基に疑似エコーが生成され、この疑似エコーが
加算器14dにおいて第2の逆フィルタ14fから出力
された白色雑音信号から差し引かれる。そして、この加
算器14dで消去し切れなかった残差信号が第2の適応
フィルタ14cに入力される。第2の適応フィルタ14
cは、上記残差信号を基に自己の伝達関数を音響エコー
パスECの伝達関数に近付けるべく学習を行ない、これ
により自己のタップ係数を更新する。
は、上記第1の逆フィルタ14eから出力された白色雑
音信号と、上記第2の逆フィルタ14fから出力された
白色雑音信号とを基に、自己の伝達関数を音響エコーパ
スECの伝達関数に近付けるべく学習が行なわれる。す
なわち、第1の逆フィルタ14eから白色雑音信号が出
力されると、第2の適応フィルタ14cではこの白色雑
音信号を基に疑似エコーが生成され、この疑似エコーが
加算器14dにおいて第2の逆フィルタ14fから出力
された白色雑音信号から差し引かれる。そして、この加
算器14dで消去し切れなかった残差信号が第2の適応
フィルタ14cに入力される。第2の適応フィルタ14
cは、上記残差信号を基に自己の伝達関数を音響エコー
パスECの伝達関数に近付けるべく学習を行ない、これ
により自己のタップ係数を更新する。
【0041】そうして学習されたタップ係数は、第1の
適応フィルタ14aに転送される。第1の適応フィルタ
14aでは、この転送されたタップ係数と、音声復号回
路9から出力されたディジタル受話信号とを基に疑似エ
コーが生成され、この疑似エコーは加算器14bに入力
される。そして、この加算器14bでは、A/D変換器
13から出力されたディジタル送話信号から、上記擬似
エコーを差し引くための演算が行なわれ、これによりデ
ィジタル送話信号に含まれる音響エコーが消去される。
適応フィルタ14aに転送される。第1の適応フィルタ
14aでは、この転送されたタップ係数と、音声復号回
路9から出力されたディジタル受話信号とを基に疑似エ
コーが生成され、この疑似エコーは加算器14bに入力
される。そして、この加算器14bでは、A/D変換器
13から出力されたディジタル送話信号から、上記擬似
エコーを差し引くための演算が行なわれ、これによりデ
ィジタル送話信号に含まれる音響エコーが消去される。
【0042】このように本実施例のエコーキャンセラで
は、送話信号中の音響エコーをキャンセルするための第
1の適応フィルタ14aおよび加算器14bの他に、学
習用の第2の適応フィルタ14cおよび加算器14d
と、第1および第2の逆フィルタ14e,14fとを設
けている。そして、これらの逆フィルタ14e,14f
において、音声復号回路9で再生されたLPCパラメー
タを基に、それぞれディジタル受話信号の相関および音
響エコーの相関を除去した白色雑音信号を生成して、こ
れらの白色雑音信号を基に第2の適応化フィルタ14c
および加算器14dに学習を行なわせ、この学習により
更新されたタップ係数を上記第1の適応フィルタ14a
に転送して疑似エコーの生成を行なわせるようにしてい
る。
は、送話信号中の音響エコーをキャンセルするための第
1の適応フィルタ14aおよび加算器14bの他に、学
習用の第2の適応フィルタ14cおよび加算器14d
と、第1および第2の逆フィルタ14e,14fとを設
けている。そして、これらの逆フィルタ14e,14f
において、音声復号回路9で再生されたLPCパラメー
タを基に、それぞれディジタル受話信号の相関および音
響エコーの相関を除去した白色雑音信号を生成して、こ
れらの白色雑音信号を基に第2の適応化フィルタ14c
および加算器14dに学習を行なわせ、この学習により
更新されたタップ係数を上記第1の適応フィルタ14a
に転送して疑似エコーの生成を行なわせるようにしてい
る。
【0043】したがって本実施例によれば、音響エコー
パスECの学習が逆フィルタ14e,14fにより生成
された白色雑音信号を基に行なわれるため、例えば初期
学習時や通話中にエコーパスECが急激に変化した場合
に、学習を高速に行なって適応フィルタ14aのタップ
係数を短時間に収束させることが可能となる。また、既
存の音声復号回路9により生成されるLPCパラメータ
を用いることにより白色雑音信号を生成するようにして
いるので、比較的少ない演算量で簡単に実現できる利点
がある。
パスECの学習が逆フィルタ14e,14fにより生成
された白色雑音信号を基に行なわれるため、例えば初期
学習時や通話中にエコーパスECが急激に変化した場合
に、学習を高速に行なって適応フィルタ14aのタップ
