JP3680009B2 - エコーキャンセラ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばハンズフリー通話機能を備えたディジタル音声通信装置において、スピーカからマイクロホンへの受話音声の回り込みにより発生する音響エコーを消去するために設けられるエコーキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ハンドセットの代わりに、電話装置本体に設けられたスピーカとマイクロホンとを使用して通話を行なういわゆるハンズフリー通話機能を有している電話装置や、同様の通話形態を採るテレビ会議システムでは、スピーカから発生された受話音声が壁や天井で反射してマイクロホンに回り込むため、音響エコーが発生する。
【０００３】
この音響エコーは、特にディジタル通信方式を採用した通信システムや、通信回線中に例えば通信衛星を介在する通信システムのように、伝送遅延量が比較的大きい通信システムにあっては、通信品質の著しい劣化を招き非常に好ましくない。
【０００４】
例えば、ディジタル自動車・携帯電話システムにおいては、無線周波数の有効利用の観点から低ビットレートの音声符号化器が使用され始めている。低ビットレートの音声符号化器としては、例えば４〜８kbpsで比較的良好な音声品質を得ることが可能なＣＥＬＰ（Code Excited Linear Prediction）方式、あるいはその改良型であるＶＳＥＬＰ（vector Sun Excited Linear Prediction）方式が用いられる。ＣＥＬＰ方式の詳細な点については、M.R.Schroeder 氏とB.S.Atal氏の“Code-Excited Linear Prediction（ＣＥＬＰ）：High-Quality Speach At Very Low Bit Rates ”in Proc.ICASSP.1985,pp.937〜939 に述べられている。これらの符号化方式では、一般に音声信号を低ビットレートに圧縮するためにフレーム単位で符号化処理が行なわれ、またバースト誤りに対する訂正能力を高めるためにインタリーブが用いられている。このため、ディジタル自動車・携帯電話システムにおける伝送遅延は片道で約100msec にもなる。
【０００５】
そこで、従来よりこの種のシステムでは、エコーパスの特性を適応フィルタにより推定してエコーパスと同一の特性を有する擬似エコーを生成し、この擬似エコーを通話信号から差し引くことにより通話信号中に含まれるエコー成分を消去する、いわゆる音響エコーキャンセラが使用されている。
【０００６】
図５は、この音響エコーキャンセラと音声コーデックを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を示す回路ブロック図である。同図において、受信された符号化ディジタル信号は、音声復号回路（ＳＰ−ＣＯＤ）１００によりディジタル音声信号に復号されたのちＤ／Ａ変換器１０１でアナログ音声信号に変換されてスピーカ１０２から拡声出力される。これに対しマイクロホン１０３に入力された送話音声信号は、Ａ／Ｄ変換器１０４でディジタル送話信号に変換された後音響エコーキャンセラ１０５に入力される。このエコーキャンセラ１０５は、適応フィルタ１０５ａと加算器１０５ｂとからなり、適応フィルタ１０５ａにおいて生成した疑似エコーを加算器１０５ｂで上記ディジタル送話信号から差し引くことにより、このディジタル送話信号に含まれる音響エコーをキャンセルする。そして、この音響エコーがキャンセルされたディジタル送話信号は、音声符号回路（ＳＰ−ＣＯＤ）１０６で符号化されさらに誤り訂正符号化された後、図示しない無線部から送信される。
【０００７】
ところで、従来の適応フィルタには、安定性判別が不要なことや、一定の条件内での収束が保証されていることから、一般にＦＩＲ型のフィルタが使用される。またタップ係数の更新アルゴリズムには、最小自乗法（ＬＳ）を使用したアルゴリズムや再帰最小自乗法（ＲＬＳ）を使用したアルゴリズム等がある。しかし、実現性の点から最小自乗平均法（ＬＭＳ）を正規化した学習同定法（ＮＬＭＳ）が多く用いられている。この学習同定法によるアルゴリズムは、演算量が比較的少なくて済みしかも良好な特性を示すという利点を有する。なお、第(1) 式はＰ次の適応フィルタのタップ係数をｈj （ｊ＝１〜Ｐ）とするときの学習同定法の更新式を示したものである。
【０００８】
【数１】
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、この学習同定法等のアルゴリズムを用いて適応フィルタのタップ係数を更新する場合には、適応フィルタの入力信号が白色雑音のような相関のない信号であれば、タップ係数の収束を高速に行なうことができる。しかし、音声のように相関が強く相関行列の固有値に広がりがある場合には、一般にタップ係数の収束速度は遅くなる。またその解決策として、線形予測分析により音声信号を白色化してこの白色化した音声信号を入力信号として用いる適応ラチスアルゴリズムの使用が提案されている。しかし、このアルゴリズムは学習同定法の４倍もの演算量を必要とするため、実用化が困難である。
【００１０】
この発明は上記事情に着目してなされたもので、その目的とするところは、タップ係数の大幅な更新が必要なときには高速度に収束されたタップ係数によりエコーキャンセル動作を開始できるようにし、一方定常動作時にはタップ係数をそのときの受信信号波形に応じたより最適な値に収束させて高精度のエコーキャンセル動作を可能としたエコーキャンセラを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためにこの発明は、受信された符号化音声信号を復号して受信音声信号を再生して出力する音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラにおいて、上記音声復号回路から出力された復号後の受信音声信号の相関を上記符号化音声信号から抽出した音声パラメータ情報を用いて除去して第１の白色雑音信号を出力する第１の逆フィルタと、送信音声信号に含まれるエコーの相関を上記符号化音声信号から抽出した音声パラメータ情報を用いて除去して第２の白色雑音信号を出力する第２の逆フィルタとに加え、第１の適応フィルタと、第２の適応フィルタと、エコー除去部と、選択手段とを備えている。上記第１の適応フィルタは、第１および第２の白色雑音信号を用い、上記受信音声信号と送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて第１のタップ係数を求める。上記第２の適応フィルタは、上記受信音声信号と送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて求めた第２のタップ係数、もしくは上記第１のタップ係数を用い、該第１もしくは第２のタップ係数と上記受信音声信号とから擬似エコーを生成する。そして、上記第２の適応フィルタが用いるタップ係数として、上記第１のタップ係数または第２のタップ係数の一方を選択手段により選択し、この選択されたタップ係数を用いてエコー除去部により上記第２の適応フィルタで生成された擬似エコーを送話音声信号から差し引くように構成したものである。
【００１２】
またこの発明は、上記第１および第２の逆フィルタで使用する所定の音声パラメータ情報として、音声のスペクトラム包絡を表わすパラメータ情報かまたは音声のピッチ成分を表わすパラメータ情報を使用することを特徴としている。
【００１３】
【作用】
したがってこの発明によれば、エコーキャンセラ本体では、受信音声信号および送信音声信号に含まれるエコーに代わって、第１および第２の逆フィルタにより相関が除去されて白色雑音化された信号を基に、受信音声信号と上記送信音声信号に含まれるエコーとの関係が学習される。このため、受信音声信号および送信音声信号に含まれるエコーを基に学習を行なう場合に比べて、学習を高速度に行なってタップ係数を短時間に収束させることができる。また、音声復号回路により再生される音声パラメータ情報を利用して受信音声信号および送信音声信号に含まれるエコーを白色雑音化しているので、新たに付加される演算は逆フィルタにおける演算のみとなり、これにより比較的簡単に実現できる。
