JPH0575540A - 光通信システム - Google Patents
光通信システムInfo
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- JPH0575540A JPH0575540A JP3234302A JP23430291A JPH0575540A JP H0575540 A JPH0575540 A JP H0575540A JP 3234302 A JP3234302 A JP 3234302A JP 23430291 A JP23430291 A JP 23430291A JP H0575540 A JPH0575540 A JP H0575540A
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- optical
- light
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- communication system
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J14/00—Optical multiplex systems
- H04J14/02—Wavelength-division multiplex systems
- H04J14/0298—Wavelength-division multiplex systems with sub-carrier multiplexing [SCM]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、光通信システムにおいて、広帯域
の検波回路を必要とせずに、単純な回路構成で位相雑音
の抑圧を可能とすることを目的とする。 【構成】 送信側では、伝送信号１０１とその周波数帯
域外の無変調信号１０２とが合波された合成信号１０４
により光変調が行われる。変調光１０６は、受光手段１
０７で光ヘテロダイン検波等される。復調手段１１１
は、遅延手段１１０で無変調成分抽出手段１０９におけ
る時間遅延と同じ時間だけ遅延された電気信号１０８′
と無変調成分抽出手段１０９から抽出された無変調信号
１１２とから伝送信号１０１を復調する。受信側では伝
送信号と無変調信号１０２の周波数成分１１２が受信さ
れればよく、伝送信号の周波数成分からメインキャリア
成分までの広い周波数帯域の成分を受信する必要はな
い。伝送信号１０１としては、コヒーレント光通信シス
テムにおけるベースバンドのデータ信号、コヒーレント
ＳＣＭ光通信方式におけるマイクロ波レベルで周波数多
重されたデータ信号が使用できる。
の検波回路を必要とせずに、単純な回路構成で位相雑音
の抑圧を可能とすることを目的とする。 【構成】 送信側では、伝送信号１０１とその周波数帯
域外の無変調信号１０２とが合波された合成信号１０４
により光変調が行われる。変調光１０６は、受光手段１
０７で光ヘテロダイン検波等される。復調手段１１１
は、遅延手段１１０で無変調成分抽出手段１０９におけ
る時間遅延と同じ時間だけ遅延された電気信号１０８′
と無変調成分抽出手段１０９から抽出された無変調信号
１１２とから伝送信号１０１を復調する。受信側では伝
送信号と無変調信号１０２の周波数成分１１２が受信さ
れればよく、伝送信号の周波数成分からメインキャリア
成分までの広い周波数帯域の成分を受信する必要はな
い。伝送信号１０１としては、コヒーレント光通信シス
テムにおけるベースバンドのデータ信号、コヒーレント
ＳＣＭ光通信方式におけるマイクロ波レベルで周波数多
重されたデータ信号が使用できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、光を変調して伝送する
ことによりデータ信号の通信を行う光通信システムに係
り、更に詳しくは、位相処理を含む光通信方式において
位相雑音を低減する位相雑音抑圧方式に関する。
ことによりデータ信号の通信を行う光通信システムに係
り、更に詳しくは、位相処理を含む光通信方式において
位相雑音を低減する位相雑音抑圧方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】光通信方式は、コヒーレント光通信方式
の開発と共に急速な発展を遂げつつある。
の開発と共に急速な発展を遂げつつある。
【０００３】コヒーレント光通信方式では、まず、送信
側において半導体レーザなどの光源から発せられるコヒ
レンシーの高いレーザ光の振幅・周波数・位相等が、通
信されるべきデータ信号によって直接変調される。その
結果得られる変調光は、光ファイバケーブルなどの低損
失、広帯域、無誘導の伝送路中を伝送される。受信側で
は、受光された変調光の中心周波数が光ヘテロダイン検
波又は光ホモダイン検波によって中間周波帯域又はベー
スバンド周波数帯域の周波数を有する電気信号に変換さ
れ、その電気信号からデータ信号が復調される。
側において半導体レーザなどの光源から発せられるコヒ
レンシーの高いレーザ光の振幅・周波数・位相等が、通
信されるべきデータ信号によって直接変調される。その
結果得られる変調光は、光ファイバケーブルなどの低損
失、広帯域、無誘導の伝送路中を伝送される。受信側で
は、受光された変調光の中心周波数が光ヘテロダイン検
波又は光ホモダイン検波によって中間周波帯域又はベー
スバンド周波数帯域の周波数を有する電気信号に変換さ
れ、その電気信号からデータ信号が復調される。
【０００４】このようなコヒーレント光通信方式は、キ
ャリアとなるレーザ光（キャリア光）がベースバンドの
データ信号によって直接変調される。即ち、データ信号
は、キャリア光の変調成分として伝送され、光ヘテロダ
イン検波又は光ホモダイン検波により、感度の高い受信
が可能となる。
ャリアとなるレーザ光（キャリア光）がベースバンドの
データ信号によって直接変調される。即ち、データ信号
は、キャリア光の変調成分として伝送され、光ヘテロダ
イン検波又は光ホモダイン検波により、感度の高い受信
が可能となる。
【０００５】また、コヒーレント光通信方式では、光ヘ
テロダイン検波等の採用により広大な光周波数領域（光
波長領域）を使用することが可能である。この結果、周
波数（波長）の異なる多数のキャリア光を使用して複数
チャンネル分のデータ信号が伝送される光周波数（波
長）多重伝送方式などが実現可能である。
テロダイン検波等の採用により広大な光周波数領域（光
波長領域）を使用することが可能である。この結果、周
波数（波長）の異なる多数のキャリア光を使用して複数
チャンネル分のデータ信号が伝送される光周波数（波
長）多重伝送方式などが実現可能である。
【０００６】一方、本出願人は、「特願平Ｐ２−２４２
６１５」の特許出願において、ＳＣＭ(Subcarrier Mult
iplexing) 光通信方式を提案している。ＳＣＭ光通信方
式では、複数チャンネルのデータ信号が電気段のマイク
ロ波レベルで周波数多重され、その結果得られる電気信
号によりキャリア光が光変調され伝送される。
６１５」の特許出願において、ＳＣＭ(Subcarrier Mult
iplexing) 光通信方式を提案している。ＳＣＭ光通信方
式では、複数チャンネルのデータ信号が電気段のマイク
ロ波レベルで周波数多重され、その結果得られる電気信
号によりキャリア光が光変調され伝送される。
【０００７】従って、光段での周波数多重動作は必ずし
も必要なくなり、電気段の処理だけで周波数多重（送信
側）及び周波数弁別（受信側）を行うことができる。こ
の結果、光段での高度な制御を行う光制御機器を大幅に
削減することができ、周波数多重光通信システムを低コ
ストで実現できる。
も必要なくなり、電気段の処理だけで周波数多重（送信
側）及び周波数弁別（受信側）を行うことができる。こ
の結果、光段での高度な制御を行う光制御機器を大幅に
削減することができ、周波数多重光通信システムを低コ
ストで実現できる。
【０００８】更に、上述のＳＣＭ光通信方式は、前述し
たような半導体レーザ光等の直接変調と光ヘテロダイン
検波等を用いたコヒーレント光通信方式と組み合わせら
れ得る。このような、いわゆるコヒーレントＳＣＭ光通
信方式により、通常のコヒーレント光通信システム、通
常のＳＣＭ光通信システムより、更に高密度かつ大容量
の光通信システムを低コストで実現可能である。
たような半導体レーザ光等の直接変調と光ヘテロダイン
検波等を用いたコヒーレント光通信方式と組み合わせら
れ得る。このような、いわゆるコヒーレントＳＣＭ光通
信方式により、通常のコヒーレント光通信システム、通
常のＳＣＭ光通信システムより、更に高密度かつ大容量
の光通信システムを低コストで実現可能である。
【０００９】以上概観したように、コヒーレント光通信
方式、ＳＣＭ光通信方式、コヒーレントＳＣＭ光通信方
式などの最新の光通信方式は、従来の光通信システムは
もとより、光CATVネットワークや画像情報を中心とする
広帯域伝送システム、更には将来のISDN等、あらゆる大
容量光通信ネットワークへの広範な適用が期待される。
方式、ＳＣＭ光通信方式、コヒーレントＳＣＭ光通信方
式などの最新の光通信方式は、従来の光通信システムは
もとより、光CATVネットワークや画像情報を中心とする
広帯域伝送システム、更には将来のISDN等、あらゆる大
容量光通信ネットワークへの広範な適用が期待される。
【００１０】ここで、上述した各種光通信方式におい
て、データ信号によってキャリア光の周波数又は位相が
変調される場合には、キャリア光自身のもつランダムな
位相雑音（これが主である）、又は通信過程で混入する
位相雑音が、データ信号の復調性能に大きな影響を与え
るため、適切に抑圧されなければならない。
て、データ信号によってキャリア光の周波数又は位相が
変調される場合には、キャリア光自身のもつランダムな
位相雑音（これが主である）、又は通信過程で混入する
位相雑音が、データ信号の復調性能に大きな影響を与え
るため、適切に抑圧されなければならない。
【００１１】また、データ信号によってキャリア光の振
幅が変調される場合でも、復調側で光ヘテロダイン検波
等が行われる場合に、特にデータ信号が低速である場合
には、位相雑音がデータ信号の復調性能に影響を与え
る。
幅が変調される場合でも、復調側で光ヘテロダイン検波
等が行われる場合に、特にデータ信号が低速である場合
には、位相雑音がデータ信号の復調性能に影響を与え
る。
【００１２】位相雑音の抑圧方式としては、光段で抑圧
する方式、光ヘテロダイン検波（又は光ホモダイン検
波）後の中間周波段（ＩＦ段）で抑圧する方式が知られ
ている。光段での位相雑音の抑圧方式では、光回路が複
雑になるだけでなく、変調光の中心周波数が、検波後の
ＩＦ段での中心周波数に比較して約1000倍程度と、はる
かに高いため非常に精密な制御が必要であり、実現が難
しい。そのため、位相雑音抑圧処理は、ＩＦ段で行われ
る方が容易に実現可能である。コヒーレント光通信システムにおける位相雑音抑圧方式
の従来例の説明 図１２に、位相雑音抑圧機能を有する従来のコヒーレン
ト光通信システムの基本的な構成を示す。
する方式、光ヘテロダイン検波（又は光ホモダイン検
波）後の中間周波段（ＩＦ段）で抑圧する方式が知られ
ている。光段での位相雑音の抑圧方式では、光回路が複
雑になるだけでなく、変調光の中心周波数が、検波後の
ＩＦ段での中心周波数に比較して約1000倍程度と、はる
かに高いため非常に精密な制御が必要であり、実現が難
しい。そのため、位相雑音抑圧処理は、ＩＦ段で行われ
る方が容易に実現可能である。コヒーレント光通信システムにおける位相雑音抑圧方式
の従来例の説明 図１２に、位相雑音抑圧機能を有する従来のコヒーレン
ト光通信システムの基本的な構成を示す。
【００１３】まず、送信側について説明する。データ信
号Ｄは、所定の伝送速度Ｂを有するベースバンドの通信
信号である。図１３にその周波数特性を示す。データ信
号Ｄとしては、そのメインローブのみがあれば十分であ
る。このため、データ信号Ｄは、ローパスフィルタによ
ってメインローブ以外の高調波成分が除去されている。
号Ｄは、所定の伝送速度Ｂを有するベースバンドの通信
信号である。図１３にその周波数特性を示す。データ信
号Ｄとしては、そのメインローブのみがあれば十分であ
る。このため、データ信号Ｄは、ローパスフィルタによ
ってメインローブ以外の高調波成分が除去されている。
【００１４】光変調器１２０１は、データ信号Ｄによっ
て光周波数がｆs であるキャリア光を光変調する。（光
変調方式としては位相偏移キーイング（ＰＳＫ:Phase S
hiftKeying）方式が採用される。） また、キャリア光
としては、例えば半導体レーザ（狭スペクトル線幅、広
帯域のDFB 型半導体レーザが望ましい）から得られるレ
ーザ光が用いられる。そして、上述の光変調動作は、デ
ータ信号ＤによってLiNbO3光位相変調器のバイアス電圧
や半導体レーザのバイアス電流又は温度に対して直接変
調をかける動作として実現される。
て光周波数がｆs であるキャリア光を光変調する。（光
変調方式としては位相偏移キーイング（ＰＳＫ:Phase S
hiftKeying）方式が採用される。） また、キャリア光
としては、例えば半導体レーザ（狭スペクトル線幅、広
帯域のDFB 型半導体レーザが望ましい）から得られるレ
ーザ光が用いられる。そして、上述の光変調動作は、デ
ータ信号ＤによってLiNbO3光位相変調器のバイアス電圧
や半導体レーザのバイアス電流又は温度に対して直接変
調をかける動作として実現される。
【００１５】光変調器１２０１において得られた変調光
は、光ファイバ１２０２を伝送される。次に、受信側に
ついて説明する。
は、光ファイバ１２０２を伝送される。次に、受信側に
ついて説明する。
【００１６】光ファイバ１２０２内を伝送されてきた変
調光は、混合回路１２０３において、半導体レーザであ
る局部発振器（Ｌｏ−ＬＤ）１２０４からの中心光周波
数がｆL である局部発振光と混合され、その混合光がフ
ォトダイオード等の受光器１２０５で受光されることに
よって光ヘテロダイン検波される。この場合、変調光の
中心光周波数ｆs （キャリア光の中心光周波数に等し
い）と局部発振光の光周波数ｆL との差周波数｜ｆs −
ｆL ｜が、検波後の中間周波段（ＩＦ段）での電気信号
の中心周波数ｆifとなる。混合回路１２０３としては、
例えばハーフミラー或いはファイバ融着型光カプラなど
が用いられる。
調光は、混合回路１２０３において、半導体レーザであ
る局部発振器（Ｌｏ−ＬＤ）１２０４からの中心光周波
数がｆL である局部発振光と混合され、その混合光がフ
ォトダイオード等の受光器１２０５で受光されることに
よって光ヘテロダイン検波される。この場合、変調光の
中心光周波数ｆs （キャリア光の中心光周波数に等し
い）と局部発振光の光周波数ｆL との差周波数｜ｆs −
ｆL ｜が、検波後の中間周波段（ＩＦ段）での電気信号
の中心周波数ｆifとなる。混合回路１２０３としては、
例えばハーフミラー或いはファイバ融着型光カプラなど
が用いられる。
【００１７】受光器１２０５から出力される中間周波信
号は、増幅器１２０６で増幅された後、位相雑音抑圧回
路（ＰＮＣ:Phase Noise Canceller）１２０７に入力さ
れ、ここで、中間周波信号に含まれている位相雑音が抑
圧される。
号は、増幅器１２０６で増幅された後、位相雑音抑圧回
路（ＰＮＣ:Phase Noise Canceller）１２０７に入力さ
れ、ここで、中間周波信号に含まれている位相雑音が抑
圧される。
【００１８】位相雑音が抑圧された中間周波信号は、復
調回路（ＤＥＭＯＤ）１２０８によって復調される。図
１４は、図１２のＰＮＣ１２０７の構成を示す図であ
る。この従来例では、受信された中間周波信号からキャ
リア成分が再生され、このキャリア成分と受信された中
間周波信号との位相比較処理が行われることにより、位
相雑音が抑圧される。
調回路（ＤＥＭＯＤ）１２０８によって復調される。図
１４は、図１２のＰＮＣ１２０７の構成を示す図であ
る。この従来例では、受信された中間周波信号からキャ
リア成分が再生され、このキャリア成分と受信された中
間周波信号との位相比較処理が行われることにより、位
相雑音が抑圧される。
【００１９】ここで、通常のコヒーレント光通信方式で
は、前述したように、ベースバンドのデータ信号はキャ
リア光の変調成分として伝送されるため、光ヘテロダイ
ン検波後のＩＦ段では、キャリア成分の周波数ｆifとデ
ータ信号の周波数帯域が重なっている。従って、何らか
