JPH0856254A - エコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】適応フィルタのタップ係数を少ない演算量で短
時間に収束できるようにし、これにより簡単にして立ち
上がり応答性の向上を図る。 【構成】送話信号中の音響エコーをキャンセルするため
の第１の適応フィルタ１４ａおよび加算器１４ｂの他
に、学習用の第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１
４ｄと、第１および第２の逆フィルタ１４ｅ，１４ｆと
を設けている。そして、これらの逆フィルタ１４ｅ，１
４ｆにおいて、音声復号回路９で再生されたＬＰＣパラ
メータを基に、それぞれディジタル受話信号の相関およ
び音響エコーの相関を除去した白色雑音信号を生成し
て、これらの白色雑音信号を基に第２の適応化フィルタ
１４ｃおよび加算器１４ｄに学習を行なわせ、この学習
により更新されたタップ係数を上記第１の適応フィルタ
１４ａに転送して、音響エコーをキャンセルするための
疑似エコーの生成を行なわせるようにしたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えばハンズフリー通
話機能を備えたディジタル音声通信装置において、スピ
ーカからマイクロホンへの受話音声の回り込みにより発
生する音響エコーを消去するために設けられるエコーキ
ャンセラに関する。

【０００２】

【従来の技術】ハンドセットの代わりに、電話装置本体
に設けられたスピーカとマイクロホンとを使用して通話
を行なういわゆるハンズフリー通話機能を有している電
話装置や、同様の通話形態を採るテレビ会議システムで
は、スピーカから発生された受話音声が壁や天井で反射
してマイクロホンに回り込むため、音響エコーが発生す
る。

【０００３】この音響エコーは、特にディジタル通信方
式を採用した通信システムや、通信回線中に例えば通信
衛星を介在する通信システムのように、伝送遅延量が比
較的大きい通信システムにあっては、通信品質の著しい
劣化を招き非常に好ましくない。

【０００４】例えば、ディジタル自動車・携帯電話シス
テムにおいては、無線周波数の有効利用の観点から低ビ
ットレートの音声符号化器が使用され始めている。低ビ
ットレートの音声符号化器としては、例えば４〜８kbps
で比較的良好な音声品質を得ることが可能なＣＥＬＰ
（Code Excited Linear Prediction）方式、あるいはそ
の改良型であるＶＳＥＬＰ（vector Sun Excited Linea
r Prediction）方式が用いられる。ＣＥＬＰ方式の詳細
な点については、M.R.Schroeder 氏とB.S.Atal氏の“Co
de-Excited Linear Prediction（ＣＥＬＰ）：High-Qua
lity Speach At Very Low Bit Rates ”in Proc.ICASS
P.1985,pp.937〜939 に述べられている。これらの符号
化方式では、一般に音声信号を低ビットレートに圧縮す
るためにフレーム単位で符号化処理が行なわれ、またバ
ースト誤りに対する訂正能力を高めるためにインタリー
ブが用いられている。このため、ディジタル自動車・携
帯電話システムにおける伝送遅延は片道で約100msec に
もなる。

【０００５】そこで、従来よりこの種のシステムでは、
エコーパスの特性を適応フィルタにより推定してエコー
パスと同一の特性を有する擬似エコーを生成し、この擬
似エコーを通話信号から差し引くことにより通話信号中
に含まれるエコー成分を消去する、いわゆる音響エコー
キャンセラが使用されている。

【０００６】図５は、この音響エコーキャンセラと音声
コーデックを備えたディジタル自動車電話装置の要部構
成を示す回路ブロック図である。同図において、受信さ
れた符号化ディジタル信号は、音声復号回路（ＳＰ−Ｃ
ＯＤ）１００によりディジタル音声信号に復号されたの
ちＤ／Ａ変換器１０１でアナログ音声信号に変換されて
スピーカ１０２から拡声出力される。これに対しマイク
ロホン１０３に入力された送話音声信号は、Ａ／Ｄ変換
器１０４でディジタル送話信号に変換された後音響エコ
ーキャンセラ１０５に入力される。このエコーキャンセ
ラ１０５は、適応フィルタ１０５ａと加算器１０５ｂと
からなり、適応フィルタ１０５ａにおいて生成した疑似
エコーを加算器１０５ｂで上記ディジタル送話信号から
差し引くことにより、このディジタル送話信号に含まれ
る音響エコーをキャンセルする。そして、この音響エコ
ーがキャンセルされたディジタル送話信号は、音声符号
回路（ＳＰ−ＣＯＤ）１０６で符号化されさらに誤り訂
正符号化された後、図示しない無線部から送信される。