【００１４】
さらにこの発明では、音声復号回路から出力された復号再生後の受信音声信号を第１の逆フィルタに通すことで受話系の白色雑音信号を生成し、これをタップ係数の演算のためにエコーキャンセラ本体に入力している。すなわち、エコーキャンセラ本体には、疑似エコーを生成するための受信音声信号と同一の信号を基に生成された白色雑音信号が入力されることになる。このため、音声復号回路内の音声合成部（例えばＬＰＣ合成フィルタやポストフィルタ）において演算精度に起因する誤差が発生する場合でも、この誤差を含む同一条件の受信音声信号及びこの信号を基に生成した白色雑音信号がエコーキャンセラ本体に入力されることになる。したがって、エコーキャンセラ本体では、誤差の条件が同一の複数の入力信号をもとにエコーキャンセル処理が行われることになり、これにより精度的な安定な処理が可能となる。
【００１５】
ちなみに、タップ係数の演算に使用する白色雑音信号として、復号再生後の受信音声信号を基に生成した白色雑音信号ではなく、音声復号回路内のコードブックから出力された白色雑音を使用すると、この白色雑音は音声復号回路内のＬＰＣ合成フィルタやポストフィルタの演算精度の影響を受けていないものであるため、エコーキャンセラ本体には誤差の条件が異なる受信音声信号と白色雑音とが入力され、これが結果的にエコーキャンセル処理の精度低下の原因となる場合があり、好ましくない。
【００１６】
【実施例】
（第１の実施例）
図１は、本発明の第１の実施例に係わるエコーキャンセラを設けたディジタル自動車電話装置の構成を示す回路ブロック図である。
【００１７】
図示しない基地局から無線通話チャネルを介して送られた無線通信信号は、アンテナ１およびアンテナ共用器（ＤＵＰ）２を介して受信回路（ＲＸ）３に入力され、ここで周波数シンセサイザ（ＳＹＮ）４から出力される受信局部発振信号と合成されて中間周波信号に変換される。そして、この受信中間周波信号は、Ａ／Ｄ変換器７でサンプリングされたのちディジタル復調回路（ＤＥＭ）６に入力され、この復調回路６でフレーム同期およびビット同期がとられたうえでディジタル復調される。尚、上記フレーム同期およびビット同期により得られた同期信号は制御回路（ＣＯＮＴ）２０に供給される。
【００１８】
また、上記ディジタル復調回路６から出力されたディジタル復調信号には、ディジタル通話信号とディジタル制御信号とがあり、このうちディジタル制御信号は制御回路２０に供給されて識別される。これに対しディジタル通話信号は、誤り訂正復号回路（ＣＨ−ＤＥＣ）８で誤り訂正復号化される。そして、この誤り訂正復号されたディジタル通話信号は、音声復号回路（ＳＰ−ＤＥＣ）９で後述する復号化処理が施され、さらにＤ／Ａ変換器１０でアナログ通話信号に戻されたのち、スピーカ１１に供給されてこのスピーカ１１から拡声出力される。
【００１９】
一方、マイクロホン１２により入力された送話信号は、Ａ／Ｄ変換器１３でサンプリングされたのち、音響エコーキャンセラ（ＡＥＣ）１４を介して音声符号回路（ＳＰ−ＣＯＤ）１５に入力され、ここで符号化される。この符号化により得られた符号化ディジタル送話信号は、制御回路２０から出力されるディジタル制御信号とともに誤り訂正符号回路（ＣＨ−ＣＯＤ）１６で誤り訂正符号化されたのち、ディジタル変調回路（ＭＯＤ）１８に入力される。ディジタル変調回路１８では、上記符号化ディジタル送話信号に応じた変調信号が発生され、この変調信号はＤ／Ａ変換器１７でアナログ信号に変換されたのち送信回路（ＴＸ）５に入力される。送信回路５では、上記変調信号が周波数シンセサイザ４から出力された送信局部発振信号と合成されて送信無線周波信号に変換され、さらに送信電力増幅器により増幅される。そして、この送信回路５から出力された無線周波信号は、アンテナ共用器２を介してアンテナ１から図示しない基地局へ向けて送信される。
【００２０】
尚、２１は発信キー、終了キー、ダイヤルキーおよび各種機能キーなどのキースイッチ群と、液晶表示器等が配置されたコンソールユニット（ＣＵ）、２２は電池２３の出力電圧を基に所要の動作電圧Ｖccを生成する電源回路（ＰＯＷ）である。
【００２１】
ところで、上記音声復号回路９および音響エコーキャンセラ１４は次のように構成される。図２はその構成を示す回路ブロック図である。
先ず音声復号回路９は、例えばＣＥＬＰデコーダからなり、次のような復号化処理を実行する。
【００２２】
すなわち、誤り訂正復号回路８から供給された符号化ディジタル通話信号は、デマルチプレクサ９ａに入力される。このデマルチプレクサ９ａでは、上記符号化ディジタル通話信号より合成音声を生成するために必要な音声の特徴を示すパラメータが再生される。パラメータには、フレーム単位（例えば20msec）の情報である線形予測分析（ＬＰＣ：Linear Predictive Coding）パラメータα(i) （ｉ＝１〜10) と、サブフレーム単位（５msec）の情報であるピッチ周期Ｌ(i) 、ピッチゲインβq(i)、コードブック番号Ｉ(i) およびコードブックゲインｒq(i)（ｉ＝１〜４）とが含まれる。
【００２３】
上記デマルチプレクサ９ａから各パラメータが出力されると、コードブック （ＣＢ）９ｃからはコードブック番号Ｉ(i) に対応する白色雑音ｕI(i)(n) （ｎ＝０〜39）が読み出される。この白色雑音ｕI(i)(n) には、乗算器９ｅにおいてコードブックゲインｒq(i)が乗算される。また、適応コードブック（適応ＣＢ）９ｂからは、ピッチ周期Ｌ(i) に対応したピッチベクトルｂL (n) （ｎ＝０〜39）が出力される。このピッチベクトルｂL (n) には、乗算器９ｄにおいてピッチゲインβq(i)が乗算される。これらの乗算器９ｅ，９ｄから出力された信号は、加算器９ｆで相互に加算されてサブフレーム毎の駆動信号ｒ(n) となる。この駆動信号ｒ(n) は第(2) 式のように表される。尚、上記適応コードブック９ｂから出力されるピッチベクトルｂL (n) は、第(3) 式のように表される。ただし、 Lｘ」はｘ以下の最大の整数を生成するｘのフロア関数である。
【００２４】
【数２】
【００２５】
【数３】
【００２６】
そうして作成された駆動信号ｒ(n) は、ＬＰＣ合成フィルタ９ｇに入力される。このＬＰＣ合成フィルタ（ＬＰＣＦＩＬ）９ｇは、ＬＰＣパラメータα(i) （ｉ＝１〜10）を線形補間することにより求めた補間ＬＰＣパラメータα＊(i) （ｉ＝１〜10）により第(4) 式のように表される伝達関数Ｈ(Z) を有しており、この伝達関数Ｈ(Z) にしたがって上記駆動信号ｒ(n) に応じた合成音声ｘ(n) （ｎ＝０〜39）を出力する。
【００２７】
【数４】
【００２８】
上記ＬＰＣ合成フィルタ９ｇから出力された合成音声ｘ(n) は、ポストフィルタ（ＰＦＩＬ）９ｈに入力される。このポストフィルタ９ｈは、聴感品質を高めるために用いられるもので、補間されたＬＰＣパラメータα＊(i) （ｉ＝１〜10）により第(5) 式のように表される伝達関数Ｈ(Z) を有している。上記合成音声ｘ(n) は、この伝達関数Ｈ(Z) に従ってフィルタリングされ、合成音声ｙ(n) （ｎ＝０〜39）となって出力される。なお、第(5) 式のβ，υには、それぞれ0.5 ，0.8 などの値が用いられる。
【００２９】
【数５】
【００３０】
また、ポストフィルタ９ｈには、上記第(5) 式に示した伝達関数の周波数特性の傾きを補正するために、第(6) 式で表される伝達関数を有するハイパスフィルタが縦続接続される場合がある。ここで、ｕには0.5 等の値が用いられる。
【００３１】
【数６】
【００３２】
次に音響エコーキャンセラ１４は、第１の適応フィルタ１４ａおよび加算器１４ｂと、第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄと、第１の逆フィルタ１４ｅと、第２の逆フィルタ１４ｆとから構成される。なお、このとき第１の適応フィルタ１４ａおよび加算器１４ｂと、第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄとにより、エコーキャンセラ本体が構成される。
【００３３】
