JPH0575393A - データ受信装置の等化器 - Google Patents
データ受信装置の等化器Info
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- JPH0575393A JPH0575393A JP3232839A JP23283991A JPH0575393A JP H0575393 A JPH0575393 A JP H0575393A JP 3232839 A JP3232839 A JP 3232839A JP 23283991 A JP23283991 A JP 23283991A JP H0575393 A JPH0575393 A JP H0575393A
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- JP
- Japan
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- equalizer
- taps
- output
- adder
- delay element
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0283—Filters characterised by the filter structure
- H03H17/0286—Combinations of filter structures
- H03H17/0288—Recursive, non-recursive, ladder, lattice structures
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
-
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- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
- H04L2025/03535—Variable structures
- H04L2025/03547—Switching between time domain structures
- H04L2025/03566—Switching between time domain structures between different tapped delay line structures
- H04L2025/03573—Switching between time domain structures between different tapped delay line structures between recursive and non-recursive
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Communication Control (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 データ受信装置の等化器において、バースト
毎に最適なタップ数の分配を行って、総タップ数を減ら
すことにより、演算量を削減し、低消費電力化および小
型化を容易にする。 【構成】 バースト毎に選択スイッチ７によって最適な
タップ数の分配を行い、受信信号１を遅延素子２によっ
て蓄え、重み付け器３によって重みを付け、加算器４に
よって加え合わせ、識別器５によって得られるべき振幅
に変換し、その値を等化器の出力６として出力するとと
もに遅延素子８を経て帰還する。
毎に最適なタップ数の分配を行って、総タップ数を減ら
すことにより、演算量を削減し、低消費電力化および小
型化を容易にする。 【構成】 バースト毎に選択スイッチ７によって最適な
タップ数の分配を行い、受信信号１を遅延素子２によっ
て蓄え、重み付け器３によって重みを付け、加算器４に
よって加え合わせ、識別器５によって得られるべき振幅
に変換し、その値を等化器の出力６として出力するとと
もに遅延素子８を経て帰還する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル移動通信等
に利用するデータ受信装置の等化器に関する。
に利用するデータ受信装置の等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２はデータ受信装置の等化器が処理す
るバースト信号の構成を、図３は回線のインパルス応答
の波形を示している。図４は従来のデータ受信装置の等
化器の構成を示している（実際のデータ受信装置にはこ
の構成の等化器を２つ使用する）。図４において、１は
受信信号で、遅延素子２に入力される。３は重み付け器
で、その出力は加算器４に入力され、加算器４の出力は
識別器５に入力され、等化器の出力６となる。同時に等
化器の出力６は遅延素子９に入力される。１０は重み付
け器である。
るバースト信号の構成を、図３は回線のインパルス応答
の波形を示している。図４は従来のデータ受信装置の等
化器の構成を示している（実際のデータ受信装置にはこ
の構成の等化器を２つ使用する）。図４において、１は