の手段によってキャリア成分のみを再生する必要があ
る。
は、前述したように、ベースバンドのデータ信号はキャ
リア光の変調成分として伝送されるため、光ヘテロダイ
ン検波後のＩＦ段では、キャリア成分の周波数ｆifとデ
ータ信号の周波数帯域が重なっている。従って、何らか
の手段によってキャリア成分のみを再生する必要があ
る。
【００２０】そこで、図１４の構成を有する図１２のＰ
ＮＣ１２０７では、受信された中間周波信号が２つのル
ートに分岐され、第１のルートでは、受信された中間周
波信号が遅延回路１４０１で遅延され、第２のルートで
は、周波数逓倍器１４０２、バンドパスフィルタ１４０
３及び周波数分周器１４０４によりキャリア成分が再生
される。そして、各ルートの出力信号が乗算器１４０５
でミキシングされることにより、位相雑音が抑圧された
中間周波信号が得られる。
ＮＣ１２０７では、受信された中間周波信号が２つのル
ートに分岐され、第１のルートでは、受信された中間周
波信号が遅延回路１４０１で遅延され、第２のルートで
は、周波数逓倍器１４０２、バンドパスフィルタ１４０
３及び周波数分周器１４０４によりキャリア成分が再生
される。そして、各ルートの出力信号が乗算器１４０５
でミキシングされることにより、位相雑音が抑圧された
中間周波信号が得られる。
【００２１】以下に、図１４の構成に基づく位相雑音抑
圧方式の原理を説明する。なお、図１４の構成は、図１
２の光変調器１２０１がディジタル信号であるデータ信
号Ｄに対してＰＳＫ方式により光変調する場合を前提と
している。また、以下の各式において、Ａ1 〜Ａ5 は、
それぞれ所定の定数を示す。
圧方式の原理を説明する。なお、図１４の構成は、図１
２の光変調器１２０１がディジタル信号であるデータ信
号Ｄに対してＰＳＫ方式により光変調する場合を前提と
している。また、以下の各式において、Ａ1 〜Ａ5 は、
それぞれ所定の定数を示す。
【００２２】まず、図１２の増幅器１２０６から入力さ
れる中間周波信号をＩ1 とすると、Ｉ1 は次式で示され
る。
れる中間周波信号をＩ1 とすると、Ｉ1 は次式で示され
る。
【００２３】
【数１】 Ｉ1 ＝Ａ1 ｃｏｓ｛２πｆifｔ＋θ（ｔ）＋φ（ｔ）｝ ここで、θ（ｔ）は、ＰＳＫ方式により光変調されたデ
ータ信号Ｄに対応する位相成分であり、０又はπのいず
れかの位相値を有する。また、φ（ｔ）は、抑圧される
べき位相雑音である。
ータ信号Ｄに対応する位相成分であり、０又はπのいず
れかの位相値を有する。また、φ（ｔ）は、抑圧される
べき位相雑音である。
【００２４】この中間周波信号Ｉ1 は、２つのルートに
分岐される。まず、第１のルート上の遅延回路１４０１
で遅延された中間周波信号をＩ2とすると、数１式よ
り、Ｉ2 は次式で示される。
分岐される。まず、第１のルート上の遅延回路１４０１
で遅延された中間周波信号をＩ2とすると、数１式よ
り、Ｉ2 は次式で示される。
【００２５】
【数２】 Ｉ2 ＝Ａ1 ｃｏｓ｛２πｆif（ｔ−Δｔ1 ）＋θ（ｔ−Δｔ1 ） ＋φ（ｔ−Δｔ1 ）｝ ここで、Δｔ1 は、遅延回路１４０１における遅延時間
を示す。
を示す。
【００２６】一方、第２のルート上の周波数逓倍器１４
０２によって周波数が２倍された中間周波信号をＩ3 と
すると、数１式より、Ｉ3 は次式で示される。 Ｉ3 ＝Ａ2 ｃｏｓ｛２π・２ｆifｔ＋２θ（ｔ）＋２φ（ｔ）｝ ここで、θ（ｔ）＝０，πであるから、２θ（ｔ）＝
０，２πである。従って、上式は、次のように表現され
る。
０２によって周波数が２倍された中間周波信号をＩ3 と
すると、数１式より、Ｉ3 は次式で示される。 Ｉ3 ＝Ａ2 ｃｏｓ｛２π・２ｆifｔ＋２θ（ｔ）＋２φ（ｔ）｝ ここで、θ（ｔ）＝０，πであるから、２θ（ｔ）＝
０，２πである。従って、上式は、次のように表現され
る。
【００２７】
【数３】 Ｉ3 ＝Ａ2 ｃｏｓ｛２π・２ｆifｔ＋２φ（ｔ）｝ この中間周波信号Ｉ3 は、周波数２ｆifの近傍の周波数
成分のみを通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１
４０３によってフィルタリングされた後、周波数分周器
１４０４に入力する。そして、周波数分周器１４０４か
ら出力される中間周波信号をＩ4 とすると、数３式よ
り、Ｉ4 は次式で示される。
成分のみを通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１
４０３によってフィルタリングされた後、周波数分周器
１４０４に入力する。そして、周波数分周器１４０４か
ら出力される中間周波信号をＩ4 とすると、数３式よ
り、Ｉ4 は次式で示される。
【００２８】 Ｉ4 ＝Ａ3 ｃｏｓ｛２π・ｆifｔ＋φ（ｔ）｝ ここで、周波数逓倍器１４０２、ＢＰＦ１４０３及び周
波数分周器１４０４の経路上を中間周波信号が流れる過
程で時間遅延が生じる。この時間遅延をΔｔ2 とすれ
ば、この時間遅延を考慮した周波数分周器１４０４の出
力Ｉ4 は、上式より、次式で示される。
波数分周器１４０４の経路上を中間周波信号が流れる過
程で時間遅延が生じる。この時間遅延をΔｔ2 とすれ
ば、この時間遅延を考慮した周波数分周器１４０４の出
力Ｉ4 は、上式より、次式で示される。
【００２９】
【数４】 Ｉ4 ＝Ａ3 ｃｏｓ｛２πｆif（ｔ−Δｔ2 ）＋φ（ｔ−Δｔ2 ）｝ 以上のようにして、第２のルートからキャリア成分であ
る中間周波信号Ｉ4が再生される。
る中間周波信号Ｉ4が再生される。
【００３０】そして、この中間周波信号Ｉ4 と前述した
第１のルート上の遅延回路１４０１で遅延された中間周
波信号Ｉ2 とが乗算器１４０５で乗算される。この結果
得られる出力信号のうち、検波帯域内に入る成分をＩ5
とすると、数２式と数４式より、Ｉ5 は次式で示され
る。
第１のルート上の遅延回路１４０１で遅延された中間周
波信号Ｉ2 とが乗算器１４０５で乗算される。この結果
得られる出力信号のうち、検波帯域内に入る成分をＩ5
とすると、数２式と数４式より、Ｉ5 は次式で示され
る。
【００３１】
【数５】 Ｉ5 ＝Ａ4 ｃｏｓ｛２πｆif（Δｔ1 −Δｔ2 ）＋θ（ｔ−Δｔ1 ） ＋Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）｝ 但し、Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）は、乗算器１４０５の出
力に含まれる位相雑音であり、次式で示される。
力に含まれる位相雑音であり、次式で示される。
【００３２】
【数６】 Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）＝φ（ｔ−Δｔ1 ）−φ（ｔ−Δｔ2 ） ここで、上記位相雑音がガウシアン白色雑音であると仮
定すれば、Δφの分散σ2 は次式で与えられる。
定すれば、Δφの分散σ2 は次式で与えられる。
【００３３】
【数７】 σ2 ＝２πΔνif｜Δｔ1 −Δｔ2 ｜ なお、Δνifは、ビートスペクトル線幅である。
【００３４】上述の数６式と数７式より、遅延回路１４
０１における遅延時間Δｔ1 が、周波数逓倍器１４０
２、ＢＰＦ１４０３及び周波数分周器１４０４における
時間遅延Δｔ2 に等しくなるように、遅延回路１４０１
を調整することにより、位相雑音成分Δφ（Δｔ1 −Δ
ｔ2 ）のゆらぎを０にすることが可能となり、前述の数
５式で示される乗算器１４０５の出力Ｉ5 は、
０１における遅延時間Δｔ1 が、周波数逓倍器１４０
２、ＢＰＦ１４０３及び周波数分周器１４０４における
時間遅延Δｔ2 に等しくなるように、遅延回路１４０１
を調整することにより、位相雑音成分Δφ（Δｔ1 −Δ
ｔ2 ）のゆらぎを０にすることが可能となり、前述の数
５式で示される乗算器１４０５の出力Ｉ5 は、
【００３５】
【数８】 Ｉ5 ＝Ａ4 ｃｏｓ｛θ（ｔ−Δｔ1 ）｝ となる（∵Δφの平均値＜Δφ＞＝０）。この中間周波
信号Ｉ5 が図１２のＤＥＭＯＤ１２０８に入力されるこ
とによって、位相雑音が抑圧された状態でデータ信号Ｄ
を復調することが可能となる。コヒーレントＳＣＭ光通信システムにおける位相雑音抑
圧方式の従来例の説明 次に、図１５に、位相雑音抑圧機能を有する従来のコヒ
ーレントＳＣＭ光通信システムの基本的な構成を示す。
信号Ｉ5 が図１２のＤＥＭＯＤ１２０８に入力されるこ
とによって、位相雑音が抑圧された状態でデータ信号Ｄ
を復調することが可能となる。コヒーレントＳＣＭ光通信システムにおける位相雑音抑
圧方式の従来例の説明 次に、図１５に、位相雑音抑圧機能を有する従来のコヒ
ーレントＳＣＭ光通信システムの基本的な構成を示す。
【００３６】まず、送信側について説明する。各変調器
１５０１−１〜１５０１−Ｎは、各データ信号Ｄ1 〜Ｄ
N により各チャンネルに割り振られた異なる周波数ｆ1
〜ｆN の各キャリアを変調する。この変調方式は、デー
タ信号Ｄがアナログ信号の場合には振幅変調（ＡＭ:Amp
litudeModulation）、周波数変調（ＦＭ:Frequency Mod
ulation ）又は位相変調（ＰＭ:Phase Modulation ）の
何れの方式でもよく、データ信号Ｄがディジタル信号の
場合には振幅偏移キーイング（ＡＳＫ:AmplitudeShift
Keying ）、周波数偏移キーイング（ＦＳＫ:Frequency
Shift Keying ）又は位相偏移キーイング（ＰＳＫ:Phas
e Shift Keying ）の何れの方式でもよい。
１５０１−１〜１５０１−Ｎは、各データ信号Ｄ1 〜Ｄ
N により各チャンネルに割り振られた異なる周波数ｆ1
〜ｆN の各キャリアを変調する。この変調方式は、デー
タ信号Ｄがアナログ信号の場合には振幅変調（ＡＭ:Amp
litudeModulation）、周波数変調（ＦＭ:Frequency Mod
ulation ）又は位相変調（ＰＭ:Phase Modulation ）の
何れの方式でもよく、データ信号Ｄがディジタル信号の
場合には振幅偏移キーイング（ＡＳＫ:AmplitudeShift
Keying ）、周波数偏移キーイング（ＦＳＫ:Frequency
Shift Keying ）又は位相偏移キーイング（ＰＳＫ:Phas
e Shift Keying ）の何れの方式でもよい。
【００３７】その後、マルチプレクサ１５０２は、各変
調器１５０１−１〜１５０１−Ｎで変調された各チャン
ネル信号を合成し、サブキャリア多重信号（ＳＣＭ信
号）を生成する。マルチプレクサ１５０２は、単に電気
信号を足し算する程度の機能を有していればよく、例え
ばマイクロ波のカプラ等のような簡易かつ安価なもので
実現可能である。
調器１５０１−１〜１５０１−Ｎで変調された各チャン
ネル信号を合成し、サブキャリア多重信号（ＳＣＭ信
号）を生成する。マルチプレクサ１５０２は、単に電気
信号を足し算する程度の機能を有していればよく、例え
ばマイクロ波のカプラ等のような簡易かつ安価なもので
実現可能である。
【００３８】ここで、各チャンネル信号は、周波数軸上
において、それぞれに隣接するチャンネル信号が漏れ込
まないように周波数多重される必要がある。そのため、
各変調器１５０１−ｉ（１≦ｉ≦Ｎ）において、変調後
に、各データ信号Ｄi のメインローブの信号成分のみが
抽出されるような、各周波数ｆi を中心とするバンドパ
スフィルタリング処理が行われる。即ち、各データ信号
Ｄi の伝送速度をＢi とすれば、変調後に、カットオフ
周波数がｆi ±Ｂi であるバンドパスフィルタリング処
理が行われる。
において、それぞれに隣接するチャンネル信号が漏れ込
まないように周波数多重される必要がある。そのため、
各変調器１５０１−ｉ（１≦ｉ≦Ｎ）において、変調後
に、各データ信号Ｄi のメインローブの信号成分のみが
抽出されるような、各周波数ｆi を中心とするバンドパ
スフィルタリング処理が行われる。即ち、各データ信号
Ｄi の伝送速度をＢi とすれば、変調後に、カットオフ
周波数がｆi ±Ｂi であるバンドパスフィルタリング処
理が行われる。
【００３９】或いは、各変調器１５０１−ｉにおいて、
変調前に、ベースバンドの各データ信号Ｄi のメインロ
ーブの信号成分のみが抽出されるような、カットオフ周
波数がＢi であるローパスフィルタリング処理が行われ
てもよい。
変調前に、ベースバンドの各データ信号Ｄi のメインロ
ーブの信号成分のみが抽出されるような、カットオフ周
波数がＢi であるローパスフィルタリング処理が行われ
てもよい。
【００４０】以上の各変調器１５０１−１〜１５０１−
Ｎにおける各フィルタリング処理により、ディジタル信
号に対しても各チャンネル信号の周波数間隔を最大で各
データ伝送速度Ｂi の２倍まで近接させることが可能と
なる。マルチプレクサ１５０２から得られるＳＣＭ信号
の周波数軸上のチャンネル配置を図１６に示す。
Ｎにおける各フィルタリング処理により、ディジタル信
号に対しても各チャンネル信号の周波数間隔を最大で各
データ伝送速度Ｂi の２倍まで近接させることが可能と
なる。マルチプレクサ１５０２から得られるＳＣＭ信号
の周波数軸上のチャンネル配置を図１６に示す。
【００４１】次に、光変調器１５０３は、マルチプレク
サ１５０２から出力されるＳＣＭ信号によって光周波数
がｆs であるキャリア光を光変調する。この光変調方式
は、ＡＭ、ＦＭ又はＰＭの何れの方式でもよい。また、
キャリア光としては、図１２の場合と同様、半導体レー
ザなどから得られるレーザ光が用いられる。
サ１５０２から出力されるＳＣＭ信号によって光周波数
がｆs であるキャリア光を光変調する。この光変調方式
は、ＡＭ、ＦＭ又はＰＭの何れの方式でもよい。また、
キャリア光としては、図１２の場合と同様、半導体レー
ザなどから得られるレーザ光が用いられる。
【００４２】光変調器１５０３において得られた変調光
は、光ファイバ１５０４上を伝送される。次に、受信側
について説明する。
は、光ファイバ１５０４上を伝送される。次に、受信側
について説明する。
【００４３】光ファイバ１５０４内を伝送されてきた変
調光が、混合回路１５０５、Ｌｏ−ＬＤ１５０６及び受
光器１５０７によって光ヘテロダイン検波される構成
は、図１２の場合と同様である。
調光が、混合回路１５０５、Ｌｏ−ＬＤ１５０６及び受
光器１５０７によって光ヘテロダイン検波される構成
は、図１２の場合と同様である。
【００４４】受光器１５０７から得られる中間周波信号
の中心周波数ｆifは、図１２の場合と同様、光ファイバ
１５０４からの変調光の中心光周波数ｆs と局部発振光
の光周波数ｆL との差周波数｜ｆs−ｆL ｜に等しい。
このような中心周波数ｆifを有する中間周波信号の低周
波側１次サイドバンド周波数配置を図１７に示す。図１
７からわかるように、ＩＦ段では、周波数ｆifの無変調
のメインキャリア成分と共に、中心周波数がそれぞれｆ
if−ｆ1 、ｆif−ｆ2 、・・・、ｆif−ｆN の各サブキ
ャリア成分が周波数多重されている。
の中心周波数ｆifは、図１２の場合と同様、光ファイバ
１５０４からの変調光の中心光周波数ｆs と局部発振光
の光周波数ｆL との差周波数｜ｆs−ｆL ｜に等しい。
このような中心周波数ｆifを有する中間周波信号の低周
波側１次サイドバンド周波数配置を図１７に示す。図１
７からわかるように、ＩＦ段では、周波数ｆifの無変調
のメインキャリア成分と共に、中心周波数がそれぞれｆ
if−ｆ1 、ｆif−ｆ2 、・・・、ｆif−ｆN の各サブキ
ャリア成分が周波数多重されている。
【００４５】上記中間周波信号は、増幅器１５０８で増
幅された後、ＰＮＣ１５０９に入力され、ここで、中間
周波信号に含まれている位相雑音が抑圧される。位相雑
音が抑圧された中間周波信号は、チャンネル数分だけ分
岐される。各復調器１５１０−１〜１５１０−Ｎは、上
述の分岐された各中間周波信号から、それぞれｆif−ｆ
1 、ｆif−ｆ2 、・・・、ｆif−ｆN の各中心周波数近
傍の各サブキャリア成分を抽出して、各データ信号Ｄ1
〜ＤN を復調する。
幅された後、ＰＮＣ１５０９に入力され、ここで、中間
周波信号に含まれている位相雑音が抑圧される。位相雑
音が抑圧された中間周波信号は、チャンネル数分だけ分
岐される。各復調器１５１０−１〜１５１０−Ｎは、上
述の分岐された各中間周波信号から、それぞれｆif−ｆ
1 、ｆif−ｆ2 、・・・、ｆif−ｆN の各中心周波数近
傍の各サブキャリア成分を抽出して、各データ信号Ｄ1
〜ＤN を復調する。
【００４６】上述のコヒーレントＳＣＭ光通信システム
では、電気段でマイクロ波のカプラ等の安価なマルチプ
