DE19917060C2 - Zeitbereichsentzerrer für Punkt-zu-Mehrpunkt-Funksysteme bei hohen Frequenzen - Google Patents
Zeitbereichsentzerrer für Punkt-zu-Mehrpunkt-Funksysteme bei hohen FrequenzenInfo
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Description
Die Erfindung geht aus von einem Zeitbereichsentzerrer für Punkt-
zu-Mehrpunkt-Funksysteme nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Für den drahtlosen Anschluß von Kommunikationsendgeräten mit
hohen Übertragungsgeschwindigkeiten sind Netzabschlußeinrich
tungen vorgesehen, die drahtlos an eine Funkbasisstation an
geschlossen sind. Ein derartiges Anschlußsystem ist der Fach
welt als RLL-System (Radio Local Loop) oder Punkt-zu-Mehr
punkt-Funksystem bekannt, wobei für die Kommunikation zwi
schen den Netzabschlußeinheiten und einer Funkbasisstation
beispielsweise eine Übertragungsbitrate von insgesamt 155 MBit/s
vorgesehen ist. Diese kann unter den angeschlossenen
Netzabschlußeinheiten aufgeteilt werden. Ein mögliches Zu
griffs- bzw. Übertragungsverfahren für die Up-Stream-Richtung
- d. h. von der Netzabschlußeinrichtung zur Funkbasisstation -
stellt das TDMA-Zugriffsverfahren (Time Division Multiple
Access) dar. Beim TDMA-Zugriffsverfahren werden von den Netz
abschlußeinrichtungen abwechselnd kurze burstartige Signale
zur Funkbasisstation gesendet. Über Signalisierungskanäle
teilt die Funkbasisstation den drahtlos angesteuerten Netzab
schlußeinrichtungen den Sendezeitpunkt der burstartigen Si
gnale mit, um ein gleichzeitiges Empfangen von burstartigen
Signalen mehrerer Netzabschlußeinrichtungen zu vermeiden. In
Down-Stream-Richtung - d. h. von der Funkbasisstation zu den
Netzabschlußeinheiten - können unterschiedliche Multiplexver
fahren, wie beispielsweise das TDM-Verfahren (Time Division
Multiplex) oder ein FDM-Verfahren (Frequency Division Mult
plex) - verwendet werden. Hierbei werden die zu übermitteln
den Informationen von der Funkbasisstation jeweils an alle
Netzabschlußeinrichtungen drahtlos übermittelt und dort se
lektiert jede die für sie bestimmten Informationen aus den
empfangenen Informationen anhand von übermittelten Signalsie
rungsinformationen und leitet die selektierten Informationen
an die angeschlossenen Endgeräte weiter. Derartig hohe Über
tragungsgeschwindigkeiten werden bei Funkfrequenzen realisiert,
die größer 10 GHz liegen. Beispielsweise sind Funk
übertragungsstrecken mit 29 oder 38 GHz möglich.
Die Übertragung der Daten in Up-Stream-Richtung wird vorzugs
weise durch burstartige Signale durchgeführt. Burstartige Si
gnale stellen beispielsweise paketorientierte Signale dar,
die Übertragungsrahmen aufweisen. Ein Übertragungsrahmen ist
beispielsweise nach dem SOAP-System - Siemens Optical Advan
ced PON - strukturiert, wobei ein derartiger Übertragungsrah
men eine Länge von 60 Byte aufweist. Die Präambel jedes Über
tragungsrahmens bzw. Bursts ist 7 Byte lang. Hiervon sind 40 Bit
für den Runin vorgesehen. Während dieses sehr kurzen
Runin's muß eine Funkbasisstation die Signalparameter des
empfangenen Bursts bestimmen. Prinzipiell kann die Zeitdauer
eines Runin's verlängert werden, jedoch reduziert eine Ver
längerung die Gesamtkapazität des Funksystems. Des weiteren
sind die Netzabschlußeinheiten in unterschiedlichen Entfer
nungen zur Funkbasisstation angeordnet, d. h. die empfangenen
Bursts bzw. burstartigen Signale sind unterschiedlich in ih
rer Amplitude, der Träger- und der Taktphase.
Bei frequenzselektiven Übertragungskanälen entstehen zwischen
benachbarten Symbolen durch Mehrwegeausbreitung Intersym
bolstörungen. Bei Punkt-zu-Mehrpunkt-Funksystemen mit großen
Abständen zwischen den Netzabschlußeinrichtungen und der
Funkbasisstation nimmt die Wahrscheinlichkeit, daß in den
Funkkanälen Mehrwegepfade auftreten, erheblich zu. Für die
Eliminierung dieser über die Mehrwegepfade empfangenen Signa
le werden Zeitbereichsentzerrer benötigt, die bei zeitvarian
ten oder a priori unbekannten Funkstrecken zusätzlich adaptiv
auszugestalten sind. Eine Entzerrung der empfangenen burstar
tigen Signale wird insbesondere bei höherstufigen Modulati
onsverfahren - beispielsweise dem OQPSK-Modulationsverfahren
(Offset-Quadratur-Phase-Shift-Keying) benötigt. Je länger ei
ne Übertragungskanal-Impulsantwort aufgrund von Mehrwegeaus
breitungen wird, um so aufwendiger ist der erforderliche Ent
zerrer auszugestalten. Daher ist der Aufwand für einen Zeitbereichsentzerrer
im wesentlichen durch den längsten auftre
tenden Mehrwegepfad und die Höhe der Übertragungsgeschwindig
keiten bestimmt, wobei bei sehr hohen Datenübertragungsraten
- beispielsweise 25 Mbit/s - die Anzahl der Filterkoeffizien
ten des Zeitbereichsentzerrers der sehr groß werden kann -
beispielsweise größer 10. Dies führt bei Zeitbereichsentzer
rern, die durch Verzögerungsglieder und Multiplizierer gebil