JPH05327560A

JPH05327560A - エコーキャンセラ

Info

Publication number: JPH05327560A
Application number: JP12896392A
Authority: JP
Inventors: Takashi Obara; 隆小原
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1992-05-21
Filing date: 1992-05-21
Publication date: 1993-12-10

Abstract

(57)【要約】【目的】通話信号パワー値を演算精度を低下させるこ
となく少ない演算量で算出可能とし、これによりタップ
係数更新処理に要する処理時間を短縮する。【構成】受話信号パワー値を算出する際に、１サンプ
ルタイム前の受話信号パワー値をパワー値レジスタ２０
ｇに記憶しておき、現サンプルタイムにおいて新たに受
話信号レジスタ２０ａに入力された受話信号レベルの２
乗値と、最も古いサンプルタイムにおける受話信号レベ
ルの２乗値とを、２乗計算部２０ｈでそれぞれ算出す
る。そして、上記パワー値レジスタ２０ｇに記憶された
１サンプルタイム前の受話信号パワー値に対し、上記２
乗計算部２０ｈで算出された、新たな受話信号レベルの
２乗値および最も古いサンプルタイムにおる受話信号レ
ベルの２乗値を、加算器２０ｊおよび減算器２０ｋでそ
れぞれ加算および減算し、これにより現サンプルタイム
における受話信号パワー値を算出するようにしたもので
ある。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、有線電話装置や自動車
電話装置、携帯電話装置、コードレス電話装置などの音
声通信装置において、送受話路間で発生する回線エコー
や音響エコーを消去するために用いられるエコーキャン
セラに関する。

【０００２】

【従来の技術】通信回線においては、加入者線のような
２線区間と長距離中継線のような４線区間とが混在して
いる。４線区間と２線区間とを接続する４線−２線変換
器には一般にハイブリッドトランスが使用される。しか
し、線路インピーダンスにはバラツキがあるため、ハイ
ブリッドトランスにおいて完全なインピーダンス整合を
取ることは困難である。このため、通信回線では４線−
２線変換器において回線エコーが発生する。

【０００３】また、ハンドセットの代わりに電話装置本
体に設けられたスピーカとマイクロホンとを使用して通
話を行なう、いわゆるハンズフリー通話機能を有してい
る電話装置や、同様の通話形態を採るテレビ会議システ
ムでは、スピーカから発生された受話音声が壁や天井で
反射してマイクロホンに回り込むため、音響エコーが発
生する。

【０００４】これらのエコーは、特にディジタル通信方
式を採用した通信システムや、通信回線中に例えば通信
衛星を介在する通信システムのように、伝送遅延量が比
較的大きい通信システムにあっては、通信品質の著しい
劣化を招き非常に好ましくない。

【０００５】例えば、ディジタル自動車電話システムに
おいては、無線周波数の有効利用の観点から低ビットレ
ートの音声符号化器が使用され始めている。低ビットレ
ートの音声符号化器としては、例えば４〜８kbpsで比較
的良好な音声品質を得ることが可能なＣＥＬＰ（Code E
xcited Linear Prediction）方式、あるいはその改良型
であるＶＳＥＬＰ（vector Sun Excited Linear Predic
tion）方式が用いられる。ＣＥＬＰ方式の詳細な点につ
いては、M.R.Schroeder 氏とB.S.Atal氏の“Code-Excit
ed Linear Prediction（ＣＥＬＰ）：High-Quality Spe
ach At Very Low Bit Rates ”in Proc.ICASSP.1985,p
p.937〜939 に述べられている。これらの符号化方式を
採用した装置では、一般に音声信号を低ビットレートに
圧縮するためにフレーム単位で符号化処理が行なわれ、
またバースト誤りに対する訂正能力を高めるためにイン
タリーブが用いられている。このため、ディジタル自動
車電話システムにおける伝送遅延は片道で約100msec に
もなる。