【０００７】ところで、従来の適応フィルタには、安定
性判別が不要なことや、一定の条件内での収束が保証さ
れていることから、一般にＦＩＲ型のフィルタが使用さ
れる。またタップ係数の更新アルゴリズムには、最小自
乗法（ＬＳ）を使用したアルゴリズムや再帰最小自乗法
（ＲＬＳ）を使用したアルゴリズム等がある。しかし、
実現性の点から最小自乗平均法（ＬＭＳ）を正規化した
学習同定法（ＮＬＭＳ）が多く用いられている。この学
習同定法によるアルゴリズムは、演算量が比較的少なく
て済みしかも良好な特性を示すという利点を有する。な
お、第(1) 式はＰ次の適応フィルタのタップ係数をｈj
（ｊ＝１〜Ｐ）とするときの学習同定法の更新式を示し
たものである。

【０００８】

【数１】

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この学習同
定法等のアルゴリズムを用いて適応フィルタのタップ係
数を更新する場合には、適応フィルタの入力信号が白色
雑音のような相関のない信号であれば、タップ係数の収
束を高速に行なうことができる。しかし、音声のように
相関が強く相関行列の固有値に広がりがある場合には、
一般にタップ係数の収束速度は遅くなる。またその解決
策として、線形予測分析により音声信号を白色化してこ
の白色化した音声信号を入力信号として用いる適応ラチ
スアルゴリズムの使用が提案されている。しかし、この
アルゴリズムは学習同定法の４倍もの演算量を必要とす
るため、実用化が困難である。

【００１０】本発明は上記事情に着目してなされたもの
で、その第１の目的は、適応フィルタのタップ係数を少
ない演算量で短時間に収束できるようにし、これにより
簡単でかつ立ち上がり応答性の優れたエコーキャンセラ
を提供することにある。

【００１１】本発明の第２の目的は、適応フィルタのタ
ップ係数を少ない演算量で短時間に収束できるようにし
て簡単に立ち上がり応答性の向上を図り、しかも残差エ
コーをさらに低減して通話品質の向上を図ることができ
るエコーキャンセラを提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るために第１の発明は、符号化音声信号を復号して受信
音声信号を再生する音声復号回路を備えたディジタル通
信装置に設けられるエコーキャンセラにおいて、上記音
声復号回路により復号再生された受信音声信号の相関
を、当該受信音声信号の復号再生過程で上記音声復号回
路において再生される所定の音声パラメータ情報を基に
除去するための第１の逆フィルタと、送信音声信号に含
まれるエコーの相関を、上記音声復号回路において受信
音声信号の復号再生過程で再生される所定の音声パラメ
ータ情報を基に除去するための第２の逆フィルタとを設
け、これら第１および第２の逆フィルタの出力信号をエ
コーキャンセラ本体に供給して受信音声信号と送信音声
信号に含まれるエコーとの関係を学習させるようにした
ものである。

【００１３】また本発明は、上記第１および第２の逆フ
ィルタで使用する所定の音声パラメータ情報として、音
声のスペクトラム包絡を表わすパラメータ情報かまたは
音声のピッチ成分を表わすパラメータ情報を使用するこ
とを特徴としている。

【００１４】一方、上記第２の目的を達成するために第
２の発明は、符号化音声信号を復号して受信音声信号を
再生する音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設
けられるエコーキャンセラにおいて、上記音声復号回路
により復号再生された受信音声信号の相関を、当該受信
音声信号の復号再生過程で上記音声復号回路において再
生される所定の音声パラメータ情報を基に除去するため
の第１の逆フィルタと、送信音声信号に含まれるエコー
の相関を、上記音声復号回路において受信音声信号の復
号再生過程で再生される所定の音声パラメータ情報を基
に除去するための第２の逆フィルタとを設けるととも
に、これら第１および第２の逆フィルタの出力信号と、
上記受信音声信号および上記送信音声信号に含まれるエ
コーとを択一的に選択出力するための信号選択手段を設
け、この信号選択手段により選択された信号をエコーキ
ャンセラ本体に供給して上記受信音声信号と上記送信音
声信号に含まれるエコーとの関係を学習させるように構
成したものである。

【００１５】また本発明は、信号選択手段における信号
の選択を、エコーキャンセラ本体により疑似エコーが差
し引かれた後の送信音声信号かまたはエコーキャンセラ
本体により疑似エコーが差し引かれた後の送信音声信号
と受信音声信号との比に応じて行なうことを特徴として
いる。

【００１６】

【作用】この結果第１の発明によれば、エコーキャンセ
ラ本体では、受信音声信号および送信音声信号に含まれ
るエコーに代わって、第１および第２の逆フィルタによ
り相関が除去されて白色雑音化された信号を基に、受信
音声信号と上記送信音声信号に含まれるエコーとの関係
が学習される。このため、受信音声信号および送信音声
信号に含まれるエコーを基に学習を行なう場合に比べ
て、学習を高速度に行なってタップ係数を短時間に収束
させることができる。また、音声復号回路により再生さ
れる音声パラメータ情報を利用して受信音声信号および
送信音声信号に含まれるエコーを白色雑音化しているの
で、新たに付加される演算は逆フィルタにおける演算の
みとなり、これにより比較的簡単に実現できる。