受信信号で、遅延素子２に入力される。３は重み付け器
で、その出力は加算器４に入力され、加算器４の出力は
識別器５に入力され、等化器の出力６となる。同時に等
化器の出力６は遅延素子９に入力される。１０は重み付
け器である。
【０００３】次にその動作について説明する。図４にお
いて、受信信号１は遅延素子２によって遅延線に蓄えら
れ（図４では６サンプル分蓄えられる）、それぞれのタ
ップの出力に重み付け器３によって重み付けが行われ、
加算器４で加え合わせることにより、ＦＩＲ型のディジ
タルフィルタによって伝送路の歪を補償された出力が得
られ、この出力に対して識別器５が得られるべき振幅に
変換し（例えばＧＭＳＫ変調の場合は、識別器５の入力
が正なら１を、負なら−１を出力する）、これが等化器
の出力６となるとともに遅延素子９によって遅延線に蓄
えられ、重み付け器１０によって各タップの出力に重み
がつけられ、加算器４で加え合わせられることによって
ＩＩＲ型のディジタルフィルタによる伝送路歪の補償を
行う。
いて、受信信号１は遅延素子２によって遅延線に蓄えら
れ（図４では６サンプル分蓄えられる）、それぞれのタ
ップの出力に重み付け器３によって重み付けが行われ、
加算器４で加え合わせることにより、ＦＩＲ型のディジ
タルフィルタによって伝送路の歪を補償された出力が得
られ、この出力に対して識別器５が得られるべき振幅に
変換し（例えばＧＭＳＫ変調の場合は、識別器５の入力
が正なら１を、負なら−１を出力する）、これが等化器
の出力６となるとともに遅延素子９によって遅延線に蓄
えられ、重み付け器１０によって各タップの出力に重み
がつけられ、加算器４で加え合わせられることによって
ＩＩＲ型のディジタルフィルタによる伝送路歪の補償を
行う。
【０００４】ここで、ＩＩＲ型のディジタルフィルタ
は、主波（一番大きい成分）よりも時間的に遅れた成分
による歪にのみ有効である。ＦＩＲ型のディジタルフィ
ルタは、主波より時間的に遅れた成分にも時間的に進ん
だ成分にも有効であるが、主波より時間的に遅れた成分
に対してはＩＩＲ型のディジタルフィルタの方が効果が
大きい。
は、主波（一番大きい成分）よりも時間的に遅れた成分
による歪にのみ有効である。ＦＩＲ型のディジタルフィ
ルタは、主波より時間的に遅れた成分にも時間的に進ん
だ成分にも有効であるが、主波より時間的に遅れた成分
に対してはＩＩＲ型のディジタルフィルタの方が効果が
大きい。
【０００５】この等化器を図２に示すような構成をも
つ、前半データと後半データの間に参照信号があるよう
なバースト信号に対して使用することを考えると、等化
器は参照信号によってその重み付け器の重み付けの大き
さの初期値を決めるため、後半データに対しては、後半
用等化器のように等化を行い、前半データに対しては前
半等化器のように等化を行う。このため、このような場
合は、図４の等化器を２つ用いる必要がある。また、遅
延波の範囲を、例えば図３のように５Ｔとすると、ＦＩ
Ｒ型のディジタルフィルタのタップ数は最大６タップ、
ＩＩＲ型のディジタルフィルタのタップ数は最大５タッ
プ必要で、回線の状態によって違うため、最大のタップ
数を持つ。このため、この場合は、ＦＩＲ型６タップ、
ＩＩＲ型５タップの等化器を２つ持つことになる。
つ、前半データと後半データの間に参照信号があるよう
なバースト信号に対して使用することを考えると、等化
器は参照信号によってその重み付け器の重み付けの大き
さの初期値を決めるため、後半データに対しては、後半
用等化器のように等化を行い、前半データに対しては前
半等化器のように等化を行う。このため、このような場
合は、図４の等化器を２つ用いる必要がある。また、遅
延波の範囲を、例えば図３のように５Ｔとすると、ＦＩ
Ｒ型のディジタルフィルタのタップ数は最大６タップ、
ＩＩＲ型のディジタルフィルタのタップ数は最大５タッ
プ必要で、回線の状態によって違うため、最大のタップ
数を持つ。このため、この場合は、ＦＩＲ型６タップ、
ＩＩＲ型５タップの等化器を２つ持つことになる。
【０００６】このように上記従来のデータ受信装置の等
化器では、ＦＩＲ型とＩＩＲ型のディジタルフィルタを
組み合わせているので、主波より時間的に遅れた成分に
よる歪も、主波より時間的に進んだ成分による歪も、補
償することができる。
化器では、ＦＩＲ型とＩＩＲ型のディジタルフィルタを
組み合わせているので、主波より時間的に遅れた成分に
よる歪も、主波より時間的に進んだ成分による歪も、補
償することができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のデータ受信装置の等化器では、等化器のタップ数が
多いために、演算量が多く、また、低消費電力化および
小型化が困難であるという問題があった。
来のデータ受信装置の等化器では、等化器のタップ数が
多いために、演算量が多く、また、低消費電力化および
小型化が困難であるという問題があった。
【０００８】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、伝送路の歪を補償する効果を損ねずにタ
ップ数を約半分にし、演算量を半減し、低消費電力化お
よび小型化を容易にする優れたデータ受信装置の等化器