【０００６】そこで、従来よりこの種のシステムでは、
エコーパスの特性を適応フィルタによりインパルス応答
のかたちで推定してエコーパスと同一の特性を有する擬
似エコー信号を生成し、この擬似エコー信号を通話信号
から差し引くことにより通話信号中に含まれるエコー成
分を消去する、いわゆるエコーキャンセラが使用されて
いる。ディジタル自動車電話システムでは、一般に移動
局に音響エコーを消去するための音響エコーキャンセラ
が、また基地局に回線エコーをキャンセルするための回
線エコーキャンセラが設けられる。

【０００７】図３は、音響エコーキャンセラを備えたデ
ィジタル自動車電話装置の構成の一例を示すものであ
る。同図において、図示しない基地局から無線チャネル
を介して送られた無線搬送波信号は、アンテナ１で受信
されたのちアンテナ共用器（ＤＵＰ）２を介して受信回
路（ＲＸ）３に入力され、ここで周波数シンセサイザ
（ＳＹＮ）４から出力される局部発振信号とミキシング
されて中間周波信号に周波数変換される。そして、この
受信中間周波信号は、ディジタル復調回路（ＤＥＭ）６
によりフレーム同期およびビット同期が確立されたうえ
でディジタル復調される。尚、上記フレーム同期および
ビット同期により得られた同期信号は制御回路（ＣＯＮ
Ｔ）３０に入力される。

【０００８】上記ディジタル復調回路６から出力された
復調信号には、符号化通話信号と制御信号とがあり、こ
のうち制御信号は制御回路３０に供給されて識別され
る。一方符号化通話信号は、Ａ／Ｄ変換器７でサンプル
されたのち誤り訂正復号回路（ＣＨ−ＤＥＣ）８で誤り
訂正復号される。そして、この誤り訂正復号された符号
化通話信号は、音声復号回路（ＳＰ−ＤＥＣ）９で復号
化処理が施され、さらにＤ／Ａ変換器１０でアナログ通
話信号に戻されたのち、スイッチ１１を介してハンズフ
リースピーカ１２から話者に向け拡声出力される。な
お、ハンドセット通話モードが設定されている場合に
は、スイッチ１１はハンドセット１３側に切替わってい
る。このため、上記アナログ通話信号はスイッチ１１を
介してハンドセット１３のスピーカ１４から出力され
る。

【０００９】一方、ハンズフリー通話中の話者の送話音
声は、ハンズフリーマイクロホン１６により集音されて
送話信号に変換されたのち、スイッチ１７を介してＡ／
Ｄ変換器１８に入力され、ここで先ず所定のサンプリン
グ周期でディジタル化される。そして、このディジタル
送話信号は、切替スイッチ１９を介してエコーキャンセ
ラ２０に入力され、このエコーキャンセラ２０で音響エ
コーがキャンセルされたのち、切替スイッチ２１を介し
て音声符号回路（ＳＰ−ＣＯＤ）２２に入力され、ここ
で符号化される。なお、ハンドセット通話モードが設定
されている場合には、スイッチ１７はハンドセット１３
側に切替わり、また切替スイッチ１９，２１はエコーキ
ャンセラ２０側にそれぞれ切替わっている。したがっ
て、この場合にはハンドセット１３のスピーカ１５によ
り集音され音電変換された送話信号が、Ａ／Ｄ変換器１
８でディジタル化されたのちエコーキャンセラ２０を迂
回して音声符号回路２２に入力され、符号化される。

【００１０】そうして符号化された送話信号は、制御回
路３０から出力される制御信号とともに誤り訂正符号回
路（ＣＨ−ＣＯＤ）２３で誤り訂正符号化され、さらに
Ｄ／Ａ変換器２４でアナログ信号に変換されたのち、デ
ィジタル変調回路（ＭＯＤ）２５に入力される。このデ
ィジタル変調回路２５では、上記符号化送話信号により
ディジタル変調された送信中間周波信号が出力され、送
信回路（ＴＸ）５に入力される。送信回路５では、上記
変調された送信中間周波信号が周波数シンセサイザ４か
ら出力される局部発振信号とミキシングされて無線周波
信号に周波数変換される。そして、この無線周波信号は
送信電力増幅器で所定の電力レベルに増幅されたのち、
アンテナ共用器２を介してアンテナ１から基地局へ向け
て送信される。