【００１７】一方第２の発明によれば、信号選択手段を
設けたことにより、例えば初期学習時やエコーパスが急
激に変化した場合には、第１および第２の逆フィルタに
より相関が除去されて白色雑音化された信号を基に学習
が行なわれる。このため学習を高速度に行なってタップ
係数を短時間に収束させることができる。これに対し、
収束後の定常状態においては、エコーキャンセラ本体に
供給される信号が信号選択手段により切り替えられて、
受信音声信号および送信音声信号に含まれるエコーに基
づいて学習が行なわれる。このため、タップ係数の残留
誤差が低減されて残差エコーを減少させることができ、
これによりさらに高品質の通話が可能となる。

【００１８】

【実施例】

（第１の実施例）図１は、本発明の第１の実施例に係わ
るエコーキャンセラを設けたディジタル自動車電話装置
の構成を示す回路ブロック図である。

【００１９】図示しない基地局から無線通話チャネルを
介して送られた無線通信信号は、アンテナ１およびアン
テナ共用器（ＤＵＰ）２を介して受信回路（ＲＸ）３に
入力され、ここで周波数シンセサイザ（ＳＹＮ）４から
出力される受信局部発振信号と合成されて中間周波信号
に変換される。そして、この受信中間周波信号は、Ａ／
Ｄ変換器７でサンプリングされたのちディジタル復調回
路（ＤＥＭ）６に入力され、この復調回路６でフレーム
同期およびビット同期がとられたうえでディジタル復調
される。尚、上記フレーム同期およびビット同期により
得られた同期信号は制御回路（ＣＯＮＴ）２０に供給さ
れる。

【００２０】また、上記ディジタル復調回路６から出力
されたディジタル復調信号には、ディジタル通話信号と
ディジタル制御信号とがあり、このうちディジタル制御
信号は制御回路２０に供給されて識別される。これに対
しディジタル通話信号は、誤り訂正復号回路（ＣＨ−Ｄ
ＥＣ）８で誤り訂正復号化される。そして、この誤り訂
正復号されたディジタル通話信号は、音声復号回路（Ｓ
Ｐ−ＤＥＣ）９で後述する復号化処理が施され、さらに
Ｄ／Ａ変換器１０でアナログ通話信号に戻されたのち、
スピーカ１１に供給されてこのスピーカ１１から拡声出
力される。

【００２１】一方、マイクロホン１２により入力された
送話信号は、Ａ／Ｄ変換器１３でサンプリングされたの
ち、音響エコーキャンセラ（ＡＥＣ）１４を介して音声
符号回路（ＳＰ−ＣＯＤ）１５に入力され、ここで符号
化される。この符号化により得られた符号化ディジタル
送話信号は、制御回路２０から出力されるディジタル制
御信号とともに誤り訂正符号回路（ＣＨ−ＣＯＤ）１６
で誤り訂正符号化されたのち、ディジタル変調回路（Ｍ
ＯＤ）１８に入力される。ディジタル変調回路１８で
は、上記符号化ディジタル送話信号に応じた変調信号が
発生され、この変調信号はＤ／Ａ変換器１７でアナログ
信号に変換されたのち送信回路（ＴＸ）５に入力され
る。送信回路５では、上記変調信号が周波数シンセサイ
ザ４から出力された送信局部発振信号と合成されて送信
無線周波信号に変換され、さらに送信電力増幅器により
増幅される。そして、この送信回路５から出力された無
線周波信号は、アンテナ共用器２を介してアンテナ１か
ら図示しない基地局へ向けて送信される。

【００２２】尚、２１は発信キー、終了キー、ダイヤル
キーおよび各種機能キーなどのキースイッチ群と、液晶
表示器等が配置されたコンソールユニット（ＣＵ）、２
２は電池２３の出力電圧を基に所要の動作電圧Ｖccを生
成する電源回路（ＰＯＷ）である。

【００２３】ところで、上記音声復号回路９および音響
エコーキャンセラ１４は次のように構成される。図２は
その構成を示す回路ブロック図である。先ず音声復号回
路９は、例えばＣＥＬＰデコーダからなり、次のような
復号化処理を実行する。