レクサによって周波数多重信号（ＳＣＭ信号）が生成さ
れた後、このＳＣＭ信号によって光変調が行われる。こ
のため、光変調器は１個で済み、かつ、システム全体の
低コスト化が期待できるという特徴を有する。また、前
述したように、送信側で伝送速度の２倍程度までチャン
ネル間隔を近接できるため、受信側では広帯域の受信機
によって全て又は複数のチャンネルを一括して受信でき
る。
では、電気段でマイクロ波のカプラ等の安価なマルチプ
レクサによって周波数多重信号（ＳＣＭ信号）が生成さ
れた後、このＳＣＭ信号によって光変調が行われる。こ
のため、光変調器は１個で済み、かつ、システム全体の
低コスト化が期待できるという特徴を有する。また、前
述したように、送信側で伝送速度の２倍程度までチャン
ネル間隔を近接できるため、受信側では広帯域の受信機
によって全て又は複数のチャンネルを一括して受信でき
る。
【００４７】図１８は、図１５のＰＮＣ１５０９の構成
を示す図である。この従来例でも、図１４のコヒーレン
ト光通信システムの場合と同様、受信された中間周波信
号からメインキャリア成分が抽出され、このメインキャ
リア成分と受信された中間周波信号との位相比較処理が
行われることにより、位相雑音が抑圧される。
を示す図である。この従来例でも、図１４のコヒーレン
ト光通信システムの場合と同様、受信された中間周波信
号からメインキャリア成分が抽出され、このメインキャ
リア成分と受信された中間周波信号との位相比較処理が
行われることにより、位相雑音が抑圧される。
【００４８】図１８では、受信された中間周波信号が２
つのルートに分岐され、第１のルートでは、受信された
中間周波信号が遅延回路１８０１で遅延され、第２のル
ートでは、バンドパスフィルタ１８０２によってメイン
キャリア成分が抽出される。そして、各ルートの出力信
号が乗算器１８０３でミキシングされることにより、位
相雑音が抑圧された中間周波信号が得られる。
つのルートに分岐され、第１のルートでは、受信された
中間周波信号が遅延回路１８０１で遅延され、第２のル
ートでは、バンドパスフィルタ１８０２によってメイン
キャリア成分が抽出される。そして、各ルートの出力信
号が乗算器１８０３でミキシングされることにより、位
相雑音が抑圧された中間周波信号が得られる。
【００４９】以下に、図１８の構成に基づく位相雑音抑
圧方式の原理を説明する。なお、以下の説明では、図１
５の光変調器１５０３がＰＭ方式により光変調する場合
を例として説明する。また、以下の各式において、
Ａ6 、Ａ6 ′、Ａ7 及びＡ8 は、それぞれ所定の定数を
示す。
圧方式の原理を説明する。なお、以下の説明では、図１
５の光変調器１５０３がＰＭ方式により光変調する場合
を例として説明する。また、以下の各式において、
Ａ6 、Ａ6 ′、Ａ7 及びＡ8 は、それぞれ所定の定数を
示す。
【００５０】まず、図１５の増幅器１５０８から入力さ
れる中間周波信号をＩ6 とすると、Ｉ6 は次式で示され
る。
れる中間周波信号をＩ6 とすると、Ｉ6 は次式で示され
る。
【００５１】
【数９】 Ｉ6 ＝Ａ6 Ｊ1(m)Σｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆi ）ｔ−Ｄi ｔ＋φ（ｔ）｝ ＋Ａ6 ′Ｊ0(m)ｃｏｓ｛２πｆifｔ＋φ（ｔ）｝ ここで前述したように、Ｄi （１≦ｉ≦Ｎ）は各チャン
ネルのデータ信号、ｆifはＩＦ段でのメインキャリア周
波数、ｆi （１≦ｉ≦Ｎ）は各チャンネルに対応する電
気段でのキャリア周波数（図１６参照）、（ｆif−
ｆi ）はＩＦ段でのサブキャリア周波数である。また、
ｍはＰＭ又はＦＭ変調指数、φ（ｔ）は抑圧されるべき
位相雑音、そして、Ｊn （ｎ＝０，１）はｎ次の第１種
ベッセル関数を表わす。
ネルのデータ信号、ｆifはＩＦ段でのメインキャリア周
波数、ｆi （１≦ｉ≦Ｎ）は各チャンネルに対応する電
気段でのキャリア周波数（図１６参照）、（ｆif−
ｆi ）はＩＦ段でのサブキャリア周波数である。また、
ｍはＰＭ又はＦＭ変調指数、φ（ｔ）は抑圧されるべき
位相雑音、そして、Ｊn （ｎ＝０，１）はｎ次の第１種
ベッセル関数を表わす。
【００５２】この中間周波信号Ｉ6 は、２つのルートに
分岐される。まず、第１のルート上の遅延回路１８０１
で遅延された中間周波信号をＩ7とすると、数９式よ
り、Ｉ7 は次式で示される。
分岐される。まず、第１のルート上の遅延回路１８０１
で遅延された中間周波信号をＩ7とすると、数９式よ
り、Ｉ7 は次式で示される。
【００５３】
【数１０】 Ｉ7 ＝Ａ6 Ｊ1(m)Σｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆi ）（ｔ−Δｔ1 ） −Ｄi （ｔ−Δｔ1 ）＋φ（ｔ−Δｔ1 ）｝ ＋Ａ6 ′Ｊ0(m)ｃｏｓ｛２πｆif（ｔ−Δｔ1 ）＋φ（ｔ−Δｔ1 ）｝ ここで、Δｔ1 は、図１４の場合と同様、遅延回路１８
０１における遅延時間を示す。
０１における遅延時間を示す。
【００５４】一方、第２のルート上のＢＰＦ１８０２
は、メインキャリア周波数ｆifの近傍の周波数成分のみ
を通過させる。ここから出力される中間周波信号をＩ8
とすると、数９式より、Ｉ8 は次式で示される。
は、メインキャリア周波数ｆifの近傍の周波数成分のみ
を通過させる。ここから出力される中間周波信号をＩ8
とすると、数９式より、Ｉ8 は次式で示される。
【００５５】 Ｉ8 ＝Ａ7 Ｊ0(m)ｃｏｓ｛２π・ｆifｔ＋φ（ｔ）｝ ここで、ＢＰＦ１８０２を中間周波信号が流れる過程で
時間遅延が生じる。この時間遅延をΔｔ2 とすれば、こ
の時間遅延を考慮したＢＰＦ１８０２の出力Ｉ8 は、上
式より、次式で示される。
時間遅延が生じる。この時間遅延をΔｔ2 とすれば、こ
の時間遅延を考慮したＢＰＦ１８０２の出力Ｉ8 は、上
式より、次式で示される。
【００５６】
【数１１】 Ｉ8 ＝Ａ7 Ｊ0(m)ｃｏｓ｛２π・ｆif（ｔ−Δｔ2 ）＋φ（ｔ−Δｔ2 ）｝ 以上のようにして、第２のルートからメインキャリア成
分である中間周波信号Ｉ8 が再生される。
分である中間周波信号Ｉ8 が再生される。
【００５７】そして、この中間周波信号Ｉ8 と前述した
第１のルート上の遅延回路１８０１で遅延された中間周
波信号Ｉ7 とが乗算器１８０３で乗算される。この結果
得られる出力信号のうち、検波帯域内に入る成分をＩ9
とすると、数１０式と数１１式より、Ｉ9 は次式で示さ
れる。
第１のルート上の遅延回路１８０１で遅延された中間周
波信号Ｉ7 とが乗算器１８０３で乗算される。この結果
得られる出力信号のうち、検波帯域内に入る成分をＩ9
とすると、数１０式と数１１式より、Ｉ9 は次式で示さ
れる。
【００５８】
【数１２】 Ｉ9 ＝Ａ8 Σｃｏｓ｛２πｆif（Δｔ1 −Δｔ2 ）−２πｆi （ｔ−Δｔ1 ） −Ｄi （ｔ−Δｔ1 ）＋Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）｝ ここで、Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）とその分散σ2 は、図
１４の数６式及び数７式と同様である。従って、図１４
の場合と同様、遅延回路１８０１における遅延時間Δｔ
1 が、ＢＰＦ１８０２における時間遅延Δｔ2 に等しく
なるように、遅延回路１８０２を調整することにより、
位相雑音成分Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）を０にすることが
可能となり、上述の数１２式で示される乗算器１８０３
の出力Ｉ9 は、
１４の数６式及び数７式と同様である。従って、図１４
の場合と同様、遅延回路１８０１における遅延時間Δｔ
1 が、ＢＰＦ１８０２における時間遅延Δｔ2 に等しく
なるように、遅延回路１８０２を調整することにより、
位相雑音成分Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）を０にすることが
可能となり、上述の数１２式で示される乗算器１８０３
の出力Ｉ9 は、
【００５９】
【数１３】 Ｉ9 ＝Ａ8 Σｃｏｓ｛２πｆi （ｔ−Δｔ1 ）−Ｄi （ｔ−Δｔ1 ）｝ となる（∵Δφの平均値＜Δφ＞＝０）。この中間周波
信号Ｉ9 が図１２の各ＤＥＭＯＤ１５１０−１〜１５１
０−Ｎに入力されることによって、位相雑音が抑圧され
た状態でデータ信号Ｄi を復調することが可能となる。
信号Ｉ9 が図１２の各ＤＥＭＯＤ１５１０−１〜１５１
０−Ｎに入力されることによって、位相雑音が抑圧され
た状態でデータ信号Ｄi を復調することが可能となる。
【００６０】
【発明が解決しようとする課題】ここで、図１２及び図
１４の構成を有する従来のコヒーレント光通信システム
では、ＰＮＣ１２０７の構成として、受信された中間周
波信号からキャリア成分を再生するために、周波数逓倍
器１４０２、ＢＰＦ１４０３及び周波数分周器１４０４
などを必要とし、システム全体のコストを引き上げる結
果となってしまうという問題点を有している。
１４の構成を有する従来のコヒーレント光通信システム
では、ＰＮＣ１２０７の構成として、受信された中間周
波信号からキャリア成分を再生するために、周波数逓倍
器１４０２、ＢＰＦ１４０３及び周波数分周器１４０４
などを必要とし、システム全体のコストを引き上げる結
果となってしまうという問題点を有している。
【００６１】また、キャリアの再生を完全にするために
は、光位相変調（０、π）を完全にする必要があり、こ
れにも技術的な難しさがある。一方、図１５及び図１８
の構成を有する従来のコヒーレントＳＣＭ光通信システ
ムでは、ＰＮＣ１５０９において、前述した数９式〜数
１３式で示されるように、周波数ｆifの無変調のメイン
キャリア成分を抽出すると共に、中心周波数がそれぞれ
ｆif−ｆ1 、ｆif−ｆ2 、・・・、ｆif−ｆN の各サブ
キャリア成分も処理する必要がある。
は、光位相変調（０、π）を完全にする必要があり、こ
れにも技術的な難しさがある。一方、図１５及び図１８
の構成を有する従来のコヒーレントＳＣＭ光通信システ
ムでは、ＰＮＣ１５０９において、前述した数９式〜数
１３式で示されるように、周波数ｆifの無変調のメイン
キャリア成分を抽出すると共に、中心周波数がそれぞれ
ｆif−ｆ1 、ｆif−ｆ2 、・・・、ｆif−ｆN の各サブ
キャリア成分も処理する必要がある。
【００６２】ここで、図１７に示される周波数ｆifの無
変調のメインキャリア成分のパワーは、中心周波数がそ
れぞれｆif−ｆ1 、ｆif−ｆ2 、・・・、ｆif−ｆN の
各サブキャリア成分のパワーに比較して大きい。即ち、
〔Ｊ0(m)／Ｊ1(m)〕2 の値が大きい。このため、メイン
キャリア成分の周波数ｆifと第１番目のサブキャリア成
分の中心周波数ｆif−ｆ1 との間の周波数間隔は十分
（数ギガＨｚ程度）に確保する必要がある。また、この
周波数間隔が狭いと、多数の高次変調成分がイメージと
して受信帯域に混入してくるために、受信感度が低下し
てしまう。
変調のメインキャリア成分のパワーは、中心周波数がそ
れぞれｆif−ｆ1 、ｆif−ｆ2 、・・・、ｆif−ｆN の
各サブキャリア成分のパワーに比較して大きい。即ち、
〔Ｊ0(m)／Ｊ1(m)〕2 の値が大きい。このため、メイン
キャリア成分の周波数ｆifと第１番目のサブキャリア成
分の中心周波数ｆif−ｆ1 との間の周波数間隔は十分
（数ギガＨｚ程度）に確保する必要がある。また、この
周波数間隔が狭いと、多数の高次変調成分がイメージと
して受信帯域に混入してくるために、受信感度が低下し
てしまう。
【００６３】以上のような理由で、図１５の混合回路１
５０５、Ｌｏ−ＬＤ１５０６、受光器１５０７及び増幅
器１５０８からなる光ヘテロダイン検波回路としては、
メインキャリア成分とサブキャリア成分を同時に受信で
きるような広帯域の回路が必要となり、このため、シス
テム全体のコストを引き上げる結果となってしまうとい
う問題点を有している。
５０５、Ｌｏ−ＬＤ１５０６、受光器１５０７及び増幅
器１５０８からなる光ヘテロダイン検波回路としては、
メインキャリア成分とサブキャリア成分を同時に受信で
きるような広帯域の回路が必要となり、このため、シス
テム全体のコストを引き上げる結果となってしまうとい
う問題点を有している。
【００６４】本発明は、位相雑音抑圧機能を有する光通
信システムにおいて、広帯域の検波回路を必要とせず、
単純な回路構成で位相雑音の抑圧を可能とすることを目
的とする。
信システムにおいて、広帯域の検波回路を必要とせず、
単純な回路構成で位相雑音の抑圧を可能とすることを目
的とする。
【００６５】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明のブロッ
ク図である。まず、混合手段１０３は、伝送信号１０１
と、その周波数帯域に含まれない周波数を有する無変調
信号１０２とを合波する。
ク図である。まず、混合手段１０３は、伝送信号１０１
と、その周波数帯域に含まれない周波数を有する無変調
信号１０２とを合波する。
【００６６】ここで、伝送信号１０１が、ベースバンド
のデータ信号そのものである場合には、本発明が適用さ
れる光通信システムは通常のコヒーレント光通信システ
ムとなる。
のデータ信号そのものである場合には、本発明が適用さ
れる光通信システムは通常のコヒーレント光通信システ
ムとなる。
【００６７】これに対して、本発明は、コヒーレントＳ
ＣＭ(Subcarrier Multiplexing) 光通信方式に適用する
ことも可能である。この場合には、まず、複数チャンネ
ルの伝送信号の各々に対応して設けられる複数の電気段
変調手段が、各々異なるマイクロ波の周波数を有する各
キャリア信号を各伝送信号によって変調する。そして、
周波数多重手段が、これら各電気段変調手段からの各変
調信号を、マイクロ波段で周波数多重する。そして、こ
の周波数多重手段からの周波数多重信号が上述の伝送信
号１０１の代わりに混合手段１０３に入力される。混合
手段１０３は、上述の周波数多重信号と、その周波数帯
域に含まれない周波数を有する無変調信号１０２とを合
波する。
ＣＭ(Subcarrier Multiplexing) 光通信方式に適用する
ことも可能である。この場合には、まず、複数チャンネ
ルの伝送信号の各々に対応して設けられる複数の電気段
変調手段が、各々異なるマイクロ波の周波数を有する各
キャリア信号を各伝送信号によって変調する。そして、
周波数多重手段が、これら各電気段変調手段からの各変
調信号を、マイクロ波段で周波数多重する。そして、こ
の周波数多重手段からの周波数多重信号が上述の伝送信
号１０１の代わりに混合手段１０３に入力される。混合
手段１０３は、上述の周波数多重信号と、その周波数帯
域に含まれない周波数を有する無変調信号１０２とを合
波する。
【００６８】次に、図１において、光変調手段１０５
は、混合手段１０３から得られる合成信号１０４によっ
て光変調を行い、その結果得られる変調光１０６を出力
する。この場合の光変調方式としては、振幅変調（Ａ
Ｍ）、周波数変調（ＦＭ）又は位相変調（ＰＭ）の何れ
の方式でもよい。また、光変調手段１０５としては、半
導体レーザを用いるもの、ＬｉＮｂＯ3 変調器、又はこ
れらが混在するもの等が採用できる。
は、混合手段１０３から得られる合成信号１０４によっ
て光変調を行い、その結果得られる変調光１０６を出力
する。この場合の光変調方式としては、振幅変調（Ａ
Ｍ）、周波数変調（ＦＭ）又は位相変調（ＰＭ）の何れ
の方式でもよい。また、光変調手段１０５としては、半
導体レーザを用いるもの、ＬｉＮｂＯ3 変調器、又はこ
れらが混在するもの等が採用できる。
【００６９】ここで、変調光１０６は、そのまま光ファ
イバ等の光伝送路に出力され、或いは、後述するように
局部発振光と混合された後に光伝送路に出力される。受
光手段１０７は、変調光１０６を検波して電気信号１０
８に変換する。同手段１０７は、例えば局部発振光を発
生する半導体レーザ等の局部発振手段と、その局部発振
光と変調光１０６とを混合するハーフミラー等の混合手
段と、そこからの混合光を検波して電気信号１０８に変
換するフォトダイオード等の受光素子とから構成され
る。この構成は、変調光の中心周波数と局部発振光の周
波数とが異なれば光ヘテロダイン検波方式の構成、同じ
であれば光ホモダイン検波方式の構成となる。なお、局
部発振手段と混合手段は、必ずしも受信機内に設けられ
る必要はなく、後述するように、光分配ネットワークの