係数を短時間に収束させることが可能となる。また、既
存の音声復号回路9により生成されるLPCパラメータ
を用いることにより白色雑音信号を生成するようにして
いるので、比較的少ない演算量で簡単に実現できる利点
がある。
【0044】(第2の実施例)本実施例は、第1の適応
フィルタが使用するタップ係数の切り替えを行なう切替
手段を設け、タップ係数の大幅な更新が必要な初期学習
時等には第2の適応フィルタの学習により更新されたタ
ップ係数を第1の適応フィルタに供給し、これに対し定
常動作時には上記第2の適応フィルタにより学習された
タップ係数の供給を停止して、第1の適応フィルタ自身
に学習を行なわせてタップ係数の更新を行なわせるよう
にしたものである。
フィルタが使用するタップ係数の切り替えを行なう切替
手段を設け、タップ係数の大幅な更新が必要な初期学習
時等には第2の適応フィルタの学習により更新されたタ
ップ係数を第1の適応フィルタに供給し、これに対し定
常動作時には上記第2の適応フィルタにより学習された
タップ係数の供給を停止して、第1の適応フィルタ自身
に学習を行なわせてタップ係数の更新を行なわせるよう
にしたものである。
【0045】図3は、本実施例に係わる音響エコーキャ
ンセラを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を
示す回路ブロック図である。なお、同図において前記図
2と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略す
る。
ンセラを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を
示す回路ブロック図である。なお、同図において前記図
2と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略す
る。
【0046】音響エコーキャンセラ141は、自身に学
習機能を備えた第1の適応フィルタ141aおよび加算
器141bと、第2の適応フィルタ14cおよび加算器
14dと、第1の逆フィルタ14eと、第2の逆フィル
タ14fとに加えて、切替スイッチ141cと、切替判
定部141dとを備えている。なお、このとき第1の適
応フィルタ141aおよび加算器141bと、第2の適
応フィルタ14cおよび加算器14dとにより、エコー
キャンセラ本体が構成される。
習機能を備えた第1の適応フィルタ141aおよび加算
器141bと、第2の適応フィルタ14cおよび加算器
14dと、第1の逆フィルタ14eと、第2の逆フィル
タ14fとに加えて、切替スイッチ141cと、切替判
定部141dとを備えている。なお、このとき第1の適
応フィルタ141aおよび加算器141bと、第2の適
応フィルタ14cおよび加算器14dとにより、エコー
キャンセラ本体が構成される。
【0047】このうち切替判定部141dは、加算器1
41bから出力された残差エコーの平均レベルを監視す
る。そして、この残差エコーの平均レベルが所定レベル
以上のときには、上記切替スイッチ141cを閉成して
第2の適応フィルタ14cの学習機能により更新された
タップ係数を第1の適応フィルタ141aに供給させ
る。一方残差エコーの平均レベルが所定レベル未満に低
下したときには、上記切替スイッチ141cを開成し
て、第2の適応フィルタ14cから第1の適応フィルタ
141aへのタップ係数の供給を断とし、これにより第
1の適応フィルタ141a自身の学習機能によりタップ
係数の更新を行なわせるものである。
41bから出力された残差エコーの平均レベルを監視す
る。そして、この残差エコーの平均レベルが所定レベル
以上のときには、上記切替スイッチ141cを閉成して
第2の適応フィルタ14cの学習機能により更新された
タップ係数を第1の適応フィルタ141aに供給させ
る。一方残差エコーの平均レベルが所定レベル未満に低
下したときには、上記切替スイッチ141cを開成し
て、第2の適応フィルタ14cから第1の適応フィルタ
141aへのタップ係数の供給を断とし、これにより第
1の適応フィルタ141a自身の学習機能によりタップ
係数の更新を行なわせるものである。
【0048】このような構成であるから、例えば初期学
習時や通話中にエコーパスECが急激に変化した場合に
は、切替判定部141dにより切替スイッチ141cが
閉成されて第2の適応フィルタ14cの学習機能により
更新されたタップ係数が第1の適応フィルタ141aに
供給される。このため、第1の適応フィルタ141a