このうち先ず第１の逆フィルタ１４ｅは、上記音声復号回路９のデマルチプレクサ９ａから出力されたＬＰＣパラメータを基に、上記音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号の相関を除去するもので、これにより白色雑音化された信号を出力する。第２の逆フィルタ１４ｆは、同じく上記音声復号回路９のデマルチプレクサ９ａから出力されたＬＰＣパラメータを基に、Ａ／Ｄ変換器１３から出力されたディジタル送話信号に含まれる音響エコーの相関を除去するもので、これにより白色雑音化された信号を出力する。
【００３４】
第２の適応フィルタ１４ｃは、上記第１の逆フィルタ１４ｅから出力された白色雑音信号と、上記第２の逆フィルタ１４ｆから出力された白色雑音信号から第２の適応フィルタ１４ｃにより生成された疑似エコーを差し引いた残差信号とを用いて学習同定法により学習を行なうもので、この学習により得られたタップ係数を第１の適応フィルタ１４ａに与える。
【００３５】
なお、上記第１および第２の逆フィルタ１４ｅ，１４ｆとしては、音声復号回路９に含まれるＬＰＣ合成フィルタの逆の特性を有するＬＰＣ分析フィルタを使用すればよい。
【００３６】
第１の適応フィルタ１４ａおよび加算器１４ｂは、上記第２の適応フィルタ１４ｃから与えられたタップ係数と、上記音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号とを基に第１の適応フィルタ１４ａで疑似エコーを生成し、この疑似エコーをＡ／Ｄ変換器１３から出力されたディジタル送話信号から加算器１４ｂにおいて差し引き、これにより上記ディジタル送話信号に含まれる音響エコーを消去する。
【００３７】
次に、以上のように構成された音響エコーキャンセラ１４の動作を説明する。先ず通信が開始されると、音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号がデマルチプレクサ９ａから出力されたＬＰＣパラメータとともに第１の逆フィルタ１４ｅに入力され、これにより第１の逆フィルタ１４ｅからはＬＰＣパラメータを基に上記ディジタル受話信号の相関を除去した白色雑音信号が出力される。また、それとともに第２の逆フィルタ１４ｆには、マイクロホン１２に入力されたのちＡ／Ｄ変換器１３でディジタル化された音響エコーが上記ＬＰＣパラメータとともに入力され、これにより第２の逆フィルタ１４ｆからはＬＰＣパラメータを基に上記音響エコーの相関を除去した白色雑音信号が出力される。
【００３８】
そうすると、第２の適応フィルタ１４ｃでは、上記第１の逆フィルタ１４ｅから出力された白色雑音信号と、上記第２の逆フィルタ１４ｆから出力された白色雑音信号とを基に、自己の伝達関数を音響エコーパスＥＣの伝達関数に近付けるべく学習が行なわれる。すなわち、第１の逆フィルタ１４ｅから白色雑音信号が出力されると、第２の適応フィルタ１４ｃではこの白色雑音信号を基に疑似エコーが生成され、この疑似エコーが加算器１４ｄにおいて第２の逆フィルタ１４ｆから出力された白色雑音信号から差し引かれる。そして、この加算器１４ｄで消去し切れなかった残差信号が第２の適応フィルタ１４ｃに入力される。第２の適応フィルタ１４ｃは、上記残差信号を基に自己の伝達関数を音響エコーパスＥＣの伝達関数に近付けるべく学習を行ない、これにより自己のタップ係数を更新する。
【００３９】
そうして学習されたタップ係数は、第１の適応フィルタ１４ａに転送される。第１の適応フィルタ１４ａでは、この転送されたタップ係数と、音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号とを基に疑似エコーが生成され、この疑似エコーは加算器１４ｂに入力される。そして、この加算器１４ｂでは、Ａ／Ｄ変換器１３から出力されたディジタル送話信号から、上記擬似エコーを差し引くための演算が行なわれ、これによりディジタル送話信号に含まれる音響エコーが消去される。
【００４０】
このように本実施例のエコーキャンセラでは、送話信号中の音響エコーをキャンセルするための第１の適応フィルタ１４ａおよび加算器１４ｂの他に、学習用の第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄと、第１および第２の逆フィルタ１４ｅ，１４ｆとを設けている。そして、これらの逆フィルタ１４ｅ，１４ｆにおいて、音声復号回路９で再生されたＬＰＣパラメータを基に、それぞれディジタル受話信号の相関および音響エコーの相関を除去した白色雑音信号を生成して、これらの白色雑音信号を基に第２の適応化フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄに学習を行なわせ、この学習により更新されたタップ係数を上記第１の適応フィルタ１４ａに転送して疑似エコーの生成を行なわせるようにしている。
【００４１】
したがって本実施例によれば、音響エコーパスＥＣの学習が逆フィルタ１４ｅ，１４ｆにより生成された白色雑音信号を基に行なわれるため、例えば初期学習時や通話中にエコーパスＥＣが急激に変化した場合に、学習を高速に行なって適応フィルタ１４ａのタップ係数を短時間に収束させることが可能となる。また、既存の音声復号回路９により生成されるＬＰＣパラメータを用いることにより白色雑音信号を生成するようにしているので、比較的少ない演算量で簡単に実現できる利点がある。
【００４２】
（第２の実施例）
本実施例は、第１の適応フィルタが使用するタップ係数の切り替えを行なう切替手段を設け、タップ係数の大幅な更新が必要な初期学習時等には第２の適応フィルタの学習により更新されたタップ係数を第１の適応フィルタに供給し、これに対し定常動作時には上記第２の適応フィルタにより学習されたタップ係数の供給を停止して、第１の適応フィルタ自身に学習を行なわせてタップ係数の更新を行なわせるようにしたものである。
【００４３】
図３は、本実施例に係わる音響エコーキャンセラを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を示す回路ブロック図である。なお、同図において前記図２と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【００４４】
音響エコーキャンセラ１４１は、自身に学習機能を備えた第１の適応フィルタ１４１ａおよび加算器１４１ｂと、第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄと、第１の逆フィルタ１４ｅと、第２の逆フィルタ１４ｆとに加えて、切替スイッチ１４１ｃと、切替判定部１４１ｄとを備えている。なお、このとき第１の適応フィルタ１４１ａおよび加算器１４１ｂと、第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄとにより、エコーキャンセラ本体が構成される。
【００４５】
このうち切替判定部１４１ｄは、加算器１４１ｂから出力された残差エコーの平均レベルを監視する。そして、この残差エコーの平均レベルが所定レベル以上のときには、上記切替スイッチ１４１ｃを閉成して第２の適応フィルタ１４ｃの学習機能により更新されたタップ係数を第１の適応フィルタ１４１ａに供給させる。一方残差エコーの平均レベルが所定レベル未満に低下したときには、上記切替スイッチ１４１ｃを開成して、第２の適応フィルタ１４ｃから第１の適応フィルタ１４１ａへのタップ係数の供給を断とし、これにより第１の適応フィルタ１４１ａ自身の学習機能によりタップ係数の更新を行なわせるものである。
【００４６】
このような構成であるから、例えば初期学習時や通話中にエコーパスＥＣが急激に変化した場合には、切替判定部１４１ｄにより切替スイッチ１４１ｃが閉成されて第２の適応フィルタ１４ｃの学習機能により更新されたタップ係数が第１の適応フィルタ１４１ａに供給される。このため、第１の適応フィルタ１４１ａは、第２の適応フィルタ１４ｃにより高速度に収束されたタップ係数に応じて音響エコーのキャンセル動作を開始することが可能となる。
【００４７】