中継器内又は送信機内に設けられ得る。
イバ等の光伝送路に出力され、或いは、後述するように
局部発振光と混合された後に光伝送路に出力される。受
光手段１０７は、変調光１０６を検波して電気信号１０
８に変換する。同手段１０７は、例えば局部発振光を発
生する半導体レーザ等の局部発振手段と、その局部発振
光と変調光１０６とを混合するハーフミラー等の混合手
段と、そこからの混合光を検波して電気信号１０８に変
換するフォトダイオード等の受光素子とから構成され
る。この構成は、変調光の中心周波数と局部発振光の周
波数とが異なれば光ヘテロダイン検波方式の構成、同じ
であれば光ホモダイン検波方式の構成となる。なお、局
部発振手段と混合手段は、必ずしも受信機内に設けられ
る必要はなく、後述するように、光分配ネットワークの
中継器内又は送信機内に設けられ得る。
【００７０】次に、無変調成分抽出手段１０９は、受光
手段１０７からの電気信号１０８から、送信側で伝送信
号１０１に合波された無変調信号１０２の周波数成分１
１２を抽出する。同手段１０９は、例えば無変調信号１
０２の周波数成分１１２のみを通過させる帯域通過（バ
ンドパス）フィルタである。
手段１０７からの電気信号１０８から、送信側で伝送信
号１０１に合波された無変調信号１０２の周波数成分１
１２を抽出する。同手段１０９は、例えば無変調信号１
０２の周波数成分１１２のみを通過させる帯域通過（バ
ンドパス）フィルタである。
【００７１】遅延手段１１０は、受光手段１０７からの
電気信号１０８を、無変調成分抽出手段１０９における
信号遅延時間に等しい時間だけ遅延させる。そして、復
調手段１１１は、遅延手段１１０からの電気信号１０
８′と無変調成分抽出手段１０９から抽出される無変調
信号１０２の周波数成分１１２との位相差に基づいて位
相雑音を抑圧するとともに伝送信号１０１を復調する。
電気信号１０８を、無変調成分抽出手段１０９における
信号遅延時間に等しい時間だけ遅延させる。そして、復
調手段１１１は、遅延手段１１０からの電気信号１０
８′と無変調成分抽出手段１０９から抽出される無変調
信号１０２の周波数成分１１２との位相差に基づいて位
相雑音を抑圧するとともに伝送信号１０１を復調する。
【００７２】以上の図１の構成を有する本発明は、光周
波数（波長）多重方式が採用されるコヒーレント光通信
システム又はコヒーレントＳＣＭ光通信システムへの適
用が可能である。
波数（波長）多重方式が採用されるコヒーレント光通信
システム又はコヒーレントＳＣＭ光通信システムへの適
用が可能である。
【００７３】この場合、コヒーレント光通信システムの
場合には、混合手段１０３と光変調手段１０５とからな
る部分が複数組設けられる。また、コヒーレントＳＣＭ
光通信システムの場合には、電気段変調手段、周波数多
重手段、混合手段１０３及び光変調手段１０５からなる
部分が複数組設けられる。そして、各光変調手段からの
各変調光を合波し、その結果得られる変調光を変調光１
０６として出力する光多重手段を更に含むように構成さ
れる。
場合には、混合手段１０３と光変調手段１０５とからな
る部分が複数組設けられる。また、コヒーレントＳＣＭ
光通信システムの場合には、電気段変調手段、周波数多
重手段、混合手段１０３及び光変調手段１０５からなる
部分が複数組設けられる。そして、各光変調手段からの
各変調光を合波し、その結果得られる変調光を変調光１
０６として出力する光多重手段を更に含むように構成さ
れる。
【００７４】また、図１の構成を有する本発明は、光分
配ネットワークとしての光通信システムへの適用が可能
である。この場合、ネットワーク内の中継器に前述した
局部発振手段及び混合手段が設けられる。そして、送信
機から光ファイバ等の光伝送路に送出された変調光１０
６は、上述の中継器内の混合手段により局部発振光と混
合された後に分岐される。そして、これらの分岐された
各合波光が、それぞれ前述した受光素子（受光手段１０
７の一部）、無変調成分抽出手段１０９、遅延手段１１
０及び復調手段１１１を含む複数の受信機によって受信
される。ここで、中継器内の分岐が行われる前段又は後
段の何れか一方又は両方に光増幅手段を更に含むように
構成できる。
配ネットワークとしての光通信システムへの適用が可能
である。この場合、ネットワーク内の中継器に前述した
局部発振手段及び混合手段が設けられる。そして、送信
機から光ファイバ等の光伝送路に送出された変調光１０
６は、上述の中継器内の混合手段により局部発振光と混
合された後に分岐される。そして、これらの分岐された
各合波光が、それぞれ前述した受光素子（受光手段１０
７の一部）、無変調成分抽出手段１０９、遅延手段１１
０及び復調手段１１１を含む複数の受信機によって受信
される。ここで、中継器内の分岐が行われる前段又は後
段の何れか一方又は両方に光増幅手段を更に含むように
構成できる。
【００７５】一方、本発明の構成に、独自の偏波対策を
施すことも可能である。この場合、送信機内に、前述し
た局部発振手段及び混合手段が含ませられると共に、変
調光１０６の偏波状態と局部発振手段からの局部発振光
の偏波状態とを一致させる偏波制御手段が含ませられ
る。そして、変調光１０６と局部発振光は、偏波制御手
段によって偏波状態が一致するように制御されながら混
合手段で混合され、そこからの混合光が、受信機に向か
う光伝送路に送出される。ここで、送信機内に、混合手
段からの混合光を光増幅した後に光伝送路に送出する光
増幅手段を更に含むように構成できる。
施すことも可能である。この場合、送信機内に、前述し
た局部発振手段及び混合手段が含ませられると共に、変
調光１０６の偏波状態と局部発振手段からの局部発振光
の偏波状態とを一致させる偏波制御手段が含ませられ
る。そして、変調光１０６と局部発振光は、偏波制御手
段によって偏波状態が一致するように制御されながら混
合手段で混合され、そこからの混合光が、受信機に向か
う光伝送路に送出される。ここで、送信機内に、混合手
段からの混合光を光増幅した後に光伝送路に送出する光
増幅手段を更に含むように構成できる。
【００７６】上述の構成は、光分配ネットワークとして
の光通信システムへも適用可能である。この場合、送信
機から光伝送路に送出された混合光は、ネットワーク内
の中継器で分岐される。そして、これらの分岐された各
混合光が各受信機で受信される。ここで、前述したよう
に、中継器内の分岐が行われる前段又は後段の何れか一
方又は両方に光増幅手段を更に含むように構成できる。
の光通信システムへも適用可能である。この場合、送信
機から光伝送路に送出された混合光は、ネットワーク内
の中継器で分岐される。そして、これらの分岐された各
混合光が各受信機で受信される。ここで、前述したよう
に、中継器内の分岐が行われる前段又は後段の何れか一
方又は両方に光増幅手段を更に含むように構成できる。
【００７７】
【作用】本発明では、伝送信号１０１が光変調される前
に、この伝送信号１０１に、その周波数帯域に含まれな
い周波数を有する位相比較用の無変調信号１０２が合波
される。
に、この伝送信号１０１に、その周波数帯域に含まれな
い周波数を有する位相比較用の無変調信号１０２が合波
される。
【００７８】例えば、本発明がコヒーレント光通信シス
テムに適用される場合、図２のようにベースバンド（直
流分ＤＣ）から伝送速度に対応する周波数Ｂまでの周波
数帯域を有する伝送信号１０１の成分に、周波数ｆref
を有する無変調信号１０２の周波数成分が合波される。
テムに適用される場合、図２のようにベースバンド（直
流分ＤＣ）から伝送速度に対応する周波数Ｂまでの周波
数帯域を有する伝送信号１０１の成分に、周波数ｆref
を有する無変調信号１０２の周波数成分が合波される。
【００７９】また、本発明がコヒーレントＳＣＭ光通信
システムに適用される場合には、図３のように周波数ｆ
1 〜ｆN の各キャリアを中心に周波数多重された複数チ
ャンネルｃｈ．１〜ｃｈ．Ｎのデータ信号成分に、周波
数ｆref を有する無変調信号１０２の周波数成分が合波
される。
システムに適用される場合には、図３のように周波数ｆ
1 〜ｆN の各キャリアを中心に周波数多重された複数チ
ャンネルｃｈ．１〜ｃｈ．Ｎのデータ信号成分に、周波
数ｆref を有する無変調信号１０２の周波数成分が合波
される。
【００８０】そして、本発明による位相雑音抑圧方式に
おいては、受光手段１０７で受信された電気信号１０８
から、バンドパスフィルタ等の単純な回路で構成可能な
無変調成分抽出手段１０９によって上述の無変調信号１
０２の周波数成分１１２が再生され、この周波数成分と
受信された電気信号１０８との位相比較処理が行われる
ことにより、位相雑音が抑圧される。
おいては、受光手段１０７で受信された電気信号１０８
から、バンドパスフィルタ等の単純な回路で構成可能な
無変調成分抽出手段１０９によって上述の無変調信号１
０２の周波数成分１１２が再生され、この周波数成分と
受信された電気信号１０８との位相比較処理が行われる
ことにより、位相雑音が抑圧される。
【００８１】即ち、本発明に例えば光ヘテロダイン検波
又は光ホモダイン検波が採用される場合には、位相雑音
抑圧処理における位相比較処理が、メインキャリア成分
ではなく、位相比較専用の無変調のサブキャリア成分に
よって行われる点が本発明の特徴である。
又は光ホモダイン検波が採用される場合には、位相雑音
抑圧処理における位相比較処理が、メインキャリア成分
ではなく、位相比較専用の無変調のサブキャリア成分に
よって行われる点が本発明の特徴である。
【００８２】このように、本発明に光ヘテロダイン検波
又は光ホモダイン検波が採用される場合には、位相雑音
抑圧処理において、無変調信号１０２の周波数成分１１
２が再生されればよく、伝送信号１０１の周波数成分か
らメインキャリア成分までの広い周波数帯域の成分を受
信する必要はない。このため、受光手段１０７として広
帯域の回路は必要なく、この結果、システム全体のコス
トを大幅に引き下げることが可能となる。
又は光ホモダイン検波が採用される場合には、位相雑音
抑圧処理において、無変調信号１０２の周波数成分１１
２が再生されればよく、伝送信号１０１の周波数成分か
らメインキャリア成分までの広い周波数帯域の成分を受
信する必要はない。このため、受光手段１０７として広
帯域の回路は必要なく、この結果、システム全体のコス
トを大幅に引き下げることが可能となる。
【００８３】更に、本発明に光ヘテロダイン検波又は光
ホモダイン検波が採用される場合、メインキャリア成分
の周波数が変化しても、即ち、変調光１０６の中心光周
波数又は局部発振光の周波数が変化しても、遅延手段１
１０における遅延時間が無変調成分抽出手段１０９にお
ける信号遅延時間に十分に等しければ、復調手段１１１
における復調性能に影響は生じないという特徴も有す
る。従って、光変調手段１０５や局部発振手段の発振周
波数に対する要求を大幅に緩和することができ、この面
でもシステム全体のコストダウンが可能となる。
ホモダイン検波が採用される場合、メインキャリア成分
の周波数が変化しても、即ち、変調光１０６の中心光周
波数又は局部発振光の周波数が変化しても、遅延手段１
１０における遅延時間が無変調成分抽出手段１０９にお
ける信号遅延時間に十分に等しければ、復調手段１１１
における復調性能に影響は生じないという特徴も有す
る。従って、光変調手段１０５や局部発振手段の発振周
波数に対する要求を大幅に緩和することができ、この面
でもシステム全体のコストダウンが可能となる。
【００８４】次に、本発明が特にコヒーレントＳＣＭ光
通信システムに適用される場合、送信側においてマイク
ロ波レベルで多重される各伝送信号のチャンネル間隔
（周波数間隔）を、それぞれのデータ伝送速度の２倍程
度まで狭めることが可能である。これにより、受信側で
は広帯域の受信機を必要とせずに全てのチャンネル或い
は複数のチャンネルを一括して受信することが可能とな
り、受信可能チャンネル数の飛躍的な向上を、低コスト
で実現可能となる。
通信システムに適用される場合、送信側においてマイク
ロ波レベルで多重される各伝送信号のチャンネル間隔
（周波数間隔）を、それぞれのデータ伝送速度の２倍程
度まで狭めることが可能である。これにより、受信側で
は広帯域の受信機を必要とせずに全てのチャンネル或い
は複数のチャンネルを一括して受信することが可能とな
り、受信可能チャンネル数の飛躍的な向上を、低コスト
で実現可能となる。
【００８５】また、光ヘテロダイン検波又は光ホモダイ
ン検波が採用される本発明が光分配ネットワークとして
の光通信システムに適用される場合には、中継器（分配
器）と各受信機との距離が数km程度であれば、局部発振
手段と混合手段を中継器内に設置し、分配器内で変調光
を局部発振光と混合して得た混合光を、ファイバ分岐に
より直接各受信機まで伝送することが可能である。この
結果、各受信機では混合を行うための設備（特に局発Ｌ
Ｄ）が必要なくなり、１受信機当たりのコストが飛躍的
に低減され、低コストのコヒーレントＳＣＭ光通信方式
による光分配ネットワークを実現可能である。
ン検波が採用される本発明が光分配ネットワークとして
の光通信システムに適用される場合には、中継器（分配
器）と各受信機との距離が数km程度であれば、局部発振
手段と混合手段を中継器内に設置し、分配器内で変調光
を局部発振光と混合して得た混合光を、ファイバ分岐に
より直接各受信機まで伝送することが可能である。この
結果、各受信機では混合を行うための設備（特に局発Ｌ
Ｄ）が必要なくなり、１受信機当たりのコストが飛躍的
に低減され、低コストのコヒーレントＳＣＭ光通信方式
による光分配ネットワークを実現可能である。
【００８６】なお、受信感度の劣化を極力抑えたい場合
には、分岐損を、光分岐の前部又は後部に設置された光
増幅器により補償すればよい。更に、光ヘテロダイン検
波又は光ホモダイン検波が採用される本発明の構成にお
いて、送信機内に、局部発振手段、混合手段及び偏波制
御手段が含ませられることによって、送信側での精密な
偏波制御が可能となる。このような特徴は、送信機と各
受信機との距離が比較的短い光分配ネットワークにおい
て顕著に発揮されるが、送信機内の出力段に光ポストア
ンプとしての光増幅器を設けるか、前述したように中継
器内の光分岐の前段又は後段に光増幅器を設けることに
よって、システムマージンを増加させることが可能とな
り、光通信システムの伝送距離や分岐数を増加させるこ
とができる。
には、分岐損を、光分岐の前部又は後部に設置された光
増幅器により補償すればよい。更に、光ヘテロダイン検
波又は光ホモダイン検波が採用される本発明の構成にお
いて、送信機内に、局部発振手段、混合手段及び偏波制
御手段が含ませられることによって、送信側での精密な
偏波制御が可能となる。このような特徴は、送信機と各
受信機との距離が比較的短い光分配ネットワークにおい
て顕著に発揮されるが、送信機内の出力段に光ポストア
ンプとしての光増幅器を設けるか、前述したように中継
器内の光分岐の前段又は後段に光増幅器を設けることに
よって、システムマージンを増加させることが可能とな
り、光通信システムの伝送距離や分岐数を増加させるこ
とができる。
【００８７】
【実施例】以下、図面を参照しながら本発明の実施例に
つき詳細に説明する。第１の実施例の説明 図４は、本発明の第１の実施例の構成図である。この構
成は、本発明を一般的なコヒーレント光通信システムに
適用した場合のシステム構成図であり、図１２の従来例
に対応する。
つき詳細に説明する。第１の実施例の説明 図４は、本発明の第１の実施例の構成図である。この構
成は、本発明を一般的なコヒーレント光通信システムに
適用した場合のシステム構成図であり、図１２の従来例
に対応する。
【００８８】図４で、光変調器４０１、光ファイバ４０
２、混合回路４０３、Ｌｏ−ＬＤ４０４、受光器４０
５、増幅器４０６及び復調回路（ＤＥＭＯＤ）４０８
は、それぞれ図１２の１２０１〜１２０８の各部分に対
応しており、それぞれ同様の機能を有する。
２、混合回路４０３、Ｌｏ−ＬＤ４０４、受光器４０
５、増幅器４０６及び復調回路（ＤＥＭＯＤ）４０８
は、それぞれ図１２の１２０１〜１２０８の各部分に対
応しており、それぞれ同様の機能を有する。
【００８９】まず、送信側について説明する。図４の構
成が図１２の構成と異なるのは、光変調器４０１に入力
される変調信号である。即ち、図４では、まず、マルチ
プレクサ４０９が、所定の伝送速度を有するベースバン
ドの通信信号であるデータ信号Ｄに、そのメインローブ
より高周波側の周波数ｆref を有する位相比較用の無変
調のサブキャリア信号を多重する。これが、本発明に関