【００１１】尚、３１は発信スイッチやダイヤルキーな
どのキースイッチ群および液晶表示器などが配置された
コンソールユニット（ＣＵ）であり、ハンドセット通話
モードとハンズフリー通話モードとを択一的に指定入力
するためのモード指定スイッチもこのコンソールユニッ
ト３１に設けられている。また、４０は電源回路であ
り、電池４１の出力電圧を基に所要の動作電圧Ｖccを生
成して各回路部に給電する。

【００１２】エコーキャンセラ２０は、受話信号レジス
タ２０ａと、タップ係数レジスタ２０ｂと、トランスバ
ーサルフィルタからなる適応フィルタ２０ｃと、演算器
２０ｄと、タップ係数更新部２０ｅと、受話信号パワー
算出部２０ｆとから構成される。受話信号レジスタ２０
ａには、音声復号回路９から出力されたディジタル受話
信号がそのサンプルタイムに従って順次取り込まれて蓄
積される。適応フィルタ２０ｃでは、上記受話信号レジ
スタ２０ａに蓄積されたディジタル受話信号と、上記タ
ップ係数レジスタ２０ｂに記憶されたタップ係数とを基
に畳み込み演算が行なわれ、これにより擬似エコー信号
が生成される。この擬似エコー信号は演算器２０ｄに供
給される。演算器２０ｄでは、Ａ／Ｄ変換器１８より入
力されたディジタル送話信号から上記擬似エコー信号が
差し引かれ、これによりディジタル送話信号に含まれる
音響エコー成分が消去される。

【００１３】タップ係数更新部２０ｅでは、上記演算器
２０ｄで消去されずに通過する残差信号を最小にするた
めに、タップ係数メモリ２０ｂに記憶されたタップ係数
を更新するための演算処理が行なわれる。したがって、
適応フィルタ２０ｄの伝達関数はエコーパスの伝達関数
に次第に近づき、両伝達関数が等しくなると残差信号レ
ベルは略零となる。

【００１４】ところで、上記タップ係数更新部２０ｅに
おけるタップ係数の更新アルゴリズムとしては、従来よ
り例えば最小二乗平均法（ＬＭＳ）を正規化した学習同
定法（ＮＬＭＳ）が多く用いられている。この学習同定
法によるアルゴリズムは、演算量が比較的少なくて済み
しかも良好な特性を示すという利点を有する。第(1)式
は、Ｎ次の適応フィルタのタップ係数をｈ_i（ｉ＝１〜
Ｎ）とするときの学習同定法の更新式を示したものであ
る。

【００１５】

【数１】

【００１６】ただし、ｘ(j-i) は遠端話者信号レベル、
つまり受話信号レジスタ２０ａに入力される受話信号の
レベル、ｅ(j) は演算器２０ｄから出力されたディジタ
ル送話信号に含まれる残差信号レベル、またμはステッ
プサイズをそれぞれ示している。この更新演算式のうち
右辺の分母に相当する受話信号パワー値の算出が、受話
信号パワー算出部２０ｆにおいて行なわれる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この種の適
応アルゴリズムを用いてタップ係数の更新を行なう従来
のエコーキャンセラでは、受話信号パワー算出部２０ｆ
において、各サンプルタイムごとにその受話信号パワー
値を算出するために、Ｎ回の乗算とＮ−１回の加算とを
行なわなければならない。このため、受話信号パワー算
出部２０ｆにおける１サンプルタイムごとの演算量が非
常に多くなり、これにより処理時間が長くなるという問
題点があった。