これに対し、上記タップ係数の収束により加算器１４１ｂから出力された残差エコーの平均レベルが所定レベル未満に低下すると、切替判定部１４１ｄにより切替スイッチ１４１ｃが開成される。このため、第２の適応フィルタ１４ｃから第１の適応フィルタ１４１ａへのタップ係数の供給は断たれ、この結果第１の適応フィルタ１４１ａでは以後自身の学習機能によりタップ係数の更新が行なわれる。ここで、第２の適応フィルタ１４ｃにおける学習は、音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号と、Ａ／Ｄ変換器１３から出力されたディジタル送話信号から疑似エコー（第１の適応フィルタ１４１ａの出力）を差し引いた残差信号とを基に行なわれる。したがって、白色雑音信号を用いて学習を行なう場合に比べて、タップ係数をその時の受話信号波形に応じたより最適な値に収束させることができ、これによりエコーキャンセルの精度を高めることができる。
【００４８】
なお、本発明は上記各実施例に限定されるものではない。例えば、第１の実施例では第１および第２の逆フィルタ１４ｅ，１４ｆにおいて、ＬＰＣパラメータを用いてディジタル受話信号の相関の除去およびディジタル送話信号に含まれる音響エコーの相関の除去を行なうようにしたが、ＬＰＣパラメータの代わりにＬＳＰパラメータやＫパラメータを使用してもよく、さらにはピッチ周期およびピッチゲインを表わすパラメータを使用してもよい。この場合には、逆フィルタとしてピッチ合成フィルタの逆の特性を有するピッチ分析フィルタを使用することができる。
【００４９】
また、前記第２の実施例では、切替判定部１４１ｄにおいて加算器１４１ｂから出力された残差エコーの平均レベルに応じて切替スイッチ１４１ｃを切替制御するようにしたが、例えば図４に示すごとく切替判定部１４２ｄにおいて、加算器１４１ｂから出力された残差エコーの平均レベルと、音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号の平均レベルとの比を検出し、この比に応じて切替スイッチ１４１ｃを切替制御するように構成してもよい。このように構成すると、残差エコーの平均レベルのみに着目する場合に比べて、より一層正確な制御を行なうことができる。
【００５０】
さらに、前記各実施例では本発明のエコーキャンセラをディジタル自動車電話装置に適用した場合を例にとって説明したが、ディジタル自動車電話装置以外にディジタル携帯電話装置やディジタルコードレス電話装置、ディジタル有線電話装置、テレビ会議システムの通信装置、衛星通信回線を使用した通信装置等に適用してもよい。
【００５１】
このうちディジタル携帯電話装置やディジタルコードレス電話装置は、通常ハンドセット通話モードしか有していないため音響エコーが発生することはほとんどなく、このためエコーキャンセラは不要である。しかし、これらのディジタル携帯電話装置またはコードレス電話装置をアダプタ等の接続ユニットを介して自動車電話装置の送受信ユニットに接続して使用する場合には、ハンドセット通話モード以外にハンズフリー通話モードが使用されることがあり、この場合にはエコーキャンセラが必要となる。
【００５２】
そこで、この場合にはオプション部品であるアダプタ等の接続ユニットにエコーキャンセラを設けておき、このエコーキャンセラによりハンズフリー通話モードにおいて発生したエコーを消去するように構成するとよい。このように構成すれば、エコーキャンセラを携帯電話装置やコードレス電話装置に予め設けておく必要がなくなり、これにより装置の消費電力低減および低価格化を図ることができる。
【００５３】
その他、第１および第２の逆フィルタの回路構成や第１および第２の適応フィルタの回路構成、信号選択手段の構成、エコーキャンセラの回路構成、音声復号回路の構成等についても、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。
【００５４】
【発明の効果】
以上詳述したようにこの発明では、第１の適応フィルタと、第２の適応フィルタと、エコー除去部と、選択手段とを新たに備える。そして、上記第１の適応フィルタにより、第１および第２の白色雑音信号を用いて、上記受信音声信号と上記送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて第１のタップ係数を求める。一方第２の適応フィルタにおいては、上記受信音声信号と前記送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて求めた第２のタップ係数、もしくは前記第１のタップ係数を用いて、該第１もしくは第２のタップ係数と上記受信音声信号とから擬似エコーを生成する。そして、上記第２の適応フィルタが用いるタップ係数として、上記第１のタップ係数または第２のタップ係数の一方を選択し、この選択されたタップ係数を用いて上記第２の適応フィルタで生成された擬似エコーを送話音声信号から差し引くように構成している。
【００５５】
したがって本発明によれば、タップ係数の大幅な更新が必要なときには高速度に収束されたタップ係数によりエコーキャンセル動作を開始できるようになり、一方定常動作時にはタップ係数をそのときの受信信号波形に応じたより最適な値に収束させて高精度のエコーキャンセル動作を行うことができるエコーキャンセラを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例に係わるエコーキャンセラを備えたディジタル自動車電話装置の構成を示す回路ブロック図。
【図２】図１に示した装置の音声復号回路およびエコーキャンセラの構成を示す回路ブロック図。
【図３】本発明の第２の実施例に係わるエコーキャンセラを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を示す回路ブロック図。
【図４】第２の実施例を改良したエコーキャンセラの回路ブロック図。
【図５】従来のエコーキャンセラの構成の一例を示す回路ブロック図。
【符号の説明】
ＥＣ…音響エコーパス
１…アンテナ
２…アンテナ共用器（ＤＵＰ）
３…受信回路（ＲＸ）
４…周波数シンセサイザ（ＳＹＮ）
５…送信回路（ＴＸ）
６…ディジタル復調回路（ＤＥＭ）
７，１３…Ａ／Ｄ変換器
８…誤り訂正復号回路（ＣＨ−ＤＥＣ）
９，９′，９０，９０′…音声復号回路（ＳＰ−ＤＥＣ）
１０，１７…Ｄ／Ａ変換器
１１…スピーカ
１２…マイクロホン
１４，１４１，１４２，１０５…音響エコーキャンセラ（ＡＥＣ）
１５…音声符号回路（ＳＰ−ＣＯＤ）
１６…誤り訂正符号回路（ＣＨ−ＣＯＤ）
１８…ディジタル変調回路（ＭＯＤ）
２０…制御回路（ＣＯＮＴ）
２１…コンソールユニット（ＣＵ）
２２…電源回路（ＰＯＷ）
２３…電池
９ａ…デマルチプレクサ
９ｂ…適応コードブック（適応ＣＢ）
９ｃ…コードブック（ＣＢ）
９ｄ，９ｅ…乗算器
９ｆ，１４ｂ，１４ｄ，１４１ｂ…加算器
９ｇ…ＬＰＣ合成フィルタ（ＬＰＣＦＩＬ）
９ｈ…ポストフィルタ（ＰＦＩＬ）
１４ａ，１４１ａ…第１の適応フィルタ
１４ｃ…第２の適応フィルタ
１４ｅ…第１の逆フィルタ
１４ｆ…第２の逆フィルタ
１４１ｃ…切替スイッチ
１４１ｄ，１４２ｄ…切替判定部
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばハンズフリー通話機能を備えたディジタル音声通信装置において、スピーカからマイクロホンへの受話音声の回り込みにより発生する音響エコーを消去するために設けられるエコーキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ハンドセットの代わりに、電話装置本体に設けられたスピーカとマイクロホンとを使用して通話を行なういわゆるハンズフリー通話機能を有している電話装置や、同様の通話形態を採るテレビ会議システムでは、スピーカから発生された受話音声が壁や天井で反射してマイクロホンに回り込むため、音響エコーが発生する。
【０００３】
この音響エコーは、特にディジタル通信方式を採用した通信システムや、通信回線中に例えば通信衛星を介在する通信システムのように、伝送遅延量が比較的大きい通信システムにあっては、通信品質の著しい劣化を招き非常に好ましくない。
【０００４】