連する最も大きな特徴である。
成が図１２の構成と異なるのは、光変調器４０１に入力
される変調信号である。即ち、図４では、まず、マルチ
プレクサ４０９が、所定の伝送速度を有するベースバン
ドの通信信号であるデータ信号Ｄに、そのメインローブ
より高周波側の周波数ｆref を有する位相比較用の無変
調のサブキャリア信号を多重する。これが、本発明に関
連する最も大きな特徴である。
【００９０】このようにしてマルチプレクサ４０９から
得られる出力信号の周波数特性は、既に示した図２で表
わされる。ここで、データ信号Ｄとしては、そのメイン
ローブのみがあれば十分である。このため、データ信号
Ｄは、マルチプレクサ４０９において多重される前に、
ローパスフィルタによってメインローブ以外の高調波成
分が除去されているのが望ましい。或いは、マルチプレ
クサ４０９で多重されるサブキャリア信号の周波数ｆ
ref が十分に高い周波数に設定されるのが望ましい。
得られる出力信号の周波数特性は、既に示した図２で表
わされる。ここで、データ信号Ｄとしては、そのメイン
ローブのみがあれば十分である。このため、データ信号
Ｄは、マルチプレクサ４０９において多重される前に、
ローパスフィルタによってメインローブ以外の高調波成
分が除去されているのが望ましい。或いは、マルチプレ
クサ４０９で多重されるサブキャリア信号の周波数ｆ
ref が十分に高い周波数に設定されるのが望ましい。
【００９１】光変調器４０１は、上述のようにしてマル
チプレクサ４０９から得られる出力信号によって光周波
数がｆs であるキャリア光を光変調する。光変調方式と
しては、ＡＭ、ＦＭ又はＰＭの何れの方式でもよい。ま
た、キャリア光としては、図１２の従来例の場合と同
様、半導体レーザなどから得られるレーザ光が用いられ
る。
チプレクサ４０９から得られる出力信号によって光周波
数がｆs であるキャリア光を光変調する。光変調方式と
しては、ＡＭ、ＦＭ又はＰＭの何れの方式でもよい。ま
た、キャリア光としては、図１２の従来例の場合と同
様、半導体レーザなどから得られるレーザ光が用いられ
る。
【００９２】光変調器４０１において得られた変調光
は、光ファイバ４０２上を伝送される。次に、受信側に
ついて説明する。
は、光ファイバ４０２上を伝送される。次に、受信側に
ついて説明する。
【００９３】光ファイバ４０２内を伝送されてきた変調
光が、混合回路４０３、Ｌｏ−ＬＤ４０４及び受光器４
０５によって光ヘテロダイン検波される構成は、図１２
の従来例の場合と同様である。
光が、混合回路４０３、Ｌｏ−ＬＤ４０４及び受光器４
０５によって光ヘテロダイン検波される構成は、図１２
の従来例の場合と同様である。
【００９４】受光器４０５から得られる中間周波信号
は、増幅器４０６で増幅された後、ＰＮＣ４０７に入力
され、ここで、中間周波信号に含まれている位相雑音が
抑圧される。
は、増幅器４０６で増幅された後、ＰＮＣ４０７に入力
され、ここで、中間周波信号に含まれている位相雑音が
抑圧される。
【００９５】位相雑音が抑圧された中間周波信号は、乗
算器４１０に入力し、ここで周波数ｆref を有する信号
と乗算されることにより、その中間周波数がベースバン
ド帯域の周波数までシフトされた後、ＤＥＭＯＤ４０８
によって復調される。
算器４１０に入力し、ここで周波数ｆref を有する信号
と乗算されることにより、その中間周波数がベースバン
ド帯域の周波数までシフトされた後、ＤＥＭＯＤ４０８
によって復調される。
【００９６】図５は、図４のＰＮＣ４０７の構成を示す
図である。図５では、受信された中間周波信号から周波
数ｆif−ｆref を有する無変調のサブキャリア成分が再
生され、このサブキャリア成分と受信された中間周波信
号との位相比較処理が行われることにより、位相雑音が
抑圧される。即ち、位相比較処理が、図１４又は図１８
のようにメインキャリア成分ではなく、位相比較専用の
無変調のサブキャリア成分によって行われる点が本発明
に関連する特徴である。
図である。図５では、受信された中間周波信号から周波
数ｆif−ｆref を有する無変調のサブキャリア成分が再
生され、このサブキャリア成分と受信された中間周波信
号との位相比較処理が行われることにより、位相雑音が
抑圧される。即ち、位相比較処理が、図１４又は図１８
のようにメインキャリア成分ではなく、位相比較専用の
無変調のサブキャリア成分によって行われる点が本発明
に関連する特徴である。
【００９７】図５では、受信された中間周波信号が２つ
のルートに分岐され、第１のルートでは、受信された中
間周波信号が遅延回路５０１で遅延され、第２のルート
では、バンドパスフィルタ５０２により周波数ｆif−ｆ
ref を有する無変調のサブキャリア成分が抽出される。
そして、各ルートの出力信号が乗算器５０３でミキシン
グされることにより、位相雑音が抑圧された中間周波信
号が得られる。
のルートに分岐され、第１のルートでは、受信された中
間周波信号が遅延回路５０１で遅延され、第２のルート
では、バンドパスフィルタ５０２により周波数ｆif−ｆ
ref を有する無変調のサブキャリア成分が抽出される。
そして、各ルートの出力信号が乗算器５０３でミキシン
グされることにより、位相雑音が抑圧された中間周波信
号が得られる。
【００９８】以下に、図５の構成に基づく位相雑音抑圧
方式の原理を説明する。なお、以下の説明では、図４の
光変調器４０１がＰＭ方式により光変調する場合を例と
して説明する。また、以下の各式において、Ａ9 、
Ａ9 ′、Ａ10、Ａ11は、それぞれ所定の定数を示す。
方式の原理を説明する。なお、以下の説明では、図４の
光変調器４０１がＰＭ方式により光変調する場合を例と
して説明する。また、以下の各式において、Ａ9 、
Ａ9 ′、Ａ10、Ａ11は、それぞれ所定の定数を示す。
【００９９】まず、図４の増幅器４０６から入力される
中間周波信号をＩ10とすると、Ｉ10は次式で示される。
中間周波信号をＩ10とすると、Ｉ10は次式で示される。
【０１００】
【数１４】 Ｉ10＝Ａ9 ｃｏｓ｛２πｆifｔ＋θ（ｔ）＋φ（ｔ）｝ ＋Ａ9 ′ｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆref ）ｔ＋φ（ｔ）｝ ここで、θ（ｔ）は、ＰＭ方式により光変調されたデー
タ信号Ｄに対応する位相成分である。また、φ（ｔ）
は、抑圧されるべき位相雑音である。
タ信号Ｄに対応する位相成分である。また、φ（ｔ）
は、抑圧されるべき位相雑音である。
【０１０１】この中間周波信号Ｉ10は、２つのルートに
分岐される。まず、第１のルート上の遅延回路５０１で
遅延された中間周波信号をＩ11とすると、数１４式よ
り、Ｉ11は次式で示される。
分岐される。まず、第１のルート上の遅延回路５０１で
遅延された中間周波信号をＩ11とすると、数１４式よ
り、Ｉ11は次式で示される。
【０１０２】
【数１５】 Ｉ11＝Ａ9 ｃｏｓ｛２πｆif（ｔ−Δｔ1 ）＋θ（ｔ−Δｔ1 ） ＋φ（ｔ−Δｔ1 ）｝ ＋Ａ9 ′ｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆref ）（ｔ−Δｔ1 ） ＋φ（ｔ−Δｔ1 ）｝ ここで、Δｔ1 は、遅延回路５０１における遅延時間を
示す。
示す。
【０１０３】一方、第２のルート上のＢＰＦ５０２は、
無変調のサブキャリア成分の周波数の近傍の周波数成分
ｆif−ｆref のみを通過させる。ここから出力される中
間周波信号をＩ12とすると、数１４式より、Ｉ12は次式
で示される。
無変調のサブキャリア成分の周波数の近傍の周波数成分
ｆif−ｆref のみを通過させる。ここから出力される中
間周波信号をＩ12とすると、数１４式より、Ｉ12は次式
で示される。
【０１０４】 Ｉ12＝Ａ10ｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆref ）ｔ＋φ（ｔ ）｝ ここで、ＢＰＦ５０１を中間周波信号が流れる過程で時
間遅延が生じる。この時間遅延をΔｔ2 とすれば、この
時間遅延を考慮したＢＰＦ５０１の出力Ｉ12は、上式よ
り、次式で示される。
間遅延が生じる。この時間遅延をΔｔ2 とすれば、この
時間遅延を考慮したＢＰＦ５０１の出力Ｉ12は、上式よ
り、次式で示される。
【０１０５】
【数１６】 Ｉ12＝Ａ10ｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆref ）（ｔ−Δｔ2 ） ＋φ（ｔ−Δｔ2 ） ）｝ 以上のようにして、第２のルートから無変調のサブキャ
リア成分である中間周波信号Ｉ12が再生される。
リア成分である中間周波信号Ｉ12が再生される。
【０１０６】そして、この中間周波信号Ｉ12と前述した
第１のルート上の遅延回路５０１で遅延された中間周波
信号Ｉ11とが乗算器５０３で乗算される。この結果得ら
れる出力信号のうち、検波帯域内に入る成分をＩ13とす
ると、数１５式と数１６式より、Ｉ13は次式で示され
る。
第１のルート上の遅延回路５０１で遅延された中間周波
信号Ｉ11とが乗算器５０３で乗算される。この結果得ら
れる出力信号のうち、検波帯域内に入る成分をＩ13とす
ると、数１５式と数１６式より、Ｉ13は次式で示され
る。
【０１０７】
【数１７】 Ｉ13＝Ａ11ｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆref ）（Δｔ1 −Δｔ2 ） −２πｆref （ｔ−Δｔ1 ）−θ（ｔ−Δｔ1 ） −Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）｝ ここで、Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）とその分散σ2 は、図
１４の従来例における数６式及び数７式と同様である。
従って、図１４の場合と同様、遅延回路５０１における
遅延時間Δｔ1 が、ＢＰＦ５０２における時間遅延Δｔ
2 に等しくなるように、遅延回路５０１を調整すること
によって、位相雑音成分Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）のゆら
ぎを０にすることが可能となり、上述の数１７式で示さ
れる乗算器５０３の出力Ｉ13は、
１４の従来例における数６式及び数７式と同様である。
従って、図１４の場合と同様、遅延回路５０１における
遅延時間Δｔ1 が、ＢＰＦ５０２における時間遅延Δｔ
2 に等しくなるように、遅延回路５０１を調整すること
によって、位相雑音成分Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）のゆら
ぎを０にすることが可能となり、上述の数１７式で示さ
れる乗算器５０３の出力Ｉ13は、
【０１０８】
【数１８】 Ｉ13＝Ａ11ｃｏｓ｛−２πｆref （ｔ−Δｔ1 ）−θ（ｔ−Δｔ1 ）｝ となる（∵Δφの平均値＜Δφ＞＝０）。この中間周波
信号Ｉ13が図４の乗算器４１０に入力する。乗算器４１
０では、周波数ｆref を有する信号が上述の中間周波信
号Ｉ13に乗算されることにより、その中間周波数がベー
スバンド帯域の周波数までシフトされる。そして、この
ようにして得られた信号に基づいて、ＤＥＭＯＤ４０８
がデータ信号Ｄを復調する。
信号Ｉ13が図４の乗算器４１０に入力する。乗算器４１
０では、周波数ｆref を有する信号が上述の中間周波信
号Ｉ13に乗算されることにより、その中間周波数がベー
スバンド帯域の周波数までシフトされる。そして、この
ようにして得られた信号に基づいて、ＤＥＭＯＤ４０８
がデータ信号Ｄを復調する。
【０１０９】以上、図４及び図５の構成を有する本発明
の第１の実施例では、ＰＮＣ４０７において、上述した
数１４式〜数１８式で示されるように、周波数ｆif−ｆ
ref の無変調のサブキャリア成分が再生されればよい。
従って、図４の混合回路４０３、Ｌｏ−ＬＤ４０４、受
光器４０５及び増幅器４０６からなる光ヘテロダイン検
波回路としては、サブキャリア成分のみを受信できるよ
うな回路が用意されればよく、メインキャリア成分を受
信する必要があった従来のような広帯域の回路は必要な
い。この結果、システム全体のコストを大幅に引き下げ
ることが可能となる。
の第１の実施例では、ＰＮＣ４０７において、上述した
数１４式〜数１８式で示されるように、周波数ｆif−ｆ
ref の無変調のサブキャリア成分が再生されればよい。
従って、図４の混合回路４０３、Ｌｏ−ＬＤ４０４、受
光器４０５及び増幅器４０６からなる光ヘテロダイン検
波回路としては、サブキャリア成分のみを受信できるよ
うな回路が用意されればよく、メインキャリア成分を受
信する必要があった従来のような広帯域の回路は必要な
い。この結果、システム全体のコストを大幅に引き下げ
ることが可能となる。
【０１１０】また、数１７式で、周波数ｆifは、光変調
器４０１で生成される変調光の中心光周波数ｆs とＬｏ
−ＬＤ４０４から発振される局部発振光の光周波数ｆL
との差周波数ｆs −ｆLである。そして、周波数ｆifが
変化しても、即ち、光変調器４０１で生成される変調光
の中心光周波数ｆs 又はＬｏ−ＬＤ４０４から発振され
る局部発振光の光周波数ｆL が変化しても、遅延回路５
０１における遅延時間Δｔ1 がＢＰＦ５０２における時
間遅延Δｔ2に十分に等しければ、数１７式より、復調
信号である乗算器５０３から出力される中間周波信号Ｉ
13には影響が出ないことがわかる。従って、光変調器４
０１や局部発振器４０４の発振周波数に対する要求を大
幅に緩和することができ、この面でもシステム全体のコ
ストダウンが可能となる。
器４０１で生成される変調光の中心光周波数ｆs とＬｏ
−ＬＤ４０４から発振される局部発振光の光周波数ｆL
との差周波数ｆs −ｆLである。そして、周波数ｆifが
変化しても、即ち、光変調器４０１で生成される変調光
の中心光周波数ｆs 又はＬｏ−ＬＤ４０４から発振され
る局部発振光の光周波数ｆL が変化しても、遅延回路５
０１における遅延時間Δｔ1 がＢＰＦ５０２における時
間遅延Δｔ2に十分に等しければ、数１７式より、復調
信号である乗算器５０３から出力される中間周波信号Ｉ
13には影響が出ないことがわかる。従って、光変調器４
０１や局部発振器４０４の発振周波数に対する要求を大
幅に緩和することができ、この面でもシステム全体のコ
ストダウンが可能となる。
【０１１１】図４及び図５の構成を有する本発明の第１
の実施例では、光ファイバ４０２上を伝送される変調光
は、１つのキャリア光のみが直接変調されたものである
が、周波数（波長）の異なる多数のキャリア光を使用し
て複数チャンネル分のデータ信号が光周波数（波長）多
重されたものであってもよい。第２の実施例の説明 図６は、本発明の第２の実施例の構成図である。この構
成は、本発明をコヒーレントＳＣＭ光通信システムに適
用した場合のシステム構成図であり、図１５の従来例に
対応する。
の実施例では、光ファイバ４０２上を伝送される変調光
は、１つのキャリア光のみが直接変調されたものである
が、周波数（波長）の異なる多数のキャリア光を使用し
て複数チャンネル分のデータ信号が光周波数（波長）多
重されたものであってもよい。第２の実施例の説明 図６は、本発明の第２の実施例の構成図である。この構
成は、本発明をコヒーレントＳＣＭ光通信システムに適
用した場合のシステム構成図であり、図１５の従来例に
対応する。
【０１１２】図６で、各変調器６０１−１〜６０１−
Ｎ、マルチプレクサ６０２、光変調器６０３、光ファイ
バ６０４、混合回路６０５、Ｌｏ−ＬＤ６０６、受光器
６０７、増幅器６０８及び復調回路（ＤＥＭＯＤ）６１
０−１〜６１０−Ｎは、それぞれ図１５の１５０１−１
〜１５０１−Ｎ、１５０２〜１５０９、１５１０−１〜
１５１０−Ｎの各部分に対応しており、それぞれ同様の
機能を有する。
Ｎ、マルチプレクサ６０２、光変調器６０３、光ファイ
バ６０４、混合回路６０５、Ｌｏ−ＬＤ６０６、受光器
６０７、増幅器６０８及び復調回路（ＤＥＭＯＤ）６１
０−１〜６１０−Ｎは、それぞれ図１５の１５０１−１
〜１５０１−Ｎ、１５０２〜１５０９、１５１０−１〜
１５１０−Ｎの各部分に対応しており、それぞれ同様の
機能を有する。
【０１１３】まず、送信側について説明する。図６の構
成が図１５の構成と異なるのは、光変調器４０１に入力
される変調信号である。即ち、図６では、まず、図１５
の場合と同様、各変調器６０１−１〜６０１−Ｎが、各
データ信号Ｄ1 〜ＤN により各チャンネルに割り振られ