は、第2の適応フィルタ14cにより高速度に収束され
たタップ係数に応じて音響エコーのキャンセル動作を開
始することが可能となる。
習時や通話中にエコーパスECが急激に変化した場合に
は、切替判定部141dにより切替スイッチ141cが
閉成されて第2の適応フィルタ14cの学習機能により
更新されたタップ係数が第1の適応フィルタ141aに
供給される。このため、第1の適応フィルタ141a
は、第2の適応フィルタ14cにより高速度に収束され
たタップ係数に応じて音響エコーのキャンセル動作を開
始することが可能となる。
【0049】これに対し、上記タップ係数の収束により
加算器141bから出力された残差エコーの平均レベル
が所定レベル未満に低下すると、切替判定部141dに
より切替スイッチ141cが開成される。このため、第
2の適応フィルタ14cから第1の適応フィルタ141
aへのタップ係数の供給は断たれ、この結果第1の適応
フィルタ141aでは以後自身の学習機能によりタップ
係数の更新が行なわれる。ここで、第2の適応フィルタ
14cにおける学習は、音声復号回路9から出力された
ディジタル受話信号と、A/D変換器13から出力され
たディジタル送話信号から疑似エコー(第1の適応フィ
ルタ141aの出力)を差し引いた残差信号とを基に行
なわれる。したがって、白色雑音信号を用いて学習を行
なう場合に比べて、タップ係数をその時の受話信号波形
に応じたより最適な値に収束させることができ、これに
よりエコーキャンセルの精度を高めることができる。
加算器141bから出力された残差エコーの平均レベル
が所定レベル未満に低下すると、切替判定部141dに
より切替スイッチ141cが開成される。このため、第
2の適応フィルタ14cから第1の適応フィルタ141
aへのタップ係数の供給は断たれ、この結果第1の適応
フィルタ141aでは以後自身の学習機能によりタップ
係数の更新が行なわれる。ここで、第2の適応フィルタ
14cにおける学習は、音声復号回路9から出力された
ディジタル受話信号と、A/D変換器13から出力され
たディジタル送話信号から疑似エコー(第1の適応フィ
ルタ141aの出力)を差し引いた残差信号とを基に行
なわれる。したがって、白色雑音信号を用いて学習を行
なう場合に比べて、タップ係数をその時の受話信号波形
に応じたより最適な値に収束させることができ、これに
よりエコーキャンセルの精度を高めることができる。
【0050】なお、本発明は上記各実施例に限定される
ものではない。例えば、第1の実施例では第1および第
2の逆フィルタ14e,14fにおいて、LPCパラメ
ータを用いてディジタル受話信号の相関の除去およびデ
ィジタル送話信号に含まれる音響エコーの相関の除去を
行なうようにしたが、LPCパラメータの代わりにLS
PパラメータやKパラメータを使用してもよく、さらに
はピッチ周期およびピッチゲインを表わすパラメータを
使用してもよい。この場合には、逆フィルタとしてピッ
チ合成フィルタの逆の特性を有するピッチ分析フィルタ
を使用することができる。
ものではない。例えば、第1の実施例では第1および第
2の逆フィルタ14e,14fにおいて、LPCパラメ
ータを用いてディジタル受話信号の相関の除去およびデ
ィジタル送話信号に含まれる音響エコーの相関の除去を
行なうようにしたが、LPCパラメータの代わりにLS
PパラメータやKパラメータを使用してもよく、さらに
はピッチ周期およびピッチゲインを表わすパラメータを
使用してもよい。この場合には、逆フィルタとしてピッ
チ合成フィルタの逆の特性を有するピッチ分析フィルタ
を使用することができる。
【0051】また、前記第2の実施例では、切替判定部
141dにおいて加算器141bから出力された残差エ
コーの平均レベルに応じて切替スイッチ141cを切替
制御するようにしたが、例えば図4に示すごとく切替判
定部142dにおいて、加算器141bから出力された
残差エコーの平均レベルと、音声復号回路9から出力さ
れたディジタル受話信号の平均レベルとの比を検出し、
この比に応じて切替スイッチ141cを切替制御するよ
うに構成してもよい。このように構成すると、残差エコ
ーの平均レベルのみに着目する場合に比べて、より一層
正確な制御を行なうことができる。
141dにおいて加算器141bから出力された残差エ
コーの平均レベルに応じて切替スイッチ141cを切替
制御するようにしたが、例えば図4に示すごとく切替判
定部142dにおいて、加算器141bから出力された
残差エコーの平均レベルと、音声復号回路9から出力さ