例えば、ディジタル自動車・携帯電話システムにおいては、無線周波数の有効利用の観点から低ビットレートの音声符号化器が使用され始めている。低ビットレートの音声符号化器としては、例えば４〜８kbpsで比較的良好な音声品質を得ることが可能なＣＥＬＰ（Code Excited Linear Prediction）方式、あるいはその改良型であるＶＳＥＬＰ（vector Sun Excited Linear Prediction）方式が用いられる。ＣＥＬＰ方式の詳細な点については、M.R.Schroeder 氏とB.S.Atal氏の“Code-Excited Linear Prediction（ＣＥＬＰ）：High-Quality Speach At Very Low Bit Rates ”in Proc.ICASSP.1985,pp.937〜939 に述べられている。これらの符号化方式では、一般に音声信号を低ビットレートに圧縮するためにフレーム単位で符号化処理が行なわれ、またバースト誤りに対する訂正能力を高めるためにインタリーブが用いられている。このため、ディジタル自動車・携帯電話システムにおける伝送遅延は片道で約100msec にもなる。
【０００５】
そこで、従来よりこの種のシステムでは、エコーパスの特性を適応フィルタにより推定してエコーパスと同一の特性を有する擬似エコーを生成し、この擬似エコーを通話信号から差し引くことにより通話信号中に含まれるエコー成分を消去する、いわゆる音響エコーキャンセラが使用されている。
【０００６】
図５は、この音響エコーキャンセラと音声コーデックを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を示す回路ブロック図である。同図において、受信された符号化ディジタル信号は、音声復号回路（ＳＰ−ＣＯＤ）１００によりディジタル音声信号に復号されたのちＤ／Ａ変換器１０１でアナログ音声信号に変換されてスピーカ１０２から拡声出力される。これに対しマイクロホン１０３に入力された送話音声信号は、Ａ／Ｄ変換器１０４でディジタル送話信号に変換された後音響エコーキャンセラ１０５に入力される。このエコーキャンセラ１０５は、適応フィルタ１０５ａと加算器１０５ｂとからなり、適応フィルタ１０５ａにおいて生成した疑似エコーを加算器１０５ｂで上記ディジタル送話信号から差し引くことにより、このディジタル送話信号に含まれる音響エコーをキャンセルする。そして、この音響エコーがキャンセルされたディジタル送話信号は、音声符号回路（ＳＰ−ＣＯＤ）１０６で符号化されさらに誤り訂正符号化された後、図示しない無線部から送信される。
【０００７】
ところで、従来の適応フィルタには、安定性判別が不要なことや、一定の条件内での収束が保証されていることから、一般にＦＩＲ型のフィルタが使用される。またタップ係数の更新アルゴリズムには、最小自乗法（ＬＳ）を使用したアルゴリズムや再帰最小自乗法（ＲＬＳ）を使用したアルゴリズム等がある。しかし、実現性の点から最小自乗平均法（ＬＭＳ）を正規化した学習同定法（ＮＬＭＳ）が多く用いられている。この学習同定法によるアルゴリズムは、演算量が比較的少なくて済みしかも良好な特性を示すという利点を有する。なお、第(1) 式はＰ次の適応フィルタのタップ係数をｈj （ｊ＝１〜Ｐ）とするときの学習同定法の更新式を示したものである。
【０００８】
【数１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、この学習同定法等のアルゴリズムを用いて適応フィルタのタップ係数を更新する場合には、適応フィルタの入力信号が白色雑音のような相関のない信号であれば、タップ係数の収束を高速に行なうことができる。しかし、音声のように相関が強く相関行列の固有値に広がりがある場合には、一般にタップ係数の収束速度は遅くなる。またその解決策として、線形予測分析により音声信号を白色化してこの白色化した音声信号を入力信号として用いる適応ラチスアルゴリズムの使用が提案されている。しかし、このアルゴリズムは学習同定法の４倍もの演算量を必要とするため、実用化が困難である。
【００１０】
この発明は上記事情に着目してなされたもので、その目的とするところは、タップ係数の大幅な更新が必要なときには高速度に収束されたタップ係数によりエコーキャンセル動作を開始できるようにし、一方定常動作時にはタップ係数をそのときの受信信号波形に応じたより最適な値に収束させて高精度のエコーキャンセル動作を可能としたエコーキャンセラを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためにこの発明は、受信された符号化音声信号を復号して受信音声信号を再生して出力する音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラにおいて、上記音声復号回路から出力された復号後の受信音声信号の相関を上記符号化音声信号から抽出した音声パラメータ情報を用いて除去して第１の白色雑音信号を出力する第１の逆フィルタと、送信音声信号に含まれるエコーの相関を上記符号化音声信号から抽出した音声パラメータ情報を用いて除去して第２の白色雑音信号を出力する第２の逆フィルタとに加え、第１の適応フィルタと、第２の適応フィルタと、エコー除去部と、選択手段とを備えている。上記第１の適応フィルタは、第１および第２の白色雑音信号を用い、上記受信音声信号と送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて第１のタップ係数を求める。上記第２の適応フィルタは、上記受信音声信号と送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて求めた第２のタップ係数、もしくは上記第１のタップ係数を用い、該第１もしくは第２のタップ係数と上記受信音声信号とから擬似エコーを生成する。そして、上記第２の適応フィルタが用いるタップ係数として、上記第１のタップ係数または第２のタップ係数の一方を選択手段により選択し、この選択されたタップ係数を用いてエコー除去部により上記第２の適応フィルタで生成された擬似エコーを送話音声信号から差し引くように構成したものである。
【００１２】
またこの発明は、上記第１および第２の逆フィルタで使用する所定の音声パラメータ情報として、音声のスペクトラム包絡を表わすパラメータ情報かまたは音声のピッチ成分を表わすパラメータ情報を使用することを特徴としている。
【００１３】
【作用】
したがってこの発明によれば、エコーキャンセラ本体では、受信音声信号および送信音声信号に含まれるエコーに代わって、第１および第２の逆フィルタにより相関が除去されて白色雑音化された信号を基に、受信音声信号と上記送信音声信号に含まれるエコーとの関係が学習される。このため、受信音声信号および送信音声信号に含まれるエコーを基に学習を行なう場合に比べて、学習を高速度に行なってタップ係数を短時間に収束させることができる。また、音声復号回路により再生される音声パラメータ情報を利用して受信音声信号および送信音声信号に含まれるエコーを白色雑音化しているので、新たに付加される演算は逆フィルタにおける演算のみとなり、これにより比較的簡単に実現できる。
【００１４】
さらにこの発明では、音声復号回路から出力された復号再生後の受信音声信号を第１の逆フィルタに通すことで受話系の白色雑音信号を生成し、これをタップ係数の演算のためにエコーキャンセラ本体に入力している。すなわち、エコーキャンセラ本体には、疑似エコーを生成するための受信音声信号と同一の信号を基に生成された白色雑音信号が入力されることになる。このため、音声復号回路内の音声合成部（例えばＬＰＣ合成フィルタやポストフィルタ）において演算精度に起因する誤差が発生する場合でも、この誤差を含む同一条件の受信音声信号及びこの信号を基に生成した白色雑音信号がエコーキャンセラ本体に入力されることになる。したがって、エコーキャンセラ本体では、誤差の条件が同一の複数の入力信号をもとにエコーキャンセル処理が行われることになり、これにより精度的な安定な処理が可能となる。
【００１５】
ちなみに、タップ係数の演算に使用する白色雑音信号として、復号再生後の受信音声信号を基に生成した白色雑音信号ではなく、音声復号回路内のコードブックから出力された白色雑音を使用すると、この白色雑音は音声復号回路内のＬＰＣ合成フィルタやポストフィルタの演算精度の影響を受けていないものであるため、エコーキャンセラ本体には誤差の条件が異なる受信音声信号と白色雑音とが入力され、これが結果的にエコーキャンセル処理の精度低下の原因となる場合があり、好ましくない。
【００１６】
【実施例】