た異なる周波数ｆ1 〜ｆN の各キャリアを変調した後、
それにより得られる各チャンネル信号がマルチプレクサ
６０２で合成される。この場合に、マルチプレクサ６０
２は、上述のＮ個のチャンネル信号と共に、図４の場合
と同様、１チャンネル分の無変調のサブキャリア信号を
多重する。これが、本発明に関連する最も大きな特徴で
ある。
成が図１５の構成と異なるのは、光変調器４０１に入力
される変調信号である。即ち、図６では、まず、図１５
の場合と同様、各変調器６０１−１〜６０１−Ｎが、各
データ信号Ｄ1 〜ＤN により各チャンネルに割り振られ
た異なる周波数ｆ1 〜ｆN の各キャリアを変調した後、
それにより得られる各チャンネル信号がマルチプレクサ
６０２で合成される。この場合に、マルチプレクサ６０
２は、上述のＮ個のチャンネル信号と共に、図４の場合
と同様、１チャンネル分の無変調のサブキャリア信号を
多重する。これが、本発明に関連する最も大きな特徴で
ある。
【０１１４】このようにマルチプレクサ６０２から得ら
れるサブキャリア多重信号（ＳＣＭ信号）の周波数軸上
のチャンネル配置は、既に示した図３で表わされる。こ
こで、各チャンネル信号の隣接チャンネル間の周波数間
隔は、図１５の従来例の場合と同様、各変調器６０１−
１〜６０１−Ｎにおける各フィルタリング処理により、
ディジタル信号の場合、最小で各データ伝送速度の２倍
まで近接させられる。
れるサブキャリア多重信号（ＳＣＭ信号）の周波数軸上
のチャンネル配置は、既に示した図３で表わされる。こ
こで、各チャンネル信号の隣接チャンネル間の周波数間
隔は、図１５の従来例の場合と同様、各変調器６０１−
１〜６０１−Ｎにおける各フィルタリング処理により、
ディジタル信号の場合、最小で各データ伝送速度の２倍
まで近接させられる。
【０１１５】次に、光変調器６０３は、マルチプレクサ
６０２から出力されるＳＣＭ信号によって光周波数がｆ
s であるキャリア光を光変調する。この光変調方式は、
ＡＭ、ＦＭ又はＰＭの何れの方式でもよい。また、キャ
リア光としては、図１２又は図１５の各従来例の場合と
同様、半導体レーザなどから得られるレーザ光が用いら
れる。
６０２から出力されるＳＣＭ信号によって光周波数がｆ
s であるキャリア光を光変調する。この光変調方式は、
ＡＭ、ＦＭ又はＰＭの何れの方式でもよい。また、キャ
リア光としては、図１２又は図１５の各従来例の場合と
同様、半導体レーザなどから得られるレーザ光が用いら
れる。
【０１１６】光変調器６０３において得られた変調光
は、光ファイバ６０４上を伝送される。次に、受信側に
ついて説明する。
は、光ファイバ６０４上を伝送される。次に、受信側に
ついて説明する。
【０１１７】光ファイバ６０４内を伝送されてきた変調
光が、混合回路６０５、Ｌｏ−ＬＤ６０６及び受光器６
０７によって光ヘテロダイン検波される構成は、図１２
又は図１５の各従来例の場合と同様である。
光が、混合回路６０５、Ｌｏ−ＬＤ６０６及び受光器６
０７によって光ヘテロダイン検波される構成は、図１２
又は図１５の各従来例の場合と同様である。
【０１１８】受光器６０７から得られる中間周波信号
は、増幅器６０８で増幅された後、ＰＮＣ６０９に入力
され、ここで、中間周波信号に含まれている位相雑音が
抑圧される。
は、増幅器６０８で増幅された後、ＰＮＣ６０９に入力
され、ここで、中間周波信号に含まれている位相雑音が
抑圧される。
【０１１９】位相雑音が抑圧された中間周波信号は、チ
ャンネル数分だけ分岐される。各復調器６１０−１〜６
１０−Ｎは、上述の分岐された各中間周波信号から、そ
れぞれｆref −ｆ1 、ｆref −ｆ2 、・・・、ｆref −
ｆN の各中心周波数近傍の各サブキャリア成分を抽出し
て、各データ信号Ｄ1 〜ＤN を復調する。
ャンネル数分だけ分岐される。各復調器６１０−１〜６
１０−Ｎは、上述の分岐された各中間周波信号から、そ
れぞれｆref −ｆ1 、ｆref −ｆ2 、・・・、ｆref −
ｆN の各中心周波数近傍の各サブキャリア成分を抽出し
て、各データ信号Ｄ1 〜ＤN を復調する。
【０１２０】図７は、図６のＰＮＣ６０９の構成を示す
図である。同図は、図５の第１の実施例の場合と全く同
様の構成である。そして、第２の実施例でも、図５のコ
ヒーレント光通信システムの場合と同様、受信された中
間周波信号から周波数ｆif−ｆref を有する無変調のサ
ブキャリア成分が抽出され、このサブキャリア成分と受
信された中間周波信号との位相比較処理が行われること
により、位相雑音が抑圧される。
図である。同図は、図５の第１の実施例の場合と全く同
様の構成である。そして、第２の実施例でも、図５のコ
ヒーレント光通信システムの場合と同様、受信された中
間周波信号から周波数ｆif−ｆref を有する無変調のサ
ブキャリア成分が抽出され、このサブキャリア成分と受
信された中間周波信号との位相比較処理が行われること
により、位相雑音が抑圧される。
【０１２１】図７では、図５の場合と同様、受信された
中間周波信号が２つのルートに分岐され、第１のルート
では、受信された中間周波信号が遅延回路７０１で遅延
され、第２のルートでは、バンドパスフィルタ７０２に
より周波数ｆif−ｆref を有する無変調のサブキャリア
成分が抽出さる。そして、各ルートの出力信号が乗算器
７０３でミキシングされることにより、位相雑音が抑圧
された中間周波信号が得られる。
中間周波信号が２つのルートに分岐され、第１のルート
では、受信された中間周波信号が遅延回路７０１で遅延
され、第２のルートでは、バンドパスフィルタ７０２に
より周波数ｆif−ｆref を有する無変調のサブキャリア
成分が抽出さる。そして、各ルートの出力信号が乗算器
７０３でミキシングされることにより、位相雑音が抑圧
された中間周波信号が得られる。
【０１２２】以下に、図７の構成に基づく位相雑音抑圧
方式の原理を説明する。なお、以下の説明では、図６の
光変調器６０３がＰＭ方式により光変調する場合を例と
して説明する。また、以下の各式において、Ａ12、
Ａ12′、Ａ12″、Ａ13、Ａ14は、それぞれ所定の定数を
示す。
方式の原理を説明する。なお、以下の説明では、図６の
光変調器６０３がＰＭ方式により光変調する場合を例と
して説明する。また、以下の各式において、Ａ12、
Ａ12′、Ａ12″、Ａ13、Ａ14は、それぞれ所定の定数を
示す。
【０１２３】まず、図６の増幅器６０８から入力される
中間周波信号をＩ14とすると、Ｉ14は次式で示される。
中間周波信号をＩ14とすると、Ｉ14は次式で示される。
【０１２４】
【数１９】 Ｉ14＝Ａ12Ｊ1(m)Σｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆi ）ｔ−Ｄi ｔ＋φ（ｔ）｝ ＋Ａ12′Ｊ1(m)ｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆref ）ｔ＋φ（ｔ）｝ ＋Ａ12″Ｊ0(m)ｃｏｓ｛２πｆifｔ＋φ（ｔ）｝ ここで前述したように、Ｄi （１≦ｉ≦Ｎ）は各チャン
ネルのデータ信号、ｆifはＩＦ段でのメインキャリア周
波数、ｆi （１≦ｉ≦Ｎ）は各チャンネルに対応する電
気段でのキャリア周波数（図３参照）、ｆref は電気段
での無変調のキャリア周波数、（ｆif−ｆi ）はＩＦ段
でのデータ信号Ｄi によって変調されたサブキャリア周
波数、（ｆif−ｆref ）はＩＦ段での無変調のサブキャ
リア周波数である。また、ｍはＰＭ変調指数、φ（ｔ）
は抑圧されるべき位相雑音、Ｊn （ｎ＝０，１）はｎ次
の第１種ベッセル関数を表わす。
ネルのデータ信号、ｆifはＩＦ段でのメインキャリア周
波数、ｆi （１≦ｉ≦Ｎ）は各チャンネルに対応する電
気段でのキャリア周波数（図３参照）、ｆref は電気段
での無変調のキャリア周波数、（ｆif−ｆi ）はＩＦ段
でのデータ信号Ｄi によって変調されたサブキャリア周
波数、（ｆif−ｆref ）はＩＦ段での無変調のサブキャ
リア周波数である。また、ｍはＰＭ変調指数、φ（ｔ）
は抑圧されるべき位相雑音、Ｊn （ｎ＝０，１）はｎ次
の第１種ベッセル関数を表わす。
【０１２５】この中間周波信号Ｉ14は、２つのルートに
分岐される。まず、第１のルート上の遅延回路７０１で
遅延された中間周波信号をＩ15とすると、数１９式よ
り、Ｉ15は次式で示される。
分岐される。まず、第１のルート上の遅延回路７０１で
遅延された中間周波信号をＩ15とすると、数１９式よ
り、Ｉ15は次式で示される。
【０１２６】
【数２０】 Ｉ15＝Ａ12Ｊ1(m)Σｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆi ）（ｔ−Δｔ1 ） −Ｄi （ｔ−Δｔ1 ）＋φ（ｔ−Δｔ1 ）｝ ＋Ａ12′Ｊ1(m)ｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆref ）（ｔ−Δｔ1 ） ＋φ（ｔ−Δｔ1 ）｝ ＋Ａ12″Ｊ0(m)ｃｏｓ｛２πｆif（ｔ−Δｔ1 ）＋φ（ｔ−Δｔ1 ）｝ ここで、Δｔ1 は、図５の場合と同様、遅延回路７０１
における遅延時間を示す。
における遅延時間を示す。
【０１２７】一方、第２のルート上のＢＰＦ７０２は、
無変調のサブキャリア成分の周波数の近傍の周波数成分
ｆif−ｆref のみを通過させる。ここから出力される中
間周波信号をＩ16とすると、数１９式より、Ｉ16は次式
で示される。
無変調のサブキャリア成分の周波数の近傍の周波数成分
ｆif−ｆref のみを通過させる。ここから出力される中
間周波信号をＩ16とすると、数１９式より、Ｉ16は次式
で示される。
【０１２８】 Ｉ16＝Ａ13Ｊ1(m)ｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆref ）ｔ＋φ（ｔ）｝ ここで、ＢＰＦ７０２を中間周波信号が流れる過程で時
間遅延が生じる。この時間遅延をΔｔ2 とすれば、この
時間遅延を考慮したＢＰＦ７０２の出力Ｉ16は、上式よ
り、次式で示される。
間遅延が生じる。この時間遅延をΔｔ2 とすれば、この
時間遅延を考慮したＢＰＦ７０２の出力Ｉ16は、上式よ
り、次式で示される。
【０１２９】
【数２１】 Ｉ16＝Ａ13Ｊ1(m)ｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆref ）（ｔ−Δｔ2 ） ＋φ（ｔ−Δｔ2 ）｝ 以上のようにして、第２のルートから無変調のサブキャ
リア成分である中間周波信号Ｉ16が抽出される。
リア成分である中間周波信号Ｉ16が抽出される。
【０１３０】そして、この中間周波信号Ｉ16と前述した
第１のルート上の遅延回路７０１で遅延された中間周波
信号Ｉ15とが乗算器７０３で乗算される。この結果得ら
れる出力信号のうち、検波帯域内に入る成分をＩ17とす
ると、数２０式と数２１式より、Ｉ17は次式で示され
る。
第１のルート上の遅延回路７０１で遅延された中間周波
信号Ｉ15とが乗算器７０３で乗算される。この結果得ら
れる出力信号のうち、検波帯域内に入る成分をＩ17とす
ると、数２０式と数２１式より、Ｉ17は次式で示され
る。
【０１３１】
【数２２】 Ｉ17＝Ａ14Σｃｏｓ｛２π（ｆif−ｆref ）（Δｔ1 −Δｔ2 ） −２π（ｆref −ｆi ）（ｔ−Δｔ1 ）＋Ｄi （ｔ−Δｔ1 ） −Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）｝ ここで、Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）とその分散σ2 は、図
１４の数６式及び数７式と同様である。従って、図１４
の場合と同様、遅延回路７０１における遅延時間Δｔ1
が、ＢＰＦ７０２における時間遅延Δｔ2 に等しくなる
ように、遅延回路７０２を調整することにより、位相雑
音成分Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）を０にすることが可能と
なり、上述の数２２式で示される乗算器７０３の出力Ｉ
17は、
１４の数６式及び数７式と同様である。従って、図１４
の場合と同様、遅延回路７０１における遅延時間Δｔ1
が、ＢＰＦ７０２における時間遅延Δｔ2 に等しくなる
ように、遅延回路７０２を調整することにより、位相雑
音成分Δφ（Δｔ1 −Δｔ2 ）を０にすることが可能と
なり、上述の数２２式で示される乗算器７０３の出力Ｉ
17は、
【０１３２】
【数２３】 Ｉ17＝Ａ14Σｃｏｓ｛−２π（ｆref −ｆi ）（ｔ−Δｔ1 ） ＋Ｄi （ｔ−Δｔ1 ）｝ となる（∵Δφの平均値＜Δφ＞＝０）。この中間周波
信号Ｉ17が図６の各ＤＥＭＯＤ６１０−１〜６１０−Ｎ
にに入力されることによって、位相雑音が抑圧された状
態でデータ信号Ｄi を復調することが可能となる。
信号Ｉ17が図６の各ＤＥＭＯＤ６１０−１〜６１０−Ｎ
にに入力されることによって、位相雑音が抑圧された状
態でデータ信号Ｄi を復調することが可能となる。
【０１３３】以上、図６及び図７の構成を有する本発明
の第２の実施例でも、第１の実施例の場合と同様、ＰＮ
Ｃ６０９において、上述した数１９式〜数２３式で示さ
れるように、サブキャリア成分が抽出されればよいた
め、メインキャリアを抽出する従来の方式に比べて広帯
域の回路は必要ないという特徴を有する。
の第２の実施例でも、第１の実施例の場合と同様、ＰＮ
Ｃ６０９において、上述した数１９式〜数２３式で示さ
れるように、サブキャリア成分が抽出されればよいた
め、メインキャリアを抽出する従来の方式に比べて広帯
域の回路は必要ないという特徴を有する。
【０１３４】また、数２２式において、数１７式の場合
と同様、周波数ｆifが変化しても、即ち、光変調器６０
３で生成される変調光の中心光周波数ｆs 又はＬｏ−Ｌ
Ｄ６０６から発振される局部発振光の光周波数ｆL が変
化しても、遅延回路７０１における遅延時間Δｔ1 がＢ
ＰＦ７０２における時間遅延Δｔ2 に十分に等しけれ
ば、復調信号である乗算器７０３から出力される中間周
波信号Ｉ17には影響が出ない。
と同様、周波数ｆifが変化しても、即ち、光変調器６０
３で生成される変調光の中心光周波数ｆs 又はＬｏ−Ｌ
Ｄ６０６から発振される局部発振光の光周波数ｆL が変
化しても、遅延回路７０１における遅延時間Δｔ1 がＢ
ＰＦ７０２における時間遅延Δｔ2 に十分に等しけれ
ば、復調信号である乗算器７０３から出力される中間周
波信号Ｉ17には影響が出ない。
【０１３５】特に、コヒーレントＳＣＭ光通信方式に本
発明が適用されることにより、前述したように、送信側
でデータ伝送速度の２倍程度までチャンネル間隔を狭め
ることが可能であり、受信側では広帯域の受信機を必要
とせずに全てのチャンネル或いは複数のチャンネルを一
括して受信することが可能となる。このため、受信可能
チャンネル数の飛躍的な向上を、低コストで実現可能と
なる。
発明が適用されることにより、前述したように、送信側
でデータ伝送速度の２倍程度までチャンネル間隔を狭め
ることが可能であり、受信側では広帯域の受信機を必要
とせずに全てのチャンネル或いは複数のチャンネルを一
括して受信することが可能となる。このため、受信可能
チャンネル数の飛躍的な向上を、低コストで実現可能と
なる。
【０１３６】図６及び図７の構成を有する本発明の第２
の実施例では、光ファイバ６０４上を伝送される変調光
は、１つのキャリア光のみが複数チャンネルのマイクロ
波多重信号によって直接変調されたものであるが、周波
数（波長）の異なる多数のキャリア光がそれぞれ複数チ
ャンネルのマイクロ波多重信号によって直接変調され、
これらのキャリア光が光周波数（波長）多重されたもの
であってもよい。第３の実施例の説明 図８は、本発明の第３の実施例の構成図である。この構
成は、本発明をコヒーレントＳＣＭ光通信方式による光
分配ネットワークに適用した場合のシステム構成図であ
る。
の実施例では、光ファイバ６０４上を伝送される変調光
は、１つのキャリア光のみが複数チャンネルのマイクロ
波多重信号によって直接変調されたものであるが、周波
数（波長）の異なる多数のキャリア光がそれぞれ複数チ
ャンネルのマイクロ波多重信号によって直接変調され、
これらのキャリア光が光周波数（波長）多重されたもの
であってもよい。第３の実施例の説明 図８は、本発明の第３の実施例の構成図である。この構
成は、本発明をコヒーレントＳＣＭ光通信方式による光
分配ネットワークに適用した場合のシステム構成図であ
る。
【０１３７】図８において、セントラル・オフィス（C