れたディジタル受話信号の平均レベルとの比を検出し、
この比に応じて切替スイッチ141cを切替制御するよ
うに構成してもよい。このように構成すると、残差エコ
ーの平均レベルのみに着目する場合に比べて、より一層
正確な制御を行なうことができる。
【0052】さらに、前記各実施例では本発明のエコー
キャンセラをディジタル自動車電話装置に適用した場合
を例にとって説明したが、ディジタル自動車電話装置以
外にディジタル携帯電話装置やディジタルコードレス電
話装置、ディジタル有線電話装置、テレビ会議システム
の通信装置、衛星通信回線を使用した通信装置等に適用
してもよい。
キャンセラをディジタル自動車電話装置に適用した場合
を例にとって説明したが、ディジタル自動車電話装置以
外にディジタル携帯電話装置やディジタルコードレス電
話装置、ディジタル有線電話装置、テレビ会議システム
の通信装置、衛星通信回線を使用した通信装置等に適用
してもよい。
【0053】このうちディジタル携帯電話装置やディジ
タルコードレス電話装置は、通常ハンドセット通話モー
ドしか有していないため音響エコーが発生することはほ
とんどなく、このためエコーキャンセラは不要である。
しかし、これらのディジタル携帯電話装置またはコード
レス電話装置をアダプタ等の接続ユニットを介して自動
車電話装置の送受信ユニットに接続して使用する場合に
は、ハンドセット通話モード以外にハンズフリー通話モ
ードが使用されることがあり、この場合にはエコーキャ
ンセラが必要となる。
タルコードレス電話装置は、通常ハンドセット通話モー
ドしか有していないため音響エコーが発生することはほ
とんどなく、このためエコーキャンセラは不要である。
しかし、これらのディジタル携帯電話装置またはコード
レス電話装置をアダプタ等の接続ユニットを介して自動
車電話装置の送受信ユニットに接続して使用する場合に
は、ハンドセット通話モード以外にハンズフリー通話モ
ードが使用されることがあり、この場合にはエコーキャ
ンセラが必要となる。
【0054】そこで、この場合にはオプション部品であ
るアダプタ等の接続ユニットにエコーキャンセラを設け
ておき、このエコーキャンセラによりハンズフリー通話
モードにおいて発生したエコーを消去するように構成す
るとよい。このように構成すれば、エコーキャンセラを
携帯電話装置やコードレス電話装置に予め設けておく必
要がなくなり、これにより装置の消費電力低減および低
価格化を図ることができる。
るアダプタ等の接続ユニットにエコーキャンセラを設け
ておき、このエコーキャンセラによりハンズフリー通話
モードにおいて発生したエコーを消去するように構成す
るとよい。このように構成すれば、エコーキャンセラを
携帯電話装置やコードレス電話装置に予め設けておく必
要がなくなり、これにより装置の消費電力低減および低
価格化を図ることができる。
【0055】その他、第1および第2の逆フィルタの回
路構成や第1および第2の適応フィルタの回路構成、信
号選択手段の構成、エコーキャンセラの回路構成、音声
復号回路の構成等についても、本発明の要旨を逸脱しな
い範囲で種々変形して実施できる。
路構成や第1および第2の適応フィルタの回路構成、信
号選択手段の構成、エコーキャンセラの回路構成、音声
復号回路の構成等についても、本発明の要旨を逸脱しな
い範囲で種々変形して実施できる。
【0056】
【0057】
【0058】
【発明の効果】 以上詳述したようにこの発明では、音声
復号回路により再生される受信音声信号の相関を、当該
受信音声信号の復号再生過程で上記音声復号回路におい
て再生される所定の音声パラメータ情報を基に除去する
ための第1の逆フィルタと、送信音声信号に含まれるエ
コーの相関を、上記音声復号回路において受信音声信号
の復号再生過程で再生される所定の音声パラメータ情報
を基に除去するための第2の逆フィルタとを設けるとと
もに、これら第1および第2の逆フィルタの出力信号
と、上記受信音声信号および上記送信音声信号に含まれ
るエコーとを択一的に選択出力するための信号選択手段
を設け、この信号選択手段により選択された信号をエコ
ーキャンセラ本体に供給して上記受信音声信号と上記送
信音声信号に含まれるエコーとの関係を学習させるよう
にしている。
復号回路により再生される受信音声信号の相関を、当該
受信音声信号の復号再生過程で上記音声復号回路におい
て再生される所定の音声パラメータ情報を基に除去する
ための第1の逆フィルタと、送信音声信号に含まれるエ
コーの相関を、上記音声復号回路において受信音声信号