（第１の実施例）
図１は、本発明の第１の実施例に係わるエコーキャンセラを設けたディジタル自動車電話装置の構成を示す回路ブロック図である。
【００１７】
図示しない基地局から無線通話チャネルを介して送られた無線通信信号は、アンテナ１およびアンテナ共用器（ＤＵＰ）２を介して受信回路（ＲＸ）３に入力され、ここで周波数シンセサイザ（ＳＹＮ）４から出力される受信局部発振信号と合成されて中間周波信号に変換される。そして、この受信中間周波信号は、Ａ／Ｄ変換器７でサンプリングされたのちディジタル復調回路（ＤＥＭ）６に入力され、この復調回路６でフレーム同期およびビット同期がとられたうえでディジタル復調される。尚、上記フレーム同期およびビット同期により得られた同期信号は制御回路（ＣＯＮＴ）２０に供給される。
【００１８】
また、上記ディジタル復調回路６から出力されたディジタル復調信号には、ディジタル通話信号とディジタル制御信号とがあり、このうちディジタル制御信号は制御回路２０に供給されて識別される。これに対しディジタル通話信号は、誤り訂正復号回路（ＣＨ−ＤＥＣ）８で誤り訂正復号化される。そして、この誤り訂正復号されたディジタル通話信号は、音声復号回路（ＳＰ−ＤＥＣ）９で後述する復号化処理が施され、さらにＤ／Ａ変換器１０でアナログ通話信号に戻されたのち、スピーカ１１に供給されてこのスピーカ１１から拡声出力される。
【００１９】
一方、マイクロホン１２により入力された送話信号は、Ａ／Ｄ変換器１３でサンプリングされたのち、音響エコーキャンセラ（ＡＥＣ）１４を介して音声符号回路（ＳＰ−ＣＯＤ）１５に入力され、ここで符号化される。この符号化により得られた符号化ディジタル送話信号は、制御回路２０から出力されるディジタル制御信号とともに誤り訂正符号回路（ＣＨ−ＣＯＤ）１６で誤り訂正符号化されたのち、ディジタル変調回路（ＭＯＤ）１８に入力される。ディジタル変調回路１８では、上記符号化ディジタル送話信号に応じた変調信号が発生され、この変調信号はＤ／Ａ変換器１７でアナログ信号に変換されたのち送信回路（ＴＸ）５に入力される。送信回路５では、上記変調信号が周波数シンセサイザ４から出力された送信局部発振信号と合成されて送信無線周波信号に変換され、さらに送信電力増幅器により増幅される。そして、この送信回路５から出力された無線周波信号は、アンテナ共用器２を介してアンテナ１から図示しない基地局へ向けて送信される。
【００２０】
尚、２１は発信キー、終了キー、ダイヤルキーおよび各種機能キーなどのキースイッチ群と、液晶表示器等が配置されたコンソールユニット（ＣＵ）、２２は電池２３の出力電圧を基に所要の動作電圧Ｖccを生成する電源回路（ＰＯＷ）である。
【００２１】
ところで、上記音声復号回路９および音響エコーキャンセラ１４は次のように構成される。図２はその構成を示す回路ブロック図である。
先ず音声復号回路９は、例えばＣＥＬＰデコーダからなり、次のような復号化処理を実行する。
【００２２】
すなわち、誤り訂正復号回路８から供給された符号化ディジタル通話信号は、デマルチプレクサ９ａに入力される。このデマルチプレクサ９ａでは、上記符号化ディジタル通話信号より合成音声を生成するために必要な音声の特徴を示すパラメータが再生される。パラメータには、フレーム単位（例えば20msec）の情報である線形予測分析（ＬＰＣ：Linear Predictive Coding）パラメータα(i) （ｉ＝１〜10) と、サブフレーム単位（５msec）の情報であるピッチ周期Ｌ(i) 、ピッチゲインβq(i)、コードブック番号Ｉ(i) およびコードブックゲインｒq(i)（ｉ＝１〜４）とが含まれる。
【００２３】
上記デマルチプレクサ９ａから各パラメータが出力されると、コードブック （ＣＢ）９ｃからはコードブック番号Ｉ(i) に対応する白色雑音ｕI(i)(n) （ｎ＝０〜39）が読み出される。この白色雑音ｕI(i)(n) には、乗算器９ｅにおいてコードブックゲインｒq(i)が乗算される。また、適応コードブック（適応ＣＢ）９ｂからは、ピッチ周期Ｌ(i) に対応したピッチベクトルｂL (n) （ｎ＝０〜39）が出力される。このピッチベクトルｂL (n) には、乗算器９ｄにおいてピッチゲインβq(i)が乗算される。これらの乗算器９ｅ，９ｄから出力された信号は、加算器９ｆで相互に加算されてサブフレーム毎の駆動信号ｒ(n) となる。この駆動信号ｒ(n) は第(2) 式のように表される。尚、上記適応コードブック９ｂから出力されるピッチベクトルｂL (n) は、第(3) 式のように表される。ただし、 Lｘ」はｘ以下の最大の整数を生成するｘのフロア関数である。
【００２４】
【数２】
【数３】
そうして作成された駆動信号ｒ(n) は、ＬＰＣ合成フィルタ９ｇに入力される。このＬＰＣ合成フィルタ（ＬＰＣＦＩＬ）９ｇは、ＬＰＣパラメータα(i) （ｉ＝１〜10）を線形補間することにより求めた補間ＬＰＣパラメータα＊(i) （ｉ＝１〜10）により第(4) 式のように表される伝達関数Ｈ(Z) を有しており、この伝達関数Ｈ(Z) にしたがって上記駆動信号ｒ(n) に応じた合成音声ｘ(n) （ｎ＝０〜39）を出力する。
【００２７】
【数４】
上記ＬＰＣ合成フィルタ９ｇから出力された合成音声ｘ(n) は、ポストフィルタ（ＰＦＩＬ）９ｈに入力される。このポストフィルタ９ｈは、聴感品質を高めるために用いられるもので、補間されたＬＰＣパラメータα＊(i) （ｉ＝１〜10）により第(5) 式のように表される伝達関数Ｈ(Z) を有している。上記合成音声ｘ(n) は、この伝達関数Ｈ(Z) に従ってフィルタリングされ、合成音声ｙ(n) （ｎ＝０〜39）となって出力される。なお、第(5) 式のβ，υには、それぞれ0.5 ，0.8 などの値が用いられる。
【００２９】
【数５】
また、ポストフィルタ９ｈには、上記第(5) 式に示した伝達関数の周波数特性の傾きを補正するために、第(6) 式で表される伝達関数を有するハイパスフィルタが縦続接続される場合がある。ここで、ｕには0.5 等の値が用いられる。
【００３１】
【数６】
次に音響エコーキャンセラ１４は、第１の適応フィルタ１４ａおよび加算器１４ｂと、第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄと、第１の逆フィルタ１４ｅと、第２の逆フィルタ１４ｆとから構成される。なお、このとき第１の適応フィルタ１４ａおよび加算器１４ｂと、第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄとにより、エコーキャンセラ本体が構成される。
【００３３】
このうち先ず第１の逆フィルタ１４ｅは、上記音声復号回路９のデマルチプレクサ９ａから出力されたＬＰＣパラメータを基に、上記音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号の相関を除去するもので、これにより白色雑音化された信号を出力する。第２の逆フィルタ１４ｆは、同じく上記音声復号回路９のデマルチプレクサ９ａから出力されたＬＰＣパラメータを基に、Ａ／Ｄ変換器１３から出力されたディジタル送話信号に含まれる音響エコーの相関を除去するもので、これにより白色雑音化された信号を出力する。
【００３４】
第２の適応フィルタ１４ｃは、上記第１の逆フィルタ１４ｅから出力された白色雑音信号と、上記第２の逆フィルタ１４ｆから出力された白色雑音信号から第２の適応フィルタ１４ｃにより生成された疑似エコーを差し引いた残差信号とを用いて学習同定法により学習を行なうもので、この学習により得られたタップ係数を第１の適応フィルタ１４ａに与える。
【００３５】
なお、上記第１および第２の逆フィルタ１４ｅ，１４ｆとしては、音声復号回路９に含まれるＬＰＣ合成フィルタの逆の特性を有するＬＰＣ分析フィルタを使用すればよい。
【００３６】
第１の適応フィルタ１４ａおよび加算器１４ｂは、上記第２の適応フィルタ１４ｃから与えられたタップ係数と、上記音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号とを基に第１の適応フィルタ１４ａで疑似エコーを生成し、この疑似エコーをＡ／Ｄ変換器１３から出力されたディジタル送話信号から加算器１４ｂにおいて差し引き、これにより上記ディジタル送話信号に含まれる音響エコーを消去する。