【００１８】本発明は上記事情に着目してなされたもの
で、その目的とするところは、通話信号のパワー値を演
算精度を低下させることなく少ない演算量で算出できる
ようにし、これによりタップ係数更新処理に要する処理
時間を短縮することができるエコーキャンセラを提供す
ることである。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、任意のサンプルタイムｋにおける通話信号
パワー値が、その一つ前のサンプルタイムｋ−１におけ
る通話信号パワー値と共通要素が多い点に着目し、サン
プルタイムｋにおける通話信号パワー値を算出する際
に、前サンプルタイムｋ−１における通話信号パワー値
を記憶しておき、変化する要素のみを演算して、上記記
憶してある通話信号パワー値に対しこの変化要素の演算
値を加減算することにより、サンプルタイムｋにおける
通話信号パワー値を算出するようにしたものである。

【００２０】すなわち、タップ係数更新のための通話信
号パワー値算出手段には、一つ前のサンプルタイムで算
出された通話信号パワー値を記憶するためのパワー値記
憶手段と、第１および第２の２乗値算出手段と、加減算
を行なう演算手段とが設けられる。第１および第２の２
乗値算出手段では、通話信号の記憶手段に記憶されてい
る最も古いサンプルタイムにおける通話信号レベルおよ
び最も新しいサンプルタイムにおける通話信号レベルの
それぞれの２乗値が算出される。そして、上記演算手段
において、上記パワー値記憶手段に記憶されている一つ
前のサンプルタイムにおける通話信号パワー値に対し、
上記第１の２乗値算出手段により算出された通話信号レ
ベルの２乗値の減算および上記第２の２乗値算出手段に
より算出された通話信号レベルの２乗値の加算がそれぞ
れ行なわれ、これにより新たな通話信号パワー値が算出
される。この算出された通話信号パワー値は、タップ係
数の更新処理に供されるとともに、次のサンプルタイム
における通話信号パワー値の算出のために上記パワー値
記憶手段に記憶される。

【００２１】

【作用】この結果本発明によれば、通話信号パワー値算
出手段では、任意のサンプルタイムにおける通話信号パ
ワー値を算出する際に、その一つ前のサンプルタイムに
おいて得られた通話信号パワー値を基に、このパワー値
を構成する各要素のうち変化した要素についてのみ演算
が行なわれ、その演算値が上記一つ前のサンプルタイム
における通話信号パワー値に対し加減算されることによ
り、現サンプルタイムにおける通話信号パワー値が算出
される。このため、各サンプルタイムごとに、その都度
通話信号パワー値を構成するすべての要素について演算
を行なって新たな通話信号パワー値を算出する場合に比
べて、通話信号パワー値を算出するために必要な演算量
は大幅に減少される。したがって、タップ係数更新演算
処理の処理時間は短縮され、これによりタップ係数更新
制御の応答性が向上される。また、演算のためのクロッ
ク速度を低速にすることができ、これにより回路の消費
電力を低減することも可能となる。

【００２２】

【実施例】図１は、本発明の一実施例に係わるエコーキ
ャンセラを設けたディジタル自動車電話装置の構成を示
す回路ブロック図である。なお、同図において前記図３
と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略す
る。

【００２３】本実施例のエコーキャンセラ２００は、シ
フトレジスタからなる受話信号レジスタ２０ａと、タッ
プ係数レジスタ２０ｂと、トランスバーサルフィルタか
らなる適応フィルタ２０ｃと、エコー消去用の演算器２
０ｄと、タップ係数更新部２０ｅと、受話信号パワー値
算出部２００ｆとから構成されている。