【００２４】すなわち、誤り訂正復号回路８から供給さ
れた符号化ディジタル通話信号は、デマルチプレクサ９
ａに入力される。このデマルチプレクサ９ａでは、上記
符号化ディジタル通話信号より合成音声を生成するため
に必要な音声の特徴を示すパラメータが再生される。パ
ラメータには、フレーム単位（例えば20msec）の情報で
ある線形予測分析（ＬＰＣ：Linear Predictive Codin
g）パラメータα(i) （ｉ＝１〜10) と、サブフレーム
単位（５msec）の情報であるピッチ周期Ｌ(i) 、ピッチ
ゲインβq(i)、コードブック番号Ｉ(i) およびコードブ
ックゲインｒq(i)（ｉ＝１〜４）とが含まれる。

【００２５】上記デマルチプレクサ９ａから各パラメー
タが出力されると、コードブック（ＣＢ）９ｃからはコ
ードブック番号Ｉ(i) に対応する白色雑音ｕ_I(i)(n)
（ｎ＝０〜39）が読み出される。この白色雑音ｕ
_I(i)(n) には、乗算器９ｅにおいてコードブックゲイン
ｒq(i)が乗算される。また、適応コードブック（適応Ｃ
Ｂ）９ｂからは、ピッチ周期Ｌ(i) に対応したピッチベ
クトルｂ_L (n) （ｎ＝０〜39）が出力される。このピッ
チベクトルｂ_L (n) には、乗算器９ｄにおいてピッチゲ
インβq(i)が乗算される。これらの乗算器９ｅ，９ｄか
ら出力された信号は、加算器９ｆで相互に加算されてサ
ブフレーム毎の駆動信号ｒ(n) となる。この駆動信号ｒ
(n) は第(2) 式のように表される。尚、上記適応コード
ブック９ｂから出力されるピッチベクトルｂ_L (n) は、
第(3) 式のように表される。ただし、 Lｘ」はｘ以下の
最大の整数を生成するｘのフロア関数である。

【００２６】

【数２】

【００２７】

【数３】

【００２８】そうして作成された駆動信号ｒ(n) は、Ｌ
ＰＣ合成フィルタ９ｇに入力される。このＬＰＣ合成フ
ィルタ（ＬＰＣＦＩＬ）９ｇは、ＬＰＣパラメータα
(i) （ｉ＝１〜10）を線形補間することにより求めた補
間ＬＰＣパラメータα^*(i) （ｉ＝１〜10）により第(4)
式のように表される伝達関数Ｈ(Z) を有しており、こ
の伝達関数Ｈ(Z) にしたがって上記駆動信号ｒ(n) に応
じた合成音声ｘ(n) （ｎ＝０〜39）を出力する。

【００２９】

【数４】

【００３０】上記ＬＰＣ合成フィルタ９ｇから出力され
た合成音声ｘ(n) は、ポストフィルタ（ＰＦＩＬ）９ｈ
に入力される。このポストフィルタ９ｈは、聴感品質を
高めるために用いられるもので、補間されたＬＰＣパラ
メータα^*(i) （ｉ＝１〜10）により第(5) 式のように
表される伝達関数Ｈ(Z) を有している。上記合成音声ｘ
(n) は、この伝達関数Ｈ(Z) に従ってフィルタリングさ
れ、合成音声ｙ(n) （ｎ＝０〜39）となって出力され
る。なお、第(5) 式のβ，υには、それぞれ0.5，0.8
などの値が用いられる。

【００３１】

【数５】

【００３２】また、ポストフィルタ９ｈには、上記第
(5) 式に示した伝達関数の周波数特性の傾きを補正する
ために、第(6) 式で表される伝達関数を有するハイパス
フィルタが縦続接続される場合がある。ここで、ｕには
0.5 等の値が用いられる。

【００３３】

【数６】

【００３４】次に音響エコーキャンセラ１４は、第１の
適応フィルタ１４ａおよび加算器１４ｂと、第２の適応
フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄと、第１の逆フィル
タ１４ｅと、第２の逆フィルタ１４ｆとから構成され
る。

【００３５】このうち先ず第１の逆フィルタ１４ｅは、
上記音声復号回路９のデマルチプレクサ９ａから出力さ
れたＬＰＣパラメータを基に、上記音声復号回路９から
出力されたディジタル受話信号の相関を除去するもの
で、これにより白色雑音化された信号を出力する。第２
の逆フィルタ１４ｆは、同じく上記音声復号回路９のデ
マルチプレクサ９ａから出力されたＬＰＣパラメータを
基に、Ａ／Ｄ変換器１３から出力されたディジタル送話
信号に含まれる音響エコーの相関を除去するもので、こ
れにより白色雑音化された信号を出力する。

【００３６】第２の適応フィルタ１４ｃは、上記第１の
逆フィルタ１４ｅから出力された白色雑音信号と、上記
第２の逆フィルタ１４ｆから出力された白色雑音信号か
ら第２の適応フィルタ１４ｃにより生成された疑似エコ
ーを差し引いた残差信号とを用いて学習同定法により学
習を行なうもので、この学習により得られたタップ係数
を第１の適応フィルタ１４ａに与える。