【００３７】
次に、以上のように構成された音響エコーキャンセラ１４の動作を説明する。先ず通信が開始されると、音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号がデマルチプレクサ９ａから出力されたＬＰＣパラメータとともに第１の逆フィルタ１４ｅに入力され、これにより第１の逆フィルタ１４ｅからはＬＰＣパラメータを基に上記ディジタル受話信号の相関を除去した白色雑音信号が出力される。また、それとともに第２の逆フィルタ１４ｆには、マイクロホン１２に入力されたのちＡ／Ｄ変換器１３でディジタル化された音響エコーが上記ＬＰＣパラメータとともに入力され、これにより第２の逆フィルタ１４ｆからはＬＰＣパラメータを基に上記音響エコーの相関を除去した白色雑音信号が出力される。
【００３８】
そうすると、第２の適応フィルタ１４ｃでは、上記第１の逆フィルタ１４ｅから出力された白色雑音信号と、上記第２の逆フィルタ１４ｆから出力された白色雑音信号とを基に、自己の伝達関数を音響エコーパスＥＣの伝達関数に近付けるべく学習が行なわれる。すなわち、第１の逆フィルタ１４ｅから白色雑音信号が出力されると、第２の適応フィルタ１４ｃではこの白色雑音信号を基に疑似エコーが生成され、この疑似エコーが加算器１４ｄにおいて第２の逆フィルタ１４ｆから出力された白色雑音信号から差し引かれる。そして、この加算器１４ｄで消去し切れなかった残差信号が第２の適応フィルタ１４ｃに入力される。第２の適応フィルタ１４ｃは、上記残差信号を基に自己の伝達関数を音響エコーパスＥＣの伝達関数に近付けるべく学習を行ない、これにより自己のタップ係数を更新する。
【００３９】
そうして学習されたタップ係数は、第１の適応フィルタ１４ａに転送される。第１の適応フィルタ１４ａでは、この転送されたタップ係数と、音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号とを基に疑似エコーが生成され、この疑似エコーは加算器１４ｂに入力される。そして、この加算器１４ｂでは、Ａ／Ｄ変換器１３から出力されたディジタル送話信号から、上記擬似エコーを差し引くための演算が行なわれ、これによりディジタル送話信号に含まれる音響エコーが消去される。
【００４０】
このように本実施例のエコーキャンセラでは、送話信号中の音響エコーをキャンセルするための第１の適応フィルタ１４ａおよび加算器１４ｂの他に、学習用の第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄと、第１および第２の逆フィルタ１４ｅ，１４ｆとを設けている。そして、これらの逆フィルタ１４ｅ，１４ｆにおいて、音声復号回路９で再生されたＬＰＣパラメータを基に、それぞれディジタル受話信号の相関および音響エコーの相関を除去した白色雑音信号を生成して、これらの白色雑音信号を基に第２の適応化フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄに学習を行なわせ、この学習により更新されたタップ係数を上記第１の適応フィルタ１４ａに転送して疑似エコーの生成を行なわせるようにしている。
【００４１】
したがって本実施例によれば、音響エコーパスＥＣの学習が逆フィルタ１４ｅ，１４ｆにより生成された白色雑音信号を基に行なわれるため、例えば初期学習時や通話中にエコーパスＥＣが急激に変化した場合に、学習を高速に行なって適応フィルタ１４ａのタップ係数を短時間に収束させることが可能となる。また、既存の音声復号回路９により生成されるＬＰＣパラメータを用いることにより白色雑音信号を生成するようにしているので、比較的少ない演算量で簡単に実現できる利点がある。
【００４２】
（第２の実施例）
本実施例は、第１の適応フィルタが使用するタップ係数の切り替えを行なう切替手段を設け、タップ係数の大幅な更新が必要な初期学習時等には第２の適応フィルタの学習により更新されたタップ係数を第１の適応フィルタに供給し、これに対し定常動作時には上記第２の適応フィルタにより学習されたタップ係数の供給を停止して、第１の適応フィルタ自身に学習を行なわせてタップ係数の更新を行なわせるようにしたものである。
【００４３】
図３は、本実施例に係わる音響エコーキャンセラを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を示す回路ブロック図である。なお、同図において前記図２と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【００４４】
音響エコーキャンセラ１４１は、自身に学習機能を備えた第１の適応フィルタ１４１ａおよび加算器１４１ｂと、第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄと、第１の逆フィルタ１４ｅと、第２の逆フィルタ１４ｆとに加えて、切替スイッチ１４１ｃと、切替判定部１４１ｄとを備えている。なお、このとき第１の適応フィルタ１４１ａおよび加算器１４１ｂと、第２の適応フィルタ１４ｃおよび加算器１４ｄとにより、エコーキャンセラ本体が構成される。
【００４５】
このうち切替判定部１４１ｄは、加算器１４１ｂから出力された残差エコーの平均レベルを監視する。そして、この残差エコーの平均レベルが所定レベル以上のときには、上記切替スイッチ１４１ｃを閉成して第２の適応フィルタ１４ｃの学習機能により更新されたタップ係数を第１の適応フィルタ１４１ａに供給させる。一方残差エコーの平均レベルが所定レベル未満に低下したときには、上記切替スイッチ１４１ｃを開成して、第２の適応フィルタ１４ｃから第１の適応フィルタ１４１ａへのタップ係数の供給を断とし、これにより第１の適応フィルタ１４１ａ自身の学習機能によりタップ係数の更新を行なわせるものである。
【００４６】
このような構成であるから、例えば初期学習時や通話中にエコーパスＥＣが急激に変化した場合には、切替判定部１４１ｄにより切替スイッチ１４１ｃが閉成されて第２の適応フィルタ１４ｃの学習機能により更新されたタップ係数が第１の適応フィルタ１４１ａに供給される。このため、第１の適応フィルタ１４１ａは、第２の適応フィルタ１４ｃにより高速度に収束されたタップ係数に応じて音響エコーのキャンセル動作を開始することが可能となる。
【００４７】
これに対し、上記タップ係数の収束により加算器１４１ｂから出力された残差エコーの平均レベルが所定レベル未満に低下すると、切替判定部１４１ｄにより切替スイッチ１４１ｃが開成される。このため、第２の適応フィルタ１４ｃから第１の適応フィルタ１４１ａへのタップ係数の供給は断たれ、この結果第１の適応フィルタ１４１ａでは以後自身の学習機能によりタップ係数の更新が行なわれる。ここで、第２の適応フィルタ１４ｃにおける学習は、音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号と、Ａ／Ｄ変換器１３から出力されたディジタル送話信号から疑似エコー（第１の適応フィルタ１４１ａの出力）を差し引いた残差信号とを基に行なわれる。したがって、白色雑音信号を用いて学習を行なう場合に比べて、タップ係数をその時の受話信号波形に応じたより最適な値に収束させることができ、これによりエコーキャンセルの精度を高めることができる。
【００４８】
なお、本発明は上記各実施例に限定されるものではない。例えば、第１の実施例では第１および第２の逆フィルタ１４ｅ，１４ｆにおいて、ＬＰＣパラメータを用いてディジタル受話信号の相関の除去およびディジタル送話信号に含まれる音響エコーの相関の除去を行なうようにしたが、ＬＰＣパラメータの代わりにＬＳＰパラメータやＫパラメータを使用してもよく、さらにはピッチ周期およびピッチゲインを表わすパラメータを使用してもよい。この場合には、逆フィルタとしてピッチ合成フィルタの逆の特性を有するピッチ分析フィルタを使用することができる。
【００４９】
また、前記第２の実施例では、切替判定部１４１ｄにおいて加算器１４１ｂから出力された残差エコーの平均レベルに応じて切替スイッチ１４１ｃを切替制御するようにしたが、例えば図４に示すごとく切替判定部１４２ｄにおいて、加算器１４１ｂから出力された残差エコーの平均レベルと、音声復号回路９から出力されたディジタル受話信号の平均レベルとの比を検出し、この比に応じて切替スイッチ１４１ｃを切替制御するように構成してもよい。このように構成すると、残差エコーの平均レベルのみに着目する場合に比べて、より一層正確な制御を行なうことができる。