【００２４】タップ係数レジスタ２０ａには、ディジタ
ル受話信号がそのサンプルタイムごとにシフトされなが
ら複数サンプルタイム（Ｎサンプルタイム）分記憶され
る。タップ係数レジスタ２０ｂには、上記適応フィルタ
２０ｃにおいて用いられるタップ系数値が記憶される。
適応フィルタ２０ｃでは、上記受話信号レジスタ２０ａ
に記憶されている受話信号と、上記タップ係数レジスタ
２０ｂに記憶されているタップ係数とを基に畳み込み演
算が行なわれ、これにより音響エコーパスの伝達特性に
対応した擬似エコー信号が生成される。演算器２０ｄで
は、この適応フィルタ２０ｃにより生成された擬似エコ
ー信号を、Ａ／Ｄ変換器１８より切り替えスイッチ１９
を介して入力されたディジタル送話信号から差し引くた
めのディジタル演算処理が行なわれる。

【００２５】ところで、タップ係数更新部２０ｅでは、
第(1) 式に示した学習同定法による更新式に従ってタッ
プ係数を更新するための演算処理が行なわれるが、この
更新式のうち右辺分母に対応する受話信号のパワー値に
ついては受話信号パワー値算出部２００ｆにおいて求め
られる。この受話信号パワー値算出部２００ｆは、図示
するごとくパワー値レジスタ２０ｇと、２乗計算部２０
ｈと、左シフト部２０ｉと、加算器２０ｊと、減算器２
０ｋとから構成される。

【００２６】パワー値レジスタ２０ｇには、各サンプル
タイムごとに、上記減算器２０ｋから出力された受話信
号パワー値の算出結果が、次のサンプルタイムにおける
パワー値算出のために記憶される。２乗計算部２０ｈで
は、各サンプルタイムごとに、上記受話信号レジスタ２
０ａに記憶されている最も新しいサンプルタイムにおけ
る受話信号レベルの２乗値と、１サンプルタイム前に記
憶されていた最も古いサンプルタイムにおける受話信号
レベルの２乗値とがそれぞれ算出される。加算器２０ｊ
では、上記パワー値レジスタ２０ｇに記憶されている１
サンプルタイム前の受話信号パワー値に、上記２乗計算
部２０ｈにより算出された、最も新しいサンプルタイム
における受話信号レベルの２乗値を加算するための演算
が行なわれる。減算器２０ｋでは、上記加算器２０ｊか
ら出力された受話信号パワー値から、上記２乗計算部２
０ｈにより算出された、最も古いサンプルタイムにおけ
る受話信号レベルの２乗値を減算するための演算が行な
われる。そして、この演算により得られた受話信号パワ
ー値は、上記パワー値レジスタ２０ｇおよびタップ係数
更新部２０ｅに供給される。

【００２７】なお、左シフト部２０ｉは、上記加算器２
０ｊから出力される２乗和値のオーバフローを防止する
ためのもので、２乗計算部２０ｈから出力された、最も
新しいサンプルタイムにおける受話信号レベルの２乗値
を左方向に１ビットシフトしてその値を小さくしてい
る。また、それに伴いタップ係数更新部２０ｅは、上記
左シフト部２０ｉのシフト処理によるパワー値の減少分
を補償するために、第(1) 式に示した更新式の分子の値
を上記シフト処理によるパワー値の減少割合に応じて変
化させる処理を行なっている。

【００２８】次に、以上のように構成されたエコーキャ
ンセラ２００の動作を、図２（ａ），（ｂ）を用いて説
明する。いまサンプルタイムｋでのタップ更新のための
演算処理が終了し、これによりパワー値レジスタ２０ｇ
に、図２の（ａ）に示される受話信号パワー値ｘ² (k)
〜ｘ² (k-N) が記憶されたとする。この受話信号パワー
値ｘ² (k) 〜ｘ² (k-N) のうちで、次のサンプルタイム
ｋ＋１においても変化しない部分は、図２のＢに示す部
分ｘ² (k) 〜ｘ² (k+1-N) である。これに対し上記受話
信号パワー値ｘ² (k) 〜ｘ² (k-N) のうち、最も古いサ
ンプルタイムｋ−Ｎにおいて得られたパワー値ｘ² (k-
N) は、次のサンプルタイムｋ＋１においては図２
（ｂ）に示すように不要になる。また、次のサンプルタ
イムｋ＋１においては、新たに得られるパワー値ｘ² (k
+1) が、上記変化しない部分Ｂのパワー値ｘ² (k) 〜ｘ
² (k+1-N) に図２（ｂ）に示されるように追加される。