【００３７】なお、上記第１および第２の逆フィルタ１
４ｅ，１４ｆとしては、音声復号回路９に含まれるＬＰ
Ｃ合成フィルタの逆の特性を有するＬＰＣ分析フィルタ
を使用すればよい。

【００３８】第１の適応フィルタ１４ａおよび加算器１
４ｂは、上記第２の適応フィルタ１４ｃから与えられた
タップ係数と、上記音声復号回路９から出力されたディ
ジタル受話信号とを基に第１の適応フィルタ１４ａで疑
似エコーを生成し、この疑似エコーをＡ／Ｄ変換器１３
から出力されたディジタル送話信号から加算器１４ｆに
おいて差し引き、これにより上記ディジタル送話信号に
含まれる音響エコーを消去する。

【００３９】次に、以上のように構成された音響エコー
キャンセラ１４の動作を説明する。先ず通信が開始され
ると、音声復号回路９から出力されたディジタル受話信
号がデマルチプレクサ９ａから出力されたＬＰＣパラメ
ータとともに第１の逆フィルタ１４ｅに入力され、これ
により第１の逆フィルタ１４ｅからはＬＰＣパラメータ
を基に上記ディジタル受話信号の相関を除去した白色雑
音信号が出力される。また、それとともに第２の逆フィ
ルタ１４ｆには、マイクロホン１２に入力されたのちＡ
／Ｄ変換器１３でディジタル化された音響エコーが上記
ＬＰＣパラメータとともに入力され、これにより第２の
逆フィルタ１４ｆからはＬＰＣパラメータを基に上記音
響エコーの相関を除去した白色雑音信号が出力される。

【００４０】そうすると、第２の適応フィルタ１４ｃで
は、上記第１の逆フィルタ１４ｅから出力された白色雑
音信号と、上記第２の逆フィルタ１４ｆから出力された
白色雑音信号とを基に、自己の伝達関数を音響エコーパ
スＥＣの伝達関数に近付けるべく学習が行なわれる。す
なわち、第１の逆フィルタ１４ｅから白色雑音信号が出
力されると、第２の適応フィルタ１４ｃではこの白色雑
音信号を基に疑似エコーが生成され、この疑似エコーが
加算器１４ｄにおいて第２の逆フィルタ１４ｆから出力
された白色雑音信号から差し引かれる。そして、この加
算器１４ｄで消去し切れなかった残差信号が第２の適応
フィルタ１４ｃに入力される。第２の適応フィルタ１４
ｃは、上記残差信号を基に自己の伝達関数を音響エコー
パスＥＣの伝達関数に近付けるべく学習を行ない、これ
により自己のタップ係数を更新する。

【００４１】そうして学習されたタップ係数は、第１の
適応フィルタ１４ａに転送される。第１の適応フィルタ
１４ａでは、この転送されたタップ係数と、音声復号回
路９から出力されたディジタル受話信号とを基に疑似エ
コーが生成され、この疑似エコーは加算器１４ｂに入力
される。そして、この加算器１４ｂでは、Ａ／Ｄ変換器
１３から出力されたディジタル送話信号から、上記擬似
エコーを差し引くための演算が行なわれ、これによりデ
ィジタル送話信号に含まれる音響エコーが消去される。

【００４２】このように本実施例のエコーキャンセラで
は、送話信号中の音響エコーをキャンセルするための第
１の適応フィルタ１４ａおよび加算器１４ｂの他に、学
習用の第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄ
と、第１および第２の逆フィルタ１４ｅ，１４ｆとを設
けている。そして、これらの逆フィルタ１４ｅ，１４ｆ
において、音声復号回路９で再生されたＬＰＣパラメー
タを基に、それぞれディジタル受話信号の相関および音
響エコーの相関を除去した白色雑音信号を生成して、こ
れらの白色雑音信号を基に第２の適応化フィルタ１４ｃ
および加算器１４ｄに学習を行なわせ、この学習により
更新されたタップ係数を上記第１の適応フィルタ１４ａ
に転送して疑似エコーの生成を行なわせるようにしてい
る。

【００４３】したがって本実施例によれば、音響エコー
パスＥＣの学習が逆フィルタ１４ｅ，１４ｆにより生成
された白色雑音信号を基に行なわれるため、例えば初期
学習時や通話中にエコーパスＥＣが急激に変化した場合
に、学習を高速に行なって適応フィルタ１４ａのタップ
係数を短時間に収束させることが可能となる。また、既
存の音声復号回路９により生成されるＬＰＣパラメータ
を用いることにより白色雑音信号を生成するようにして
いるので、比較的少ない演算量で簡単に実現できる利点
がある。