O:Central Office ）やヘッド・エンド（HE:Head End
）等の送信機Ａにおいて、変調器（ＭＯＤ）８０１−
１〜８０１−Ｎ、マルチプレクサ８０２及び光変調器８
０３は、それぞれ図６の第２の実施例であるコヒーレン
トＳＣＭ光通信システムにおける６０１−１〜６０１−
Ｎ、６０２及び６０３の送信側の各部分に対応してい
る。
O:Central Office ）やヘッド・エンド（HE:Head End
）等の送信機Ａにおいて、変調器（ＭＯＤ）８０１−
１〜８０１−Ｎ、マルチプレクサ８０２及び光変調器８
０３は、それぞれ図６の第２の実施例であるコヒーレン
トＳＣＭ光通信システムにおける６０１−１〜６０１−
Ｎ、６０２及び６０３の送信側の各部分に対応してい
る。
【０１３８】また、受信機（加入者:Subscrivers）Ｃ内
の受光器８０７、増幅器８０８、ＰＮＣ８０９及び復調
回路（ＤＥＭＯＤ）８１０−１〜８１０−Ｎは、それぞ
れ図６の６０７、６０８、６０９及び６１０−１〜６１
０−Ｎの受信側の各部分に対応している。
の受光器８０７、増幅器８０８、ＰＮＣ８０９及び復調
回路（ＤＥＭＯＤ）８１０−１〜８１０−Ｎは、それぞ
れ図６の６０７、６０８、６０９及び６１０−１〜６１
０−Ｎの受信側の各部分に対応している。
【０１３９】特に第３の実施例では、光ファイバ８０４
に、ローカル・オフィス（LO:LocalOffice）、ハブ（Hu
b ）、リモート・ターミナル（RT:Remote Terminal）等
の分配器（中継器）Ｂを介して、複数の受信機Ｃが接続
される構成を有する。
に、ローカル・オフィス（LO:LocalOffice）、ハブ（Hu
b ）、リモート・ターミナル（RT:Remote Terminal）等
の分配器（中継器）Ｂを介して、複数の受信機Ｃが接続
される構成を有する。
【０１４０】そして、図６の第２の実施例では６０５及
び６０６として受信側に設けられていた混合回路及びＬ
ｏ−ＬＤが、図８の８０５及び８０６として示されるよ
うに、分配器Ｂ内に複数の受信機Ｃに対して共通に１組
だけ設けられている。
び６０６として受信側に設けられていた混合回路及びＬ
ｏ−ＬＤが、図８の８０５及び８０６として示されるよ
うに、分配器Ｂ内に複数の受信機Ｃに対して共通に１組
だけ設けられている。
【０１４１】以上のような構成において、まず、送信機
Ａ内の光変調器８０３からの変調信号は、光ファイバ８
０４によって分配器Ｂまで導かれる。分配器Ｂでは、変
調光がＬｏ−ＬＤ８０６からの中心光周波数がｆL であ
る局部発振光と混合される。そして、その混合光が分岐
され、各受信機Ｃまで光ファイバ上を伝送される各受信
機Ｃでは、受光器８０７から光ヘテロダイン検波された
中間周波信号が得られる。その中間周波信号は、増幅器
８０８で増幅された後、第２の実施例における図７と同
様の構成のＰＮＣ８０９に入力され、ここで、中間周波
信号に含まれている位相雑音が抑圧される。
Ａ内の光変調器８０３からの変調信号は、光ファイバ８
０４によって分配器Ｂまで導かれる。分配器Ｂでは、変
調光がＬｏ−ＬＤ８０６からの中心光周波数がｆL であ
る局部発振光と混合される。そして、その混合光が分岐
され、各受信機Ｃまで光ファイバ上を伝送される各受信
機Ｃでは、受光器８０７から光ヘテロダイン検波された
中間周波信号が得られる。その中間周波信号は、増幅器
８０８で増幅された後、第２の実施例における図７と同
様の構成のＰＮＣ８０９に入力され、ここで、中間周波
信号に含まれている位相雑音が抑圧される。
【０１４２】位相雑音が抑圧された中間周波信号は、チ
ャンネル数分だけ分岐される。各復調器８１０−１〜８
１０−Ｎは、上述の分岐された各中間周波信号から、そ
れぞれｆref −ｆ1 、ｆref −ｆ2 、・・・、ｆref −
ｆN の各中心周波数近傍の各サブキャリア成分を抽出し
て、各データ信号Ｄ1 〜ＤN を復調する。
ャンネル数分だけ分岐される。各復調器８１０−１〜８
１０−Ｎは、上述の分岐された各中間周波信号から、そ
れぞれｆref −ｆ1 、ｆref −ｆ2 、・・・、ｆref −
ｆN の各中心周波数近傍の各サブキャリア成分を抽出し
て、各データ信号Ｄ1 〜ＤN を復調する。
【０１４３】ここで、通常の光ヘテロダイン検波におい
て、局部発振器（Ｌｏ−ＬＤ）は、受光器に入力するパ
ワーができるだけ大きくなるように、受光器の近傍に設
置されるのが一般的である。しかしながら、光加入者系
においては、分配器Ｂと受信機Ｃとの間の距離は高々数
kmであり、変調信号がその間を光伝送されることによる
損失は数dB程度（シングルモードファイバを用いた場
合）である。
て、局部発振器（Ｌｏ−ＬＤ）は、受光器に入力するパ
ワーができるだけ大きくなるように、受光器の近傍に設
置されるのが一般的である。しかしながら、光加入者系
においては、分配器Ｂと受信機Ｃとの間の距離は高々数
kmであり、変調信号がその間を光伝送されることによる
損失は数dB程度（シングルモードファイバを用いた場
合）である。
【０１４４】従って、第３の実施例のように、Ｌｏ−Ｌ
Ｄ８０６を分配器Ｂ内に設置し、分配器Ｂ内で変調光を
局部発振光と混合して得た混合光を、ファイバ分岐によ
り直接受信機Ｃまで伝送することが可能である。もし、
受信感度の劣化を極力抑えたい場合には、分岐損を、光
分岐の前部又は後部に設置された光増幅器により補償す
ればよい。
Ｄ８０６を分配器Ｂ内に設置し、分配器Ｂ内で変調光を
局部発振光と混合して得た混合光を、ファイバ分岐によ
り直接受信機Ｃまで伝送することが可能である。もし、
受信感度の劣化を極力抑えたい場合には、分岐損を、光
分岐の前部又は後部に設置された光増幅器により補償す
ればよい。
【０１４５】このように第３の実施例では、分配器Ｂ内
に設置された１個のＬｏ−ＬＤ８０６によって複数の受
信機Ｃに対して一括して信号光と局発光の混合が可能で
あるため、１受信機当たりのコストが飛躍的に低減さ
れ、低コストのコヒーレントＳＣＭ光通信方式による光
分配ネットワークを実現可能である。
に設置された１個のＬｏ−ＬＤ８０６によって複数の受
信機Ｃに対して一括して信号光と局発光の混合が可能で
あるため、１受信機当たりのコストが飛躍的に低減さ
れ、低コストのコヒーレントＳＣＭ光通信方式による光
分配ネットワークを実現可能である。
【０１４６】しかも、コヒーレントＳＣＭ光通信方式に
本発明が適用されることにより、前述したように、送信
側でデータ伝送速度の２倍程度までチャンネル間隔を狭
めることが可能であり、受信側では広帯域の受信機を必
要とせずに全てのチャンネル或いは複数のチャンネルを
一括して受信することが可能となる。このため、光分配
ネットワークにおける受信可能チャンネル数の飛躍的な
向上を、低コストで実現可能となる。
本発明が適用されることにより、前述したように、送信
側でデータ伝送速度の２倍程度までチャンネル間隔を狭
めることが可能であり、受信側では広帯域の受信機を必
要とせずに全てのチャンネル或いは複数のチャンネルを
一括して受信することが可能となる。このため、光分配
ネットワークにおける受信可能チャンネル数の飛躍的な
向上を、低コストで実現可能となる。
【０１４７】図８の構成を有する本発明の第３の実施例
では、光ファイバ８０４上を伝送される変調光は、１つ
のキャリア光のみが複数チャンネルのマイクロ波多重信
号によって直接変調されたものであるが、第２の実施例
の場合と同様、周波数（波長）の異なる多数のキャリア
光がそれぞれ複数チャンネルのマイクロ波多重信号によ
って直接変調され、これらのキャリア光が光周波数（波
長）多重されたものであってもよい。このように構成す
れば、更に受信可能チャンネル数を増大させることがで
きる。第４の実施例の説明 続いて、図９は、本発明の第４の実施例の構成図であ
る。この構成は、図８の第３の実施例と同様、本発明を
コヒーレントＳＣＭ光通信方式による光分配ネットワー
クに適用した場合のシステム構成図であり、特に、偏波
対策を施した構成を有する。
では、光ファイバ８０４上を伝送される変調光は、１つ
のキャリア光のみが複数チャンネルのマイクロ波多重信
号によって直接変調されたものであるが、第２の実施例
の場合と同様、周波数（波長）の異なる多数のキャリア
光がそれぞれ複数チャンネルのマイクロ波多重信号によ
って直接変調され、これらのキャリア光が光周波数（波
長）多重されたものであってもよい。このように構成す
れば、更に受信可能チャンネル数を増大させることがで
きる。第４の実施例の説明 続いて、図９は、本発明の第４の実施例の構成図であ
る。この構成は、図８の第３の実施例と同様、本発明を
コヒーレントＳＣＭ光通信方式による光分配ネットワー
クに適用した場合のシステム構成図であり、特に、偏波
対策を施した構成を有する。
【０１４８】ここで、図９の第４の実施例について説明
する前に、光ヘテロダイン検波における一般的な偏波対
策について考察してみる。光ヘテロダイン検波を行うた
めには、変調光の偏波とＬｏ−ＬＤからの局部発振光の
偏波とが一致している必要がある。もし、これらの偏波
が一致していない場合、例えば極端な例として、２つの
光の偏光が互いに直交する直線偏波である場合には、全
く検波を行うことができない。
する前に、光ヘテロダイン検波における一般的な偏波対
策について考察してみる。光ヘテロダイン検波を行うた
めには、変調光の偏波とＬｏ−ＬＤからの局部発振光の
偏波とが一致している必要がある。もし、これらの偏波
が一致していない場合、例えば極端な例として、２つの
光の偏光が互いに直交する直線偏波である場合には、全
く検波を行うことができない。
【０１４９】こうした問題の対策としては、伝送ファ
イバとして偏波保存ファイバを用いる、偏波ダイバー
シティ受信方式を採用する、偏波能動制御受信方式を
採用する、偏波スクランブル方式を採用する等が考え
られる。
イバとして偏波保存ファイバを用いる、偏波ダイバー
シティ受信方式を採用する、偏波能動制御受信方式を
採用する、偏波スクランブル方式を採用する等が考え
られる。
【０１５０】上述の各対策のうち、の方式について
は、偏波保存ファイバのコストが高いうえ、既に敷設さ
れている光ファイバを使用できなくなるため不適であ
る。の方式については、通常のコヒーレント光伝送方
式においては有望であるが、コヒーレントＳＣＭ光通信
方式においては各加入者の受信機が２重構成となるため
コストがかさむ。また、Ｌｏ−ＬＤと受信機が離れて設
置される構成の場合（図８の第３の実施例参照）には、
受信機で受信された中間周波信号をＬｏ−ＬＤにフィー
ドバックするのが難しいという問題もある。
は、偏波保存ファイバのコストが高いうえ、既に敷設さ
れている光ファイバを使用できなくなるため不適であ
る。の方式については、通常のコヒーレント光伝送方
式においては有望であるが、コヒーレントＳＣＭ光通信
方式においては各加入者の受信機が２重構成となるため
コストがかさむ。また、Ｌｏ−ＬＤと受信機が離れて設
置される構成の場合（図８の第３の実施例参照）には、
受信機で受信された中間周波信号をＬｏ−ＬＤにフィー
ドバックするのが難しいという問題もある。
【０１５１】また、の方式は、分配器内において、混
合光がモニタされ、その結果得られるモニタ信号のパワ
ーが最大になるように分配器内のＬｏ−ＬＤから発せら
れる局部発振光の偏波状態が制御される方式である。し
かし、この方式においては、高い受信感度は実現できる
が、光ファイバ中を伝送されてきた変調光のランダムな
偏波変動に追随する偏波制御を行うのが技術的に難しい
上、コスト高になってしまうという問題点を有してい
る。
合光がモニタされ、その結果得られるモニタ信号のパワ
ーが最大になるように分配器内のＬｏ−ＬＤから発せら
れる局部発振光の偏波状態が制御される方式である。し
かし、この方式においては、高い受信感度は実現できる
が、光ファイバ中を伝送されてきた変調光のランダムな
偏波変動に追随する偏波制御を行うのが技術的に難しい
上、コスト高になってしまうという問題点を有してい
る。
【０１５２】更に、の方式は、送信機内の光変調器の
後段に設置された偏波スクランブラにより光変調器で得
られた変調光の偏波状態がスクランブリングされた後、
その変調光が光ファイバに送出される方式である。しか
し、この方式においては、高速伝送に十分に対応できる
偏波スクランブラの実現が難しいという問題点を有して
いる。
後段に設置された偏波スクランブラにより光変調器で得
られた変調光の偏波状態がスクランブリングされた後、
その変調光が光ファイバに送出される方式である。しか
し、この方式においては、高速伝送に十分に対応できる
偏波スクランブラの実現が難しいという問題点を有して
いる。
【０１５３】図９の第４の実施例は、本発明が適用され
ると共に、上述のような問題を回避した偏波対策が施さ
れたコヒーレントＳＣＭ光通信方式による光分配ネット
ワークの実施例である。
ると共に、上述のような問題を回避した偏波対策が施さ
れたコヒーレントＳＣＭ光通信方式による光分配ネット
ワークの実施例である。
【０１５４】図９において、図８の第３の実施例と同じ
番号が付された部分は、図８の場合と同じ機能を有す
る。図９の第４の実施例が図８の第３の実施例と異なる
点は、次の通りである。
番号が付された部分は、図８の場合と同じ機能を有す
る。図９の第４の実施例が図８の第３の実施例と異なる
点は、次の通りである。
【０１５５】即ち、第３の実施例では、混合回路８０５
とＬｏ−ＬＤ８０６が分配器Ｂ内に設置され、分配器Ｂ
内で複数の受信機Ｃに対して一括して信号光との混合が
行われる。
とＬｏ−ＬＤ８０６が分配器Ｂ内に設置され、分配器Ｂ
内で複数の受信機Ｃに対して一括して信号光との混合が
行われる。
【０１５６】これに対して、第４の実施例では、混合回
路９０１とＬｏ−ＬＤ９０２が送信機Ａ内に設置される
と共に、偏波制御器９０２が光変調器８０３からの変調
光の偏波状態とＬｏ−ＬＤ９０２からの局部発振光の偏
波状態とが一致するように局部発振光の偏波状態を制御
する点である。
路９０１とＬｏ−ＬＤ９０２が送信機Ａ内に設置される
と共に、偏波制御器９０２が光変調器８０３からの変調
光の偏波状態とＬｏ−ＬＤ９０２からの局部発振光の偏
波状態とが一致するように局部発振光の偏波状態を制御
する点である。
【０１５７】以上のような構成により、第４の実施例
は、第３の実施例の場合と同様、１個のＬｏ−ＬＤ９０
２によって複数の受信機Ｃに対して一括して信号光との
混合が可能であるという特徴、光分配ネットワークにお
ける受信可能チャンネル数の飛躍的な向上を低コストで
実現可能であるというコヒーレントＳＣＭ光通信方式の
特徴を有すると共に、送信機Ａにおいて精密な偏波制御
が可能であるという独自の特徴を有する。
は、第３の実施例の場合と同様、１個のＬｏ−ＬＤ９０
２によって複数の受信機Ｃに対して一括して信号光との
混合が可能であるという特徴、光分配ネットワークにお
ける受信可能チャンネル数の飛躍的な向上を低コストで
実現可能であるというコヒーレントＳＣＭ光通信方式の
特徴を有すると共に、送信機Ａにおいて精密な偏波制御
が可能であるという独自の特徴を有する。
【０１５８】このような特徴は、特に、送信機Ａと各受
信機（加入者）Ｃとの距離が比較的短い光分配ネットワ
ークにおいて顕著に発揮される。図９の構成を有する本
発明の第４の実施例では、光ファイバ８０４上を伝送さ
れる変調光は、１つのキャリア光のみが複数チャンネル
のマイクロ波多重信号によって直接変調されたものであ
るが、周波数（波長）の異なる多数のキャリア光がそれ
ぞれ複数チャンネルのマイクロ波多重信号によって直接
変調され、各キャリア光が、それぞれ上述のように偏波
制御された上で合波された後、光周波数（波長）多重さ
れたものであってもよい。このように構成すれば、第３
の実施例の場合と同様、更に受信可能チャンネル数を増
大させることができる。
信機（加入者）Ｃとの距離が比較的短い光分配ネットワ
ークにおいて顕著に発揮される。図９の構成を有する本
発明の第４の実施例では、光ファイバ８０４上を伝送さ
れる変調光は、１つのキャリア光のみが複数チャンネル
のマイクロ波多重信号によって直接変調されたものであ
るが、周波数（波長）の異なる多数のキャリア光がそれ
ぞれ複数チャンネルのマイクロ波多重信号によって直接
変調され、各キャリア光が、それぞれ上述のように偏波
制御された上で合波された後、光周波数（波長）多重さ
れたものであってもよい。このように構成すれば、第３
の実施例の場合と同様、更に受信可能チャンネル数を増
大させることができる。
【０１５９】上述のような、混合回路、Ｌｏ−ＬＤ及び