を提供することを目的とするものである。
るものであり、伝送路の歪を補償する効果を損ねずにタ
ップ数を約半分にし、演算量を半減し、低消費電力化お
よび小型化を容易にする優れたデータ受信装置の等化器
を提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、等化器の遅延線に選択スイッチを設け、
バースト毎にＦＩＲ型とＩＩＲ型のディジタルフィルタ
のタップ数を分配し、総タップ数を従来の約半分にする
ようにしたものである。
成するために、等化器の遅延線に選択スイッチを設け、
バースト毎にＦＩＲ型とＩＩＲ型のディジタルフィルタ
のタップ数を分配し、総タップ数を従来の約半分にする
ようにしたものである。
【００１０】
【作用】したがって、本発明によれば、等化器の遅延線
に設けられた選択スイッチを用いてバースト毎に最適な
タップ数の分配を行うことにより、総タップ数が約半分
になり、演算量が半減し、消費電力が減少し、形状寸法
が小さくなる。
に設けられた選択スイッチを用いてバースト毎に最適な
タップ数の分配を行うことにより、総タップ数が約半分
になり、演算量が半減し、消費電力が減少し、形状寸法
が小さくなる。
【００１１】
【実施例】図１は、本発明の実施例におけるデータ受信
装置の等化器の構成を示すものである。図１において、
１は受信信号で、遅延素子２に入力される。３は重み付
け器で、その出力は加算器４に入力され、加算器４の出
力は識別器５に入力され、等化器の出力６となる。７は
選択スイッチである。等化器の出力６は同時に遅延素子
８に入力される。
装置の等化器の構成を示すものである。図１において、
１は受信信号で、遅延素子２に入力される。３は重み付
け器で、その出力は加算器４に入力され、加算器４の出
力は識別器５に入力され、等化器の出力６となる。７は
選択スイッチである。等化器の出力６は同時に遅延素子
８に入力される。
【００１２】次にその動作について説明する。この等化
器を図２に示すような、前半データと後半データの間に
参照信号があるような構成をもつバースト信号に対して
使用することを考えると、等化器は、参照信号によって
その重み付け器の重み付けの大きさの初期値を決めるた
め、後半データに対しては、後半用等化器のように等化
を行い、前半データに対しては前半用等化器のように等
化を行う。このため、このような場合は、等化器を２つ
用いる必要がある。また、回線のインパルス応答におけ
る遅延波の範囲を、例えば図３に示すように５Ｔとする
と、ＦＩＲ型のディジタルフィルタのタップ数は最大６
タップ、ＩＩＲ型のディジタルフィルタのタップ数は、
最大５タップ必要である。このように、必要なタップ数
は回線の状態によって異なる。ここで、回線が例えば図
３のようなインパルス応答を持つとすると、後半用等化
器は主波より時間的に遅れた成分が４Ｔまであり、主波
より時間的に進んだ成分がＴまである。このため、この
場合に限っては、後半用等化器は、ＦＩＲ型２タップ、
ＩＩＲ型４タップでよく、前半用等化器は、ＦＩＲ型５
タップ、ＩＩＲ型１タップでよい。このように、後半用
等化器のＦＩＲ型のタップ数をＡ、ＩＩＲ型のタップ数
をＢ、前半用等化器のＦＩＲ型のタップ数をＣ、ＩＩＲ
型のタップ数をＤとすると、Ａ＋Ｂ＝Ｃ＋Ｄ＝６、Ａ＋
Ｃ＝７、Ｂ＋Ｄ＝５（Ａ，Ｃ＝１〜６、Ｂ，Ｄ＝０〜
５）の関係を満たせば、従来の等化器と同等の性能を確
保できる。したがって、図１に示すような選択スイッチ
７を備えた等化器を２つ設ければよい。一般的に、遅延
波の範囲をｎＴまで考慮すると、上記Ａ〜Ｄの関係は、
Ａ＋Ｂ＝Ｃ＋Ｄ＝ｎ＋１、Ａ＋Ｃ＝ｎ＋２、Ｂ＋Ｄ＝ｎ
（Ａ，Ｃ＝１〜ｎ＋１、Ｂ，Ｄ＝０〜ｎ）となり、総タ
ップ数は、２つの等化器を合わせて、従来例においては
２（２ｎ＋１）だったのに対し、２（ｎ＋１）となり、
約半分となる。
器を図２に示すような、前半データと後半データの間に
参照信号があるような構成をもつバースト信号に対して
使用することを考えると、等化器は、参照信号によって
その重み付け器の重み付けの大きさの初期値を決めるた
め、後半データに対しては、後半用等化器のように等化
を行い、前半データに対しては前半用等化器のように等
化を行う。このため、このような場合は、等化器を２つ
用いる必要がある。また、回線のインパルス応答におけ
る遅延波の範囲を、例えば図３に示すように５Ｔとする
と、ＦＩＲ型のディジタルフィルタのタップ数は最大６
タップ、ＩＩＲ型のディジタルフィルタのタップ数は、
最大５タップ必要である。このように、必要なタップ数
は回線の状態によって異なる。ここで、回線が例えば図
３のようなインパルス応答を持つとすると、後半用等化
器は主波より時間的に遅れた成分が４Ｔまであり、主波
より時間的に進んだ成分がＴまである。このため、この
場合に限っては、後半用等化器は、ＦＩＲ型２タップ、
ＩＩＲ型４タップでよく、前半用等化器は、ＦＩＲ型５
タップ、ＩＩＲ型１タップでよい。このように、後半用
等化器のＦＩＲ型のタップ数をＡ、ＩＩＲ型のタップ数
をＢ、前半用等化器のＦＩＲ型のタップ数をＣ、ＩＩＲ
型のタップ数をＤとすると、Ａ＋Ｂ＝Ｃ＋Ｄ＝６、Ａ＋
Ｃ＝７、Ｂ＋Ｄ＝５（Ａ，Ｃ＝１〜６、Ｂ，Ｄ＝０〜