【００４４】（第２の実施例）本実施例は、第１の適応
フィルタが使用するタップ係数の切り替えを行なう切替
手段を設け、タップ係数の大幅な更新が必要な初期学習
時等には第２の適応フィルタの学習により更新されたタ
ップ係数を第１の適応フィルタに供給し、これに対し定
常動作時には上記第２の適応フィルタにより学習された
タップ係数の供給を停止して、第１の適応フィルタ自身
に学習を行なわせてタップ係数の更新を行なわせるよう
にしたものである。

【００４５】図３は、本実施例に係わる音響エコーキャ
ンセラを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を
示す回路ブロック図である。なお、同図において前記図
２と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略す
る。

【００４６】音響エコーキャンセラ１４１は、自身に学
習機能を備えた第１の適応フィルタ１４１ａおよび加算
器１４１ｂと、第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器
１４ｄと、第１の逆フィルタ１４ｅと、第２の逆フィル
タ１４ｆとに加えて、切替スイッチ１４１ｃと、切替判
定部１４１ｄとを備えている。

【００４７】このうち切替判定部１４１ｄは、加算器１
４１ｂから出力された残差エコーの平均レベルを監視す
る。そして、この残差エコーの平均レベルが所定レベル
以上のときには、上記切替スイッチ１４１ｃを閉成して
第２の適応フィルタ１４ｃの学習機能により更新された
タップ係数を第１の適応フィルタ１４１ａに供給させ
る。一方残差エコーの平均レベルが所定レベル未満に低
下したときには、上記切替スイッチ１４１ｃを開成し
て、第２の適応フィルタ１４ｃから第１の適応フィルタ
１４１ａへのタップ係数の供給を断とし、これにより第
１の適応フィルタ１４１ａ自身の学習機能によりタップ
係数の更新を行なわせるものである。

【００４８】このような構成であるから、例えば初期学
習時や通話中にエコーパスＥＣが急激に変化した場合に
は、切替判定部１４１ｄにより切替スイッチ１４１ｃが
閉成されて第２の適応フィルタ１４ｃの学習機能により
更新されたタップ係数が第１の適応フィルタ１４１ａに
供給される。このため、第１の適応フィルタ１４１ａ
は、第２の適応フィルタ１４ｃにより高速度に収束され
たタップ係数に応じて音響エコーのキャンセル動作を開
始することが可能となる。

【００４９】これに対し、上記タップ係数の収束により
加算器１４１ｂから出力された残差エコーの平均レベル
が所定レベル未満に低下すると、切替判定部１４１ｄに
より切替スイッチ１４１ｃが開成される。このため、第
２の適応フィルタ１４ｃから第１の適応フィルタ１４１
ａへのタップ係数の供給は断たれ、この結果第１の適応
フィルタ１４１ａでは以後自身の学習機能によりタップ
係数の更新が行なわれる。ここで、第１の適応フィルタ
１４ｃにおける学習は、音声復号回路９から出力された
ディジタル受話信号と、Ａ／Ｄ変換器１３から出力され
たディジタル送話信号から疑似エコー（第１の適応フィ
ルタ１４１ａの出力）を差し引いた残差信号とを基に行
なわれる。したがって、白色雑音信号を用いて学習を行
なう場合に比べて、タップ係数をその時の受話信号波形
に応じたより最適な値に収束させることができ、これに
よりエコーキャンセルの精度を高めることができる。

【００５０】なお、本発明は上記各実施例に限定される
ものではない。例えば、第１の実施例では第１および第
２の逆フィルタ１４ｅ，１４ｆにおいて、ＬＰＣパラメ
ータを用いてディジタル受話信号の相関の除去およびデ
ィジタル送話信号に含まれる音響エコーの相関の除去を
行なうようにしたが、ＬＰＣパラメータの代わりにＬＳ
ＰパラメータやＫパラメータを使用してもよく、さらに
はピッチ周期およびピッチゲインを表わすパラメータを
使用してもよい。この場合には、逆フィルタとしてピッ
チ合成フィルタの逆の特性を有するピッチ分析フィルタ
を使用することができる。

【００５１】また、前記第２の実施例では、切替判定部
１４１ｄにおいて加算器１４１ｂから出力された残差エ
コーの平均レベルに応じて切替スイッチ１４１ｃを切替
制御するようにしたが、例えば図４に示すごとく切替判
定部１４２ｄにおいて、加算器１４１ｂから出力された
残差エコーの平均レベルと、音声復号回路９から出力さ
れたディジタル受話信号の平均レベルとの比を検出し、
この比に応じて切替スイッチ１４１ｃを切替制御するよ
うに構成してもよい。このように構成すると、残差エコ
ーの平均レベルのみに着目する場合に比べて、より一層
正確な制御を行なうことができる。