の復号再生過程で再生される所定の音声パラメータ情報
を基に除去するための第2の逆フィルタとを設けるとと
もに、これら第1および第2の逆フィルタの出力信号
と、上記受信音声信号および上記送信音声信号に含まれ
るエコーとを択一的に選択出力するための信号選択手段
を設け、この信号選択手段により選択された信号をエコ
ーキャンセラ本体に供給して上記受信音声信号と上記送
信音声信号に含まれるエコーとの関係を学習させるよう
にしている。
【0059】したがって本発明によれば、適応フィルタ
のタップ係数を少ない演算量で短時間に収束できるよう
にして簡単に立ち上がり応答性の向上を図り、しかも残
差エコーをさらに低減して通話品質の向上を図ることが
できるエコーキャンセラを提供することができる。
のタップ係数を少ない演算量で短時間に収束できるよう
にして簡単に立ち上がり応答性の向上を図り、しかも残
差エコーをさらに低減して通話品質の向上を図ることが
できるエコーキャンセラを提供することができる。
【図1】本発明の第1の実施例に係わるエコーキャンセ
ラを備えたディジタル自動車電話装置の構成を示す回路
ブロック図。
ラを備えたディジタル自動車電話装置の構成を示す回路
ブロック図。
【図2】図1に示した装置の音声復号回路およびエコー
キャンセラの構成を示す回路ブロック図。
キャンセラの構成を示す回路ブロック図。
【図3】本発明の第2の実施例に係わるエコーキャンセ
ラを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を示す
回路ブロック図。
ラを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を示す
回路ブロック図。
【図4】第2の実施例を改良したエコーキャンセラの回
路ブロック図。
路ブロック図。
【図5】従来のエコーキャンセラの構成の一例を示す回
路ブロック図。
路ブロック図。
EC…音響エコーパス 1…アンテナ 2…アンテナ共用器(DUP) 3…受信回路(RX) 4…周波数シンセサイザ(SYN) 5…送信回路(TX) 6…ディジタル復調回路(DEM) 7,13…A/D変換器 8…誤り訂正復号回路(CH−DEC) 9,9′,90,90′…音声復号回路(SP−DE
C) 10,17…D/A変換器 11…スピーカ 12…マイクロホン 14,141,142,105…音響エコーキャンセラ
(AEC) 15…音声符号回路(SP−COD) 16…誤り訂正符号回路(CH−COD) 18…ディジタル変調回路(MOD) 20…制御回路(CONT) 21…コンソールユニット(CU) 22…電源回路(POW) 23…電池 9a…デマルチプレクサ 9b…適応コードブック(適応CB) 9c…コードブック(CB) 9d,9e…乗算器 9f,14b,14d,141b…加算器 9g…LPC合成フィルタ(LPCFIL) 9h…ポストフィルタ(PFIL) 14a,141a…第1の適応フィルタ 14c…第2の適応フィルタ 14e…第1の逆フィルタ 14f…第2の逆フィルタ 141c…切替スイッチ 141d,142d…切替判定部
C) 10,17…D/A変換器 11…スピーカ 12…マイクロホン 14,141,142,105…音響エコーキャンセラ
(AEC) 15…音声符号回路(SP−COD) 16…誤り訂正符号回路(CH−COD) 18…ディジタル変調回路(MOD) 20…制御回路(CONT) 21…コンソールユニット(CU) 22…電源回路(POW) 23…電池 9a…デマルチプレクサ 9b…適応コードブック(適応CB) 9c…コードブック(CB) 9d,9e…乗算器 9f,14b,14d,141b…加算器 9g…LPC合成フィルタ(LPCFIL) 9h…ポストフィルタ(PFIL) 14a,141a…第1の適応フィルタ 14c…第2の適応フィルタ 14e…第1の逆フィルタ 14f…第2の逆フィルタ 141c…切替スイッチ 141d,142d…切替判定部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04M 1/00 H04M 1/24 - 1/253 H04M 1/58 - 1/62 H04M 1/66 - 1/82 H04B 3/20 - 3/23
Claims (3)
- 【請求項1】 符号化音声信号を復号して受信音声信号
を再生する音声復号回路を備えたディジタル通信装置に
設けられるエコーキャンセラにおいて、 前記音声復号回路により復号再生された受信音声信号の
相関を、当該受信音声信号の復号再生過程で前記音声復