【００２９】すなわち、サンプルタイムｋ＋１における
受話信号パワー値の算出処理においては、不要になる最
も古いサンプルタイムｋ−Ｎにおいて得られたパワー値
ｘ² (k-N) と、新たに追加されるパワー値ｘ² (k+1) と
をそれぞれ算出し、１サンプルタイム前の受話信号パワ
ー値ｘ² (k) 〜ｘ² (k-N) に対し、上記パワー値ｘ² (k+
1) およびパワー値ｘ² (k-N) をそれぞれ加算および減
算すればよいことになる。

【００３０】このような原理に基づいて、本実施例の受
話信号パワー値算出部２００ｆでは、受話信号レジスタ
２０ａに１サンプルタイムの受話信号レベルが入力され
ると、２乗計算部２０ｈにおいて、上記受話信号レジス
タ２０ａに新たに記憶された受話信号レベルの２乗値
と、最も古いサンプルタイムにおける受話信号レベルの
２乗値とがそれぞれ算出される。そして、このうち新た
なサンプルタイムにおける受話信号レベルの２乗値は、
左シフト部２０ｉにより例えば１ビット左シフトされて
これにより値が低減されたのち、加算器２０ｊに入力さ
れる。この加算器２０ｊでは、パワー値レジスタ２０ｇ
から読み出された１サンプルタイム前の受話信号パワー
値に、上記左シフト部２０ｉから出力された２乗値が加
算され、その加算後のパワー値は減算器２０ｋに入力さ
れる。この減算器２０ｋでは、上記加算器２０ｊから出
力されたパワー値から、上記２乗計算部２０ｈから出力
された最も古いサンプルタイムにおける受話信号レベル
の２乗値が減算される。そして、この減算後の受話信号
パワー値が、現サンプルタイムにおけるパワー値として
タップ係数更新部２０ｅに供給される。また、このパワ
ー値は次のサンプルタイムにおける受話信号パワー値の
算出のために、パワー値レジスタ２０ｇに記憶される。
以後同様に、各サンプルタイムごとに上記動作が繰り返
される。

【００３１】上記受話信号パワー値算出部２００ｆにお
いて新たな受話信号パワー値が得られるごとに、タップ
係数更新部２０ｅでは、第(1) 式に示した学習同定法に
よる更新式に基づいて新たなタップ係数が算出される。
そして、タップ係数レジスタ２０ｂに記憶されているタ
ップ係数は、この新たなタップ係数に書き替えられる。
したがって、適応フィルタ２０ｃにおいて生成される擬
似エコー信号は、１サンプルタイムごとに上記更新され
た上記タップ係数値に従って変化する。すなわち、適応
フィルタ２０ｃでは、エコーパスの伝達特性の変化に追
従して最適な擬似エコー信号が生成される。したがっ
て、演算器２０ｄから出力される残差信号のレベルは常
に最小となる。

【００３２】このように本実施例では、受話信号パワー
値を算出する際に、１サンプルタイム前の受話信号パワ
ー値をパワー値レジスタ２０ｇに記憶しておき、現サン
プルタイムにおいて新たに受話信号レジスタ２０ａに入
力された受話信号レベルの２乗値と、最も古いサンプル
タイムにおける受話信号レベルの２乗値とを、２乗計算
部２０ｈでそれぞれ算出している。そして、上記パワー
値レジスタ２０ｇに記憶された１サンプルタイム前の受
話信号パワー値に対し、上記２乗計算部２０ｈで算出さ
れた、新たな受話信号レベルの２乗値および最も古いサ
ンプルタイムにおる受話信号レベルの２乗値を、加算器
２０ｊおよび減算器２０ｋでそれぞれ加算および減算
し、これにより現サンプルタイムにおける受話信号パワ
ー値を算出している。