【００５２】さらに、前記各実施例では本発明のエコー
キャンセラをディジタル自動車電話装置に適用した場合
を例にとって説明したが、ディジタル自動車電話装置以
外にディジタル携帯電話装置やディジタルコードレス電
話装置、ディジタル有線電話装置、テレビ会議システム
の通信装置、衛星通信回線を使用した通信装置等に適用
してもよい。

【００５３】このうちディジタル携帯電話装置やディジ
タルコードレス電話装置は、通常ハンドセット通話モー
ドしか有していないため音響エコーが発生することはほ
とんどなく、このためエコーキャンセラは不要である。
しかし、これらのディジタル携帯電話装置またはコード
レス電話装置をアダプタ等の接続ユニットを介して自動
車電話装置の送受信ユニットに接続して使用する場合に
は、ハンドセット通話モード以外にハンズフリー通話モ
ードが使用されることがあり、この場合にはエコーキャ
ンセラが必要となる。

【００５４】そこで、この場合にはオプション部品であ
るアダプタ等の接続ユニットにエコーキャンセラを設け
ておき、このエコーキャンセラによりハンズフリー通話
モードにおいて発生したエコーを消去するように構成す
るとよい。このように構成すれば、エコーキャンセラを
携帯電話装置やコードレス電話装置に予め設けておく必
要がなくなり、これにより装置の消費電力低減および低
価格化を図ることができる。

【００５５】その他、第１および第２の逆フィルタの回
路構成や第１および第２の適応フィルタの回路構成、信
号選択手段の構成、エコーキャンセラの回路構成、音声
復号回路の構成等についても、本発明の要旨を逸脱しな
い範囲で種々変形して実施できる。

【００５６】

【発明の効果】以上詳述したように第１の発明では、音
声復号回路により復号再生された受信音声信号の相関
を、当該受信音声信号の復号再生過程で上記音声復号回
路において再生される所定の音声パラメータ情報を基に
除去するための第１の逆フィルタと、送信音声信号に含
まれるエコーの相関を、上記音声復号回路において受信
音声信号の復号再生過程で再生される所定の音声パラメ
ータ情報を基に除去するための第２の逆フィルタとを設
け、これら第１および第２の逆フィルタの出力信号をエ
コーキャンセラ本体に供給して受信音声信号と送信音声
信号に含まれるエコーとの関係を学習させるようにして
いる。

【００５７】したがって本発明によれば、適応フィルタ
のタップ係数を少ない演算量で短時間に収束することが
でき、これにより簡単でかつ立ち上がり応答性の優れた
エコーキャンセラを提供することができる。

【００５８】一方第２の発明では、音声復号回路により
再生される受信音声信号の相関を、当該受信音声信号の
復号再生過程で上記音声復号回路において再生される所
定の音声パラメータ情報を基に除去するための第１の逆
フィルタと、送信音声信号に含まれるエコーの相関を、
上記音声復号回路において受信音声信号の復号再生過程
で再生される所定の音声パラメータ情報を基に除去する
ための第２の逆フィルタとを設けるとともに、これら第
１および第２の逆フィルタの出力信号と、上記受信音声
信号および上記送信音声信号に含まれるエコーとを択一
的に選択出力するための信号選択手段を設け、この信号
選択手段により選択された信号をエコーキャンセラ本体
に供給して上記受信音声信号と上記送信音声信号に含ま
れるエコーとの関係を学習させるようにしている。

【００５９】したがって本発明によれば、適応フィルタ
のタップ係数を少ない演算量で短時間に収束できるよう
にして簡単に立ち上がり応答性の向上を図り、しかも残
差エコーをさらに低減して通話品質の向上を図ることが
できるエコーキャンセラを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に係わるエコーキャンセ
ラを備えたディジタル自動車電話装置の構成を示す回路
ブロック図。

【図２】図１に示した装置の音声復号回路およびエコー
キャンセラの構成を示す回路ブロック図。

【図３】本発明の第２の実施例に係わるエコーキャンセ
ラを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を示す
回路ブロック図。