号回路において再生される所定の音声パラメータ情報を
基に除去するための第1の逆フィルタと、 送信音声信号に含まれるエコーの相関を、前記音声復号
回路において受信音声信号の復号再生過程で再生される
所定の音声パラメータ情報を基に除去するための第2の
逆フィルタと、 これら第1および第2の逆フィルタの出力信号と、前記
受信音声信号および前記送信音声信号に含まれるエコー
とを択一的に選択出力するための信号選択手段と、 この信号選択手段により選択された信号を基に前記受信
音声信号と前記送信音声信号に含まれるエコーとの関係
を学習し、この学習により得られたタップ係数と前記受
信音声信号とを基に疑似エコーを生成してこの疑似エコ
ーを前記送信音声信号から差し引くことにより当該送信
音声信号に含まれるエコーを消去するエコーキャンセラ
本体とを具備したことを特徴とするエコーキャンセラ。 - 【請求項2】 信号選択手段は、エコーキャンセラ本体
により疑似エコーが差し引かれた後の送信音声信号に応
じて、第1および第2の逆フィルタの出力信号と、受信
音声信号および送信音声信号に含まれるエコーとを択一
的に選択出力することを特徴とする請求項1に記載のエ
コーキャンセラ。 - 【請求項3】 信号選択手段は、エコーキャンセラ本体
により疑似エコーが差し引かれた後の送信音声信号と受
信音声信号との比に応じて、第1および第2の逆フィル
タの出力信号と、前記受信信号および送信信号に含まれ
るエコーとを択一的に選択出力することを特徴とする請
求項1に記載のエコーキャンセラ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18926394A JP3310113B2 (ja) | 1994-08-11 | 1994-08-11 | エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18926394A JP3310113B2 (ja) | 1994-08-11 | 1994-08-11 | エコーキャンセラ |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001224598A Division JP3680009B2 (ja) | 2001-07-25 | 2001-07-25 | エコーキャンセラ |
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---|---|
JPH0856254A JPH0856254A (ja) | 1996-02-27 |
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Family
ID=16238386
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18926394A Expired - Fee Related JP3310113B2 (ja) | 1994-08-11 | 1994-08-11 | エコーキャンセラ |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP3310113B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP4310926B2 (ja) | 2001-02-26 | 2009-08-12 | 沖電気工業株式会社 | エコーキャンセラ装置 |
JP4887181B2 (ja) * | 2007-02-28 | 2012-02-29 | オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド | エコー防止装置及びプログラム |
JP6973484B2 (ja) * | 2017-06-12 | 2021-12-01 | ヤマハ株式会社 | 信号処理装置、遠隔会議装置、および信号処理方法 |
-
1994
- 1994-08-11 JP JP18926394A patent/JP3310113B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
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JPH0856254A (ja) | 1996-02-27 |
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