【００５０】
さらに、前記各実施例では本発明のエコーキャンセラをディジタル自動車電話装置に適用した場合を例にとって説明したが、ディジタル自動車電話装置以外にディジタル携帯電話装置やディジタルコードレス電話装置、ディジタル有線電話装置、テレビ会議システムの通信装置、衛星通信回線を使用した通信装置等に適用してもよい。
【００５１】
このうちディジタル携帯電話装置やディジタルコードレス電話装置は、通常ハンドセット通話モードしか有していないため音響エコーが発生することはほとんどなく、このためエコーキャンセラは不要である。しかし、これらのディジタル携帯電話装置またはコードレス電話装置をアダプタ等の接続ユニットを介して自動車電話装置の送受信ユニットに接続して使用する場合には、ハンドセット通話モード以外にハンズフリー通話モードが使用されることがあり、この場合にはエコーキャンセラが必要となる。
【００５２】
そこで、この場合にはオプション部品であるアダプタ等の接続ユニットにエコーキャンセラを設けておき、このエコーキャンセラによりハンズフリー通話モードにおいて発生したエコーを消去するように構成するとよい。このように構成すれば、エコーキャンセラを携帯電話装置やコードレス電話装置に予め設けておく必要がなくなり、これにより装置の消費電力低減および低価格化を図ることができる。
【００５３】
その他、第１および第２の逆フィルタの回路構成や第１および第２の適応フィルタの回路構成、信号選択手段の構成、エコーキャンセラの回路構成、音声復号回路の構成等についても、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。
【００５４】
【発明の効果】
以上詳述したようにこの発明では、第１の適応フィルタと、第２の適応フィルタと、エコー除去部と、選択手段とを新たに備える。そして、上記第１の適応フィルタにより、第１および第２の白色雑音信号を用いて、上記受信音声信号と上記送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて第１のタップ係数を求める。一方第２の適応フィルタにおいては、上記受信音声信号と前記送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて求めた第２のタップ係数、もしくは前記第１のタップ係数を用いて、該第１もしくは第２のタップ係数と上記受信音声信号とから擬似エコーを生成する。そして、上記第２の適応フィルタが用いるタップ係数として、上記第１のタップ係数または第２のタップ係数の一方を選択し、この選択されたタップ係数を用いて上記第２の適応フィルタで生成された擬似エコーを送話音声信号から差し引くように構成している。
【００５５】
したがって本発明によれば、タップ係数の大幅な更新が必要なときには高速度に収束されたタップ係数によりエコーキャンセル動作を開始できるようになり、一方定常動作時にはタップ係数をそのときの受信信号波形に応じたより最適な値に収束させて高精度のエコーキャンセル動作を行うことができるエコーキャンセラを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例に係わるエコーキャンセラを備えたディジタル自動車電話装置の構成を示す回路ブロック図。
【図２】図１に示した装置の音声復号回路およびエコーキャンセラの構成を示す回路ブロック図。
【図３】本発明の第２の実施例に係わるエコーキャンセラを備えたディジタル自動車電話装置の要部構成を示す回路ブロック図。
【図４】第２の実施例を改良したエコーキャンセラの回路ブロック図。
【図５】従来のエコーキャンセラの構成の一例を示す回路ブロック図。
【符号の説明】
ＥＣ…音響エコーパス
１…アンテナ
２…アンテナ共用器（ＤＵＰ）
３…受信回路（ＲＸ）
４…周波数シンセサイザ（ＳＹＮ）
５…送信回路（ＴＸ）
６…ディジタル復調回路（ＤＥＭ）
７，１３…Ａ／Ｄ変換器
８…誤り訂正復号回路（ＣＨ−ＤＥＣ）
９，９′，９０，９０′…音声復号回路（ＳＰ−ＤＥＣ）
１０，１７…Ｄ／Ａ変換器
１１…スピーカ
１２…マイクロホン
１４，１４１，１４２，１０５…音響エコーキャンセラ（ＡＥＣ）
１５…音声符号回路（ＳＰ−ＣＯＤ）
１６…誤り訂正符号回路（ＣＨ−ＣＯＤ）
１８…ディジタル変調回路（ＭＯＤ）
２０…制御回路（ＣＯＮＴ）
２１…コンソールユニット（ＣＵ）
２２…電源回路（ＰＯＷ）
２３…電池
９ａ…デマルチプレクサ
９ｂ…適応コードブック（適応ＣＢ）
９ｃ…コードブック（ＣＢ）
９ｄ，９ｅ…乗算器
９ｆ，１４ｂ，１４ｄ，１４１ｂ…加算器
９ｇ…ＬＰＣ合成フィルタ（ＬＰＣＦＩＬ）
９ｈ…ポストフィルタ（ＰＦＩＬ）
１４ａ，１４１ａ…第１の適応フィルタ
１４ｃ…第２の適応フィルタ
１４ｅ…第１の逆フィルタ
１４ｆ…第２の逆フィルタ
１４１ｃ…切替スイッチ
１４１ｄ，１４２ｄ…切替判定部
Claims (4)
- 受信された符号化音声信号を復号して受信音声信号を再生して出力する音声復号回路を備えたディジタル通信装置に設けられるエコーキャンセラにおいて、
前記音声復号回路から出力された復号後の受信音声信号の相関を、前記符号化音声信号から抽出した音声パラメータ情報を用いて除去し、第１の白色雑音信号を出力する第１の逆フィルタと、
送信音声信号に含まれるエコーの相関を、前記符号化音声信号から抽出した音声パラメータ情報を用いて除去し、第２の白色雑音信号を出力する第２の逆フィルタと、
前記第１および第２の白色雑音信号を用い、前記受信音声信号と前記送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて第１のタップ係数を求める第１の適応フィルタと、
前記受信音声信号と前記送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて求めた第２のタップ係数、もしくは前記第１のタップ係数を用い、該第１もしくは第２のタップ係数と前記受信音声信号とから擬似エコーを生成する第２の適応フィルタと、
前記第２の適応フィルタで生成された擬似エコーを送話音声信号から差し引くエコー除去部と、
前記第２の適応フィルタが用いるタップ係数として、前記第１のタップ係数または第２のタップ係数の一方を選択する選択手段と
を具備したことを特徴とするエコーキャンセラ。 - 前記音声パラメータ情報は、音声のスペクトラム包絡を表すパラメータであることを特徴とする請求項１に記載のエコーキャンセラ。
- 前記音声パラメータ情報は、音声のピッチ成分を表すパラメータであることを特徴とする請求項１に記載のエコーキャンセラ。
- 無線回線を介して受信した符号化音声信号を復号して受信音声信号を再生する復号手段と、送話音声信号を符号化する符号化手段とを備えた電話装置において、
前記音声復号回路から出力された復号後の受信音声信号の相関を、前記符号化音声信号から抽出した音声パラメータ情報を用いて除去し、第１の白色雑音信号を出力する第１の逆フィルタと、
送信音声信号に含まれるエコーの相関を、前記符号化音声信号から抽出した音声パラメータ情報を用いて除去し、第２の白色雑音信号を出力する第２の逆フィルタと、
前記第１および第２の白色雑音信号を用い、前記受信音声信号と前記送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて第１のタップ係数を求める第１の適応フィルタと、
前記受信音声信号と前記送話音声信号に含まれるエコーとの相関に基づいて求めた第２のタップ係数、もしくは前記第１のタップ係数を用い、該第１もしくは第２のタップ係数と前記受信音声信号とから擬似エコーを生成する第２の適応フィルタと、
前記第２の適応フィルタで生成された擬似エコーを送話音声信号から差し引くエコー除去部と、
前記第２の適応フィルタが用いるタップ係数として、前記第１のタップ係数または第２のタップ係数の一方を選択する選択手段と
を具備したことを特徴とする電話装置。
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