【００３３】したがって本実施例であれば、受話信号パ
ワー値を構成するすべてのサンプルタイムのパワー値の
うち、前サンプルタイムから値が変化するパワー値のみ
を算出すればよいことになるので、各サンプルタイムご
とにその都度すべてのサンプルタイムのパワー値を算出
してそれらを加算する演算を行なっていた従来の回路に
比べて、演算量を大幅に減らすことができる。このた
め、タップ係数の処理時間を短縮することができ、これ
によりタップ係数更新処理の応答性を向上させることが
できる。また、パワー値算出演算のためのクロック速度
を低速にすることができ、これにより回路の消費電力を
低減することができる。

【００３４】また本実施例であれば、最新サンプルタイ
ムにおける受話信号レベルの２乗値を左シフト部２０ｉ
で左シフトすることにより値を低減し、この値が低減さ
れた２乗値を前サンプルタイムにおける受話信号パワー
値に加算するようにしたので、この加算後の受話信号パ
ワー値の値が大きくなり過ぎ、これによりオーバフロー
を生じる不具合を防止することができる。すなわち、桁
数の少ない比較的小形の演算回路により受話信号パワー
値を算出することが可能となる。

【００３５】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではない。例えば、上記実施例では、先ず最新サンプ
ルタイムにおける受話信号レベルの２乗値を前サンプル
タイムにおける受話信号パワー値に加算し、次にその加
算結果から最も古いサンプルタイムにおる受話信号レベ
ルの２乗値を減算することにより、新たな受話信号パワ
ー値を算出するようにした。しかし、先ず前サンプルタ
イムにおける受話信号パワー値から最も古いサンプルタ
イムにおる受話信号レベルの２乗値を減算し、次にこの
減算結果に上記最新サンプルタイムにおける受話信号レ
ベルの２乗値を加算することにより、新たな受話信号パ
ワー値を算出するように構成してもよい。このように構
成すると、演算過程におけるパワー値の最大値を減少さ
せることができ、これにより場合によっては左シフト部
２０ｉを不要にすることも可能となる。

【００３６】その他、パワー値記憶手段、２乗値算出手
段、および前サンプルタイムの受話信号パワー値に対し
最新および最古のサンプルタイムの各２乗値を加減算す
るための演算手段の構成や演算手順、さらにはエコーキ
ャンセラを構成する他の各回路部の構成等についても、
本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施でき
る。

【００３７】

【発明の効果】以上詳述したように本発明は、タップ係
数更新のための通話信号パワー値算出手段に、前サンプ
ルタイムで算出された通話信号パワー値を記憶するため
のパワー値記憶手段と、第１および第２の２乗値算出手
段と、加減算を行なう演算手段とを設けている。そし
て、第１および第２の２乗値算出手段において、通話信
号の記憶手段に記憶されている最も古いサンプルタイム
における通話信号レベルおよび最も新しいサンプルタイ
ムにおける通話信号レベルのそれぞれの２乗値を算出
し、上記演算手段において、上記パワー値記憶手段に記
憶されている前サンプルタイムにおける通話信号パワー
値に対し、上記第１の２乗値算出手段により算出された
通話信号レベルの２乗値の減算および上記第２の２乗値
算出手段により算出された通話信号レベルの２乗値の加
算をそれぞれ行なって、新たな通話信号パワー値を算出
するようにしたものである。

【００３８】したがって本発明によれば、通話信号のパ
ワー値を演算精度を低下させることなく少ない演算量で
算出することができ、これによりタップ係数更新処理に
要する処理時間を短縮することができるエコーキャンセ
ラを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例におけるエコーキャンセラを
備えたディジタル自動車電話装置の構成を示す回路ブロ
ック図。