５）の関係を満たせば、従来の等化器と同等の性能を確
保できる。したがって、図１に示すような選択スイッチ
７を備えた等化器を２つ設ければよい。一般的に、遅延
波の範囲をｎＴまで考慮すると、上記Ａ〜Ｄの関係は、
Ａ＋Ｂ＝Ｃ＋Ｄ＝ｎ＋１、Ａ＋Ｃ＝ｎ＋２、Ｂ＋Ｄ＝ｎ
（Ａ，Ｃ＝１〜ｎ＋１、Ｂ，Ｄ＝０〜ｎ）となり、総タ
ップ数は、２つの等化器を合わせて、従来例においては
２（２ｎ＋１）だったのに対し、２（ｎ＋１）となり、
約半分となる。
【００１３】次の（表１）は選択スイッチ７の作動状態
を示している。
を示している。
【００１４】
【表１】
【００１５】図１において、選択スイッチ７は、回線の
状態によって（表１）に示すような関係をもって作動
し、ＦＩＲ型とＩＩＲ型のディジタルフィルタのタップ
数を上記の関係を満たすように分配する。受信信号１は
遅延素子２によって遅延線に蓄えられ、それぞれのタッ
プの出力に重み付き器３によって重み付けが行われ、加
算器４で加え合わせることにより、ＦＩＲ型のディジタ
ルフィルタによって伝送路の歪を補償された出力が得ら
れ、これに対して識別器５で得られるべき振幅に変換さ
れ（例えばＧＭＳＫ変調の場合は、識別器５の入力が正
なら１を、負なら−１を出力する）、これが等化器の出
力６となるとともに遅延素子８を経て帰還され、ＩＩＲ
型のディジタルフィルタによる伝送路歪の補償が行え
る。
状態によって（表１）に示すような関係をもって作動
し、ＦＩＲ型とＩＩＲ型のディジタルフィルタのタップ
数を上記の関係を満たすように分配する。受信信号１は
遅延素子２によって遅延線に蓄えられ、それぞれのタッ
プの出力に重み付き器３によって重み付けが行われ、加
算器４で加え合わせることにより、ＦＩＲ型のディジタ
ルフィルタによって伝送路の歪を補償された出力が得ら
れ、これに対して識別器５で得られるべき振幅に変換さ
れ（例えばＧＭＳＫ変調の場合は、識別器５の入力が正
なら１を、負なら−１を出力する）、これが等化器の出
力６となるとともに遅延素子８を経て帰還され、ＩＩＲ
型のディジタルフィルタによる伝送路歪の補償が行え
る。
【００１６】このように上記実施例によれば、バースト
毎に選択スイッチ７によってＦＩＲ型のタップ数と、Ｉ
ＩＲ型のタップ数の分配を行うため、総タップ数を約半
分にすることができるという利点を有する。
毎に選択スイッチ７によってＦＩＲ型のタップ数と、Ｉ
ＩＲ型のタップ数の分配を行うため、総タップ数を約半
分にすることができるという利点を有する。
【００１７】
【発明の効果】本発明は上記実施例より明らかなよう
に、バースト毎に最適なタップ数の分配ができるように
したものであり、総タップ数を約半分にできるため、演
算量を半減でき、低消費電力化および小型化を容易にす
ることができるという効果を有する。
に、バースト毎に最適なタップ数の分配ができるように
したものであり、総タップ数を約半分にできるため、演
算量を半減でき、低消費電力化および小型化を容易にす
ることができるという効果を有する。
【図１】本発明の実施例におけるデータ受信装置の等化
器のブロック図
器のブロック図
【図２】バースト信号の構成図
【図３】回線のインパルス応答の波形図
【図４】従来のデータ受信装置の等化器のブロック図
１ 受信信号（受信データ） ２ 遅延素子 ３ 重み付け器 ４ 加算器 ５ 識別器 ６ 等化器の出力 ７ 選択スイッチ
Claims (1)
- 【請求項１】受信データを蓄える複数の遅延素子と、前
記複数の遅延素子のそれぞれに蓄えられた信号に重みを
付ける複数の重み付け器と、前記複数の重み付け器の出
力信号を加算する加算器と、前記加算器によって加算さ
れた結果を得られるべき振幅に変換する識別器と、バー
スト毎に最適なタップ数の分配を行う選択スイッチとを
備えたデータ受信装置の等化器。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3232839A JP2953132B2 (ja) | 1991-09-12 | 1991-09-12 | データ受信装置の等化器 |
| US07/937,403 US5444739A (en) | 1991-09-12 | 1992-08-31 | Equalizer for data receiver apparatus |
| EP92308183A EP0541225B1 (en) | 1991-09-12 | 1992-09-09 | Equalizer for data receiver apparatus |
| DE69215490T DE69215490T2 (de) | 1991-09-12 | 1992-09-09 | Entzerrer für eine Datenempfangsvorrichtung |
| ES92308183T ES2094880T3 (es) | 1991-09-12 | 1992-09-09 | Ecualizador para un aparato receptor de datos. |
| NO923531A NO304208B1 (no) | 1991-09-12 | 1992-09-11 | Utjevningsenhet for datamottakeranordning |