【図４】第２の実施例を改良したエコーキャンセラの回
路ブロック図。

【図５】従来のエコーキャンセラの構成の一例を示す回
路ブロック図。

【符号の説明】

ＥＣ…音響エコーパス １…アンテナ ２…アンテナ共用器（ＤＵＰ） ３…受信回路（ＲＸ） ４…周波数シンセサイザ（ＳＹＮ） ５…送信回路（ＴＸ） ６…ディジタル復調回路（ＤＥＭ） ７，１３…Ａ／Ｄ変換器 ８…誤り訂正復号回路（ＣＨ−ＤＥＣ） ９，９′，９０，９０′…音声復号回路（ＳＰ−ＤＥ
Ｃ） １０，１７…Ｄ／Ａ変換器 １１…スピーカ １２…マイクロホン １４，１４１，１４２，１０５…音響エコーキャンセラ
（ＡＥＣ） １５…音声符号回路（ＳＰ−ＣＯＤ） １６…誤り訂正符号回路（ＣＨ−ＣＯＤ） １８…ディジタル変調回路（ＭＯＤ） ２０…制御回路（ＣＯＮＴ） ２１…コンソールユニット（ＣＵ） ２２…電源回路（ＰＯＷ） ２３…電池 ９ａ…デマルチプレクサ ９ｂ…適応コードブック（適応ＣＢ） ９ｃ…コードブック（ＣＢ） ９ｄ，９ｅ…乗算器 ９ｆ，１４ｂ，１４ｄ，１４１ｂ…加算器 ９ｇ…ＬＰＣ合成フィルタ（ＬＰＣＦＩＬ） ９ｈ…ポストフィルタ（ＰＦＩＬ） １４ａ，１４１ａ…第１の適応フィルタ １４ｃ…第２の適応フィルタ １４ｅ…第１の逆フィルタ １４ｆ…第２の逆フィルタ １４１ｃ…切替スイッチ １４１ｄ，１４２ｄ…切替判定部

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 符号化音声信号を復号して受信音声信号
   を再生する音声復号回路を備えたディジタル通信装置に
   設けられるエコーキャンセラにおいて、 前記音声復号回路により復号再生された受信音声信号の
   相関を、当該受信音声信号の復号再生過程で前記音声復
   号回路において再生される所定の音声パラメータ情報を
   基に除去するための第１の逆フィルタと、 送信音声信号に含まれるエコーの相関を、前記音声復号
   回路において受信音声信号の復号再生過程で再生される
   所定の音声パラメータ情報を基に除去するための第２の
   逆フィルタと、 これら第１および第２の逆フィルタの出力信号を基に前
   記受信音声信号と前記送信音声信号に含まれるエコーと
   の関係を学習し、この学習により得られたタップ係数と
   前記受信音声信号とを基に疑似エコーを生成してこの疑
   似エコーを前記送信音声信号から差し引くことにより当
   該送信音声信号に含まれるエコーを消去するエコーキャ
   ンセラ本体とを具備したことを特徴とするエコーキャン
   セラ。
2. 【請求項２】第１および第２の逆フィルタは、音声復号
   回路において符号化音声信号の復号過程で再生される音
   声のスペクトラム包絡を表わすパラメータ情報を基に、
   それぞれ受信音声信号および送信音声信号に含まれるエ
   コーの相関を除去することを特徴とする請求項１に記載
   のエコーキャンセラ。
3. 【請求項３】 第１および第２の逆フィルタは、音声復
   号回路において符号化音声信号の復号過程で再生される
   音声のピッチ成分を表わすパラメータ情報を基に、それ
   ぞれ受信音声信号および送信音声信号に含まれるエコー
   の相関を除去することを特徴とする請求項１に記載のエ
   コーキャンセラ。
4. 【請求項４】 符号化音声信号を復号して受信音声信号
   を再生する音声復号回路を備えたディジタル通信装置に
   設けられるエコーキャンセラにおいて、 前記音声復号回路により復号再生された受信音声信号の
   相関を、当該受信音声信号の復号再生過程で前記音声復
   号回路において再生される所定の音声パラメータ情報を
   基に除去するための第１の逆フィルタと、 送信音声信号に含まれるエコーの相関を、前記音声復号
   回路において受信音声信号の復号再生過程で再生される
   所定の音声パラメータ情報を基に除去するための第２の
   逆フィルタと、 これら第１および第２の逆フィルタの出力信号と、前記
   受信音声信号および前記送信音声信号に含まれるエコー
   とを択一的に選択出力するための信号選択手段と、 この信号選択手段により選択された信号を基に前記受信
   音声信号と前記送信音声信号に含まれるエコーとの関係
   を学習し、この学習により得られたタップ係数と前記受
   信音声信号とを基に疑似エコーを生成してこの疑似エコ
   ーを前記送信音声信号から差し引くことにより当該送信
   音声信号に含まれるエコーを消去するエコーキャンセラ
   本体とを具備したことを特徴とするエコーキャンセラ。
5. 【請求項５】 信号選択手段は、エコーキャンセラ本体
   により疑似エコーが差し引かれた後の送信音声信号に応
   じて、第１および第２の逆フィルタの出力信号と、受信
   音声信号および送信音声信号に含まれるエコーとを択一
   的に選択出力することを特徴とする請求項４に記載のエ
   コーキャンセラ。
6. 【請求項６】 信号選択手段は、エコーキャンセラ本体
   により疑似エコーが差し引かれた後の送信音声信号と受
   信音声信号との比に応じて、第１および第２の逆フィル
   タの出力信号と、前記受信信号および送信信号に含まれ
   るエコーとを択一的に選択出力することを特徴とする請
   求項４に記載のエコーキャンセラ。