【図２】図１に示したエコーキャンセラの受話信号パワ
ー値算出部の演算動作を説明するための模式図。

【図３】従来のエコーキャンセラを備えたディジタル自
動車電話装置の構成の一例を示す回路ブロック図。

【符号の説明】

１…アンテナ２…アンテナ共用
器（ＤＵＰ）３…受信回路（ＲＸ）４…周波数シンセ
サイザ（ＳＹＮ）５…送信回路（ＴＸ）６…ディジタル復
調回路（ＤＥＭ）７，１８，５２…Ａ／Ｄ変換器８…誤り訂正復号
回路（ＣＨＤＥＣ）９…音声復号回路（ＳＰＤＥＣ）１０，２４，５３
…Ｄ／Ａ変換器１１，１７，２１，２６，１９０…切替スイッチ１２…ハンズフリースピーカ１３…ハンドセッ
ト１４…ハンドセットスピーカ１５…ハンドセッ
トマイクロホン１６…ハンズフリーマイクロホン２００…エコーキ
ャンセラ２０ａ…受話信号レジスタ２０ｂ…タップ係
数レジスタ２０ｃ…適応フィルタ２０ｄ…エコー消
去用演算器２０ｅ…タップ係数更新部２００ｆ…受話信
号パワー値算出部２０ｇ…パワー値レジスタ２０ｈ…２乗計算
部２０ｉ…左シフト部２０ｊ…加算器２０ｋ…減算器２２…音声符号回
路（ＳＰＣＯＤ）２３…誤り訂正符号回路（ＣＨＣＯＤ）２５…ディジタル変調回路（ＭＯＤ）３０…制御回路３１…コンソール
ユニット（ＣＵ）４０…電源回路４１…電池

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送話信号路と受話信号路との間で一方の
信号路の通話信号が他方の信号路に回り込むことにより
発生するエコー信号を消去するために設けられるエコー
キャンセラにおいて、前記一方の信号路の通話信号レベルを、所定のサンプル
周期に従って複数のサンプルタイム分だけ記憶するため
の信号記憶手段と、タップ係数を記憶するためのタップ係数記憶手段と、前記信号記憶手段に記憶された通話信号レベルとタップ
係数記憶手段に記憶されているタップ係数とを基に畳み
込み演算を行なって擬似エコー信号を生成するための適
応フィルタ手段と、この適応フィルタ手段により生成された擬似エコー信号
を前記他方の信号路の通話信号から差し引いて、エコー
信号成分が消去された通話信号を前記他方の信号路へ出
力するための消去演算手段と、学習同定法により定義された適応アルゴリズムに従って
所定の演算を行ない、この演算結果を基に前記タップ係
数記憶手段に記憶されているタップ係数を更新するため
のタップ係数更新手段と、各サンプルタイムごとに、前記信号記憶手段に記憶され
ている通話信号レベルを基に、前記タップ係数更新手段
の演算に必要な通話信号パワー値を算出するためのパワ
ー値算出手段とを具備し、この信号パワー値算出手段は、前サンプルタイムにおいて算出された通話信号パワー値
を記憶するためのパワー値記憶手段と、前記信号記憶手段に記憶されている最も古いサンプルタ
イムにおける通話信号レベルの２乗値を算出するための
第１の２乗値算出手段と、前記信号記憶手段に記憶されている最も新しいサンプル
タイムにおける通話信号レベルの２乗値を算出するため
の第２の２乗値算出手段と、前記パワー値記憶手段に記憶されている前サンプルタイ
ムにおける通話信号パワー値に対し、前記第１の２乗値
算出手段により算出された通話信号レベルの２乗値の減
算、および前記第２の２乗値算出手段により算出された
通話信号レベルの２乗値の加算をそれぞれ行ない、この
加減算により得られた通話信号パワー値を、前記タップ
係数更新手段に供給するとともに、次のサンプルタイム
における通話信号パワー値の算出のために前記パワー値
記憶手段に記憶させるための演算手段とを備えたことを
特徴とするエコーキャンセラ。