| US08/395,828 US5563911A (en) | 1991-09-12 | 1995-02-28 | Equalizer for data receiver apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3232839A JP2953132B2 (ja) | 1991-09-12 | 1991-09-12 | データ受信装置の等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0575393A true JPH0575393A (ja) | 1993-03-26 |
| JP2953132B2 JP2953132B2 (ja) | 1999-09-27 |
Family
ID=16945608
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3232839A Expired - Lifetime JP2953132B2 (ja) | 1991-09-12 | 1991-09-12 | データ受信装置の等化器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5444739A (ja) |
| EP (1) | EP0541225B1 (ja) |
| JP (1) | JP2953132B2 (ja) |
| DE (1) | DE69215490T2 (ja) |
| ES (1) | ES2094880T3 (ja) |
| NO (1) | NO304208B1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010204686A (ja) * | 2010-05-18 | 2010-09-16 | Casio Computer Co Ltd | 共鳴音発生装置および電子楽器 |
| JP2011228803A (ja) * | 2010-04-15 | 2011-11-10 | Fujitsu Ltd | 等化器およびフィルタ回路切り替え方法 |
| US8718126B2 (en) | 2010-01-25 | 2014-05-06 | Fujitsu Limited | Adaptive equalizer and adaptive equalizing method |
Families Citing this family (39)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3102221B2 (ja) * | 1993-09-10 | 2000-10-23 | 三菱電機株式会社 | 適応等化器および適応ダイバーシチ等化器 |
| US5481565A (en) * | 1993-10-18 | 1996-01-02 | At&T Corp. | Method and apparatus for channel equalization |
| ES2101639B1 (es) * | 1994-10-21 | 1998-03-01 | Alcatel Standard Electrica | Ecualizador adaptativo. |
| US5651029A (en) * | 1995-05-16 | 1997-07-22 | Myson Technology, Inc. | Apparatus for transmitting an output with predetermined frequency response to an unshielded twisted-pair media and waveform shaping circuit and method employed therein |
| US5809086A (en) * | 1996-03-20 | 1998-09-15 | Lucent Technologies Inc. | Intelligent timing recovery for a broadband adaptive equalizer |
| DE19614543C1 (de) * | 1996-04-12 | 1997-08-28 | Philips Patentverwaltung | Entzerrer mit erweiterter Kanalschätzung für einen Empfänger in einem digitalen Übertragungssystem |
| US5841810A (en) * | 1997-01-30 | 1998-11-24 | National Semiconductor Corporation | Multiple stage adaptive equalizer |
| US5940442A (en) * | 1997-01-30 | 1999-08-17 | National Semioonductor Corporation | High speed data receiver |
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