偏波制御器が送信機内に設けられる構成は、図９のよう
な光分配ネットワークに限らず、図６の第２の実施例の
ような送信機と受信機の間に分配器が設置されない１対
１の光通信システムにも適用可能である。
偏波制御器が送信機内に設けられる構成は、図９のよう
な光分配ネットワークに限らず、図６の第２の実施例の
ような送信機と受信機の間に分配器が設置されない１対
１の光通信システムにも適用可能である。
【０１６０】また、上述のような送信側の構成は、図４
の第１の実施例のような通常のコヒーレント光通信シス
テムにも適用可能である。第５の実施例の説明 図１０は、本発明の第５の実施例の構成図である。本実
施例は、図９の第４の実施例と同様、本発明を偏波対策
を施した上でコヒーレントＳＣＭ光通信方式による光分
配ネットワークに適用した例である。
の第１の実施例のような通常のコヒーレント光通信シス
テムにも適用可能である。第５の実施例の説明 図１０は、本発明の第５の実施例の構成図である。本実
施例は、図９の第４の実施例と同様、本発明を偏波対策
を施した上でコヒーレントＳＣＭ光通信方式による光分
配ネットワークに適用した例である。
【０１６１】図１０において、図９の第４の実施例と同
じ番号が付された部分は、図９の場合と同じ機能を有す
る。図１０の第５の実施例が図９の第４の実施例と異な
る点は、送信機Ａ内に、光増幅器（O.A.）１００１がポ
ストアンプとして設置される点である。
じ番号が付された部分は、図９の場合と同じ機能を有す
る。図１０の第５の実施例が図９の第４の実施例と異な
る点は、送信機Ａ内に、光増幅器（O.A.）１００１がポ
ストアンプとして設置される点である。
【０１６２】この構成により、送信機Ａからの信号パワ
ーが増幅されるので、システムマージンが増し、光分配
ネットワークにおける伝送距離および分岐数を共に増加
させることができる。第６の実施例の説明 図１１は、本発明の第６の実施例の構成図である。本実
施例は、図９の第４の実施例又は図１０の第５の実施例
と同様、本発明を偏波対策を施した上でコヒーレントＳ
ＣＭ光通信方式による光分配ネットワークに適用した例
である。
ーが増幅されるので、システムマージンが増し、光分配
ネットワークにおける伝送距離および分岐数を共に増加
させることができる。第６の実施例の説明 図１１は、本発明の第６の実施例の構成図である。本実
施例は、図９の第４の実施例又は図１０の第５の実施例
と同様、本発明を偏波対策を施した上でコヒーレントＳ
ＣＭ光通信方式による光分配ネットワークに適用した例
である。
【０１６３】図１１において、図９の第４の実施例又は
図１０の第５の実施例と同じ番号が付された部分は、図
９又は図１０の場合と同じ機能を有する。前述した図１
０の第５の実施例において、光増幅器１００１が送信機
Ａ内にポストアンプとして設置されるのに対し、図１１
の第６の実施例では、分配器Ｂ内の光分岐の前段に光増
幅器１１０１が設置される。
図１０の第５の実施例と同じ番号が付された部分は、図
９又は図１０の場合と同じ機能を有する。前述した図１
０の第５の実施例において、光増幅器１００１が送信機
Ａ内にポストアンプとして設置されるのに対し、図１１
の第６の実施例では、分配器Ｂ内の光分岐の前段に光増
幅器１１０１が設置される。
【０１６４】この構成により、分配器Ｂによる分岐損を
光増幅器１１０１で補償することができるので、分岐数
を増加させることが可能となる。なお、光分岐後に、各
回線毎に光増幅器で信号増幅するように構成されてもよ
い。また、光増幅器が光分岐の前段と後段にそれぞれ設
けられてもよい。更に、これらの構成と、送信機Ａ内に
光増幅器が設けられる図１０の第５の実施例の構成とが
併用されてもよい。
光増幅器１１０１で補償することができるので、分岐数
を増加させることが可能となる。なお、光分岐後に、各
回線毎に光増幅器で信号増幅するように構成されてもよ
い。また、光増幅器が光分岐の前段と後段にそれぞれ設
けられてもよい。更に、これらの構成と、送信機Ａ内に
光増幅器が設けられる図１０の第５の実施例の構成とが
併用されてもよい。
【０１６５】
【発明の効果】本発明によれば、例えば光ヘテロダイン
検波又は光ホモダイン検波が採用されるような場合に、
位相雑音抑圧処理において送信側で合波された無変調信
号の周波数成分が再生されればよく、伝送信号の周波数
成分からメインキャリア成分までの広い周波数帯域の成
分を再生する必要はない。このため、受光手段として広
帯域の回路は必要なく、この結果、システム全体のコス
トを大幅に引き下げることが可能となる。
検波又は光ホモダイン検波が採用されるような場合に、
位相雑音抑圧処理において送信側で合波された無変調信
号の周波数成分が再生されればよく、伝送信号の周波数
成分からメインキャリア成分までの広い周波数帯域の成
分を再生する必要はない。このため、受光手段として広
帯域の回路は必要なく、この結果、システム全体のコス
トを大幅に引き下げることが可能となる。
【０１６６】更に、本発明に光ヘテロダイン検波又は光
ホモダイン検波が採用される場合、メインキャリア成分
の周波数が変化しても、即ち、変調光の中心光周波数又
は局部発振光の周波数が変化しても、遅延手段における
遅延時間が無変調成分抽出手段における信号遅延時間に
十分に等しければ、復調手段における復調性能に影響は
生じないという効果も有する。従って、光変調手段や局
部発振手段の発振周波数に対する要求を大幅に緩和する
ことができ、この面でもシステム全体のコストダウンが
可能となる。
ホモダイン検波が採用される場合、メインキャリア成分
の周波数が変化しても、即ち、変調光の中心光周波数又
は局部発振光の周波数が変化しても、遅延手段における
遅延時間が無変調成分抽出手段における信号遅延時間に
十分に等しければ、復調手段における復調性能に影響は
生じないという効果も有する。従って、光変調手段や局
部発振手段の発振周波数に対する要求を大幅に緩和する
ことができ、この面でもシステム全体のコストダウンが
可能となる。
【０１６７】次に、本発明が特にコヒーレントＳＣＭ光
通信システムに適用される場合、送信側においてマイク
ロ波レベルで多重される各伝送信号のチャンネル間隔
（周波数間隔）を、例えばディジタル信号の場合にそれ
ぞれのデータ伝送速度の２倍程度まで狭めることが可能
である。これにより、受信側では広帯域の受信機を必要
とせずに全てのチャンネル或いは複数のチャンネルを一
括して受信することが可能となり、受信可能チャンネル
数の飛躍的な向上を、低コストで実現可能となる。
通信システムに適用される場合、送信側においてマイク
ロ波レベルで多重される各伝送信号のチャンネル間隔
（周波数間隔）を、例えばディジタル信号の場合にそれ
ぞれのデータ伝送速度の２倍程度まで狭めることが可能
である。これにより、受信側では広帯域の受信機を必要
とせずに全てのチャンネル或いは複数のチャンネルを一
括して受信することが可能となり、受信可能チャンネル
数の飛躍的な向上を、低コストで実現可能となる。
【０１６８】また、光ヘテロダイン検波又は光ホモダイ
ン検波が採用される本発明が光分配ネットワークとして
の光通信システムに適用される場合には、中継器（分配
器）と各受信機との距離が数km程度であれば、局部発振
手段と混合手段を中継器内に設置し、分配器内で変調光
を局部発振光と混合して得た混合光を、ファイバ分岐に
より直接各受信機まで伝送することが可能である。この
結果、各受信機では混合を行うための設備が必要なくな
り、１受信機当たりのコストが飛躍的に低減され、低コ
ストのコヒーレントＳＣＭ光通信方式による光分配ネッ
トワークを実現可能である。
ン検波が採用される本発明が光分配ネットワークとして
の光通信システムに適用される場合には、中継器（分配
器）と各受信機との距離が数km程度であれば、局部発振
手段と混合手段を中継器内に設置し、分配器内で変調光
を局部発振光と混合して得た混合光を、ファイバ分岐に
より直接各受信機まで伝送することが可能である。この
結果、各受信機では混合を行うための設備が必要なくな
り、１受信機当たりのコストが飛躍的に低減され、低コ
ストのコヒーレントＳＣＭ光通信方式による光分配ネッ
トワークを実現可能である。
【０１６９】更に、光ヘテロダイン検波又は光ホモダイ
ン検波が採用される本発明の構成において、送信機内
に、局部発振手段、混合手段及び偏波制御手段が含ませ
られることによって、送信側での精密な偏波制御が可能
となるとともに、上記と同様の理由により、１受信機あ
たりのコストが大幅に低減される。
ン検波が採用される本発明の構成において、送信機内
に、局部発振手段、混合手段及び偏波制御手段が含ませ
られることによって、送信側での精密な偏波制御が可能
となるとともに、上記と同様の理由により、１受信機あ
たりのコストが大幅に低減される。
【０１７０】また、送信機内の出力段に光ポストアンプ
としての光増幅器を設けるか、光分配ネットワークにお
ける中継器内の光分岐の前段又は後段に光増幅器を設け
ることによって、システムマージンを増加させることが
可能となり、光通信システムの伝送距離及び分配数を増
加させることも可能となる。
としての光増幅器を設けるか、光分配ネットワークにお
ける中継器内の光分岐の前段又は後段に光増幅器を設け
ることによって、システムマージンを増加させることが
可能となり、光通信システムの伝送距離及び分配数を増
加させることも可能となる。
【図１】本発明のブロック図である。
【図２】本発明がコヒーレント光通信方式に適用される
場合の電気段での周波数配置を示した図である。
場合の電気段での周波数配置を示した図である。
【図３】本発明がコヒーレントＳＣＭ光通信方式に適用
される場合の電気段での周波数配置を示した図である。
される場合の電気段での周波数配置を示した図である。
【図４】本発明の第１の実施例の構成図である。
【図５】第１の実施例におけるＰＮＣの構成図である。
【図６】本発明の第２の実施例の構成図である。
【図７】第２の実施例におけるＰＮＣの構成図である。
【図８】本発明の第３の実施例の構成図である。
【図９】本発明の第４の実施例の構成図である。
【図１０】本発明の第５の実施例の構成図である。
【図１１】本発明の第６の実施例の構成図である。
【図１２】位相雑音抑圧機能を有する従来のコヒーレン
ト光通信システムの構成図である。
ト光通信システムの構成図である。
【図１３】従来のコヒーレント光通信システムにおける
データ信号Ｄのメインローブの周波数特性を示した図で
ある。
データ信号Ｄのメインローブの周波数特性を示した図で
ある。
【図１４】従来のコヒーレント光通信システムにおける
ＰＮＣの構成図である。
ＰＮＣの構成図である。
【図１５】位相雑音抑圧機能を有する従来のコヒーレン
トＳＣＭ光通信システムの構成図である。
トＳＣＭ光通信システムの構成図である。
【図１６】従来のコヒーレントＳＣＭ光通信システムに
おけるＳＣＭ信号のチャンネル配置を示した図である。
おけるＳＣＭ信号のチャンネル配置を示した図である。
【図１７】従来のコヒーレントＳＣＭ光通信システムに
おけるＩＦ段での周波数配置を示した図である。
おけるＩＦ段での周波数配置を示した図である。
【図１８】従来のコヒーレントＳＣＭ光通信システムに
おけるＰＮＣの構成図である。
おけるＰＮＣの構成図である。
１０１ 伝送信号 １０２ 無変調信号 １０３ 混合手段 １０４ 合成信号 １０５ 光変調手段 １０６ 変調光 １０７ 受光手段 １０８、１０８′ 電気信号 １０９ 無変更信号抽出手段 １１０ 遅延手段 １１１ 復調手段
Claims (10)
- 【請求項１】 伝送信号（１０１）とその周波数帯域に
含まれない周波数を有する無変調信号（１０２）とを合
波する混合手段（１０３）と、 該混合手段（１０３）から得られる合成信号（１０４）
によって光変調を行い、その結果得られる変調光（１０
６）を出力する光変調手段（１０５）と、 前記変調光（１０６）を検波して電気信号（１０８）に
変換する受光手段（１０７）と、 該受光手段からの電気信号（１０８）から前記無変調信
号（１０２）の周波数成分（１１２）を抽出する無変調
成分抽出手段（１０９）と、 前記受光手段（１０７）からの電気信号（１０８）を前
記無変調成分抽出手段（１０９）における信号遅延時間
に等しい時間だけ遅延させる遅延手段（１１０）と、 該遅延手段からの電気信号（１０８′）と前記無変調成
分抽出手段（１０９）から抽出される無変調信号（１０
２）とに基づいて位相雑音を抑圧するとともに前記伝送
信号（１０１）を復調する復調手段（１１１）と、 を含むことを特徴とする光通信システム。 - 【請求項２】 前記混合手段と前記光変調手段とからな
る部分が複数組設けられ、 該各光変調手段からの各変調光を合波し、その結果得ら
れる変調光を前記変調光として出力する光多重手段を更
に含む、 ことを特徴とする請求項１に記載の光通信システム。 - 【請求項３】 複数チャンネルの伝送信号の各々に対応
して設けられ、各々異なるマイクロ波の周波数を有する
各キャリア信号を前記各伝送信号によって変調する複数
の電気段変調手段と、 該各電気段変調手段からの各変調信号を周波数多重する
周波数多重手段と、 該周波数多重手段からの周波数多重信号とその周波数帯
域に含まれない周波数を有する無変調信号とを合波する
混合手段と、 該混合手段から得られる合成信号によって光変調を行
い、その結果得られる変調光を出力する光変調手段と、 前記変調光を検波して電気信号に変換する受光手段と、 該受光手段からの電気信号から前記無変調信号の周波数
成分を抽出する無変調成分抽出手段と、 前記受光手段からの電気信号を前記無変調成分抽出手段
における信号遅延時間に等しい時間だけ遅延させる遅延
手段と、 該遅延手段からの電気信号と前記無変調成分抽出手段か
ら抽出される無変調信号とに基づいて位相雑音を抑圧す
るとともに前記各チャンネルの伝送信号を復調する復調
手段と、 を含むことを特徴とする光通信システム。 - 【請求項４】 前記電気段変調手段、前記周波数多重手
段、前記混合手段及び前記光変調手段とからなる部分が
複数組設けられ、 該各光変調手段からの各変調光を合波し、その結果得ら
れる変調光を前記変調光として出力する光多重手段を更
に含む、 ことを特徴とする請求項３に記載の光通信システム。 - 【請求項５】 前記受光手段は、 局部発振光を発生する局部発振手段と、 該局部発振手段からの局部発振光と前記変調光とを混合
する混合手段と、 該混合手段からの混合光を検波して電気信号に変換する
受光素子と、 を含むことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に
記載の光通信システム。 - 【請求項６】 前記光通信システムは、送信機から光伝
送路に送出された前記変調光が中継器に設けられた前記
局部発振手段及び前記混合手段により混合された後に分
岐され、該分岐された各混合光がそれぞれ前記受光素
子、前記無変調成分抽出手段、前記遅延手段及び前記復
調手段を含む複数の受信機によって受信される構成を含
む光分配ネットワークである、 ことを特徴とする請求項５に記載の光通信システム。 - 【請求項７】 送信機内に、前記局部発振手段及び前記
混合手段と、前記変調光の偏波状態と前記局部発振手段
からの局部発振光の偏波状態とを一致させる偏波制御手
段を含み、 前記変調光と前記局部発振光は、前記偏波制御手段によ
って各々の偏波状態が制御されながら前記混合手段で混
合され、該混合手段からの混合光が、前記受光素子、前
記無変調成分抽出手段、前記遅延手段及び前記復調手段
を含む受信機に向かう光伝送路に送出される、 ことを特徴とする請求項５に記載の光通信システム。 - 【請求項８】 送信機内に、前記混合手段からの混合光
を光増幅した後に前記光伝送路に送出する光増幅手段を
更に含む、 ことを特徴とする請求項７に記載の光通信システム。 - 【請求項９】 前記光通信システムは、送信機から前記
光伝送路に送出された前記混合光が中継器で分岐され、
該分岐された各混合光がそれぞれ前記受光素子、前記無
変調成分抽出手段、前記遅延手段及び前記復調手段を含
む複数の受信機によって受信される構成を含む光分配ネ
ットワークである、 ことを特徴とする請求項７又は８の何れか１項に記載の
光通信システム。 - 【請求項１０】 前記中継器内の前記分岐が行われる前
段又は後段の何れか一方又は両方に光増幅手段を更に含
む、 ことを特徴とする請求項６又は９の何れか１項に記載の
光通信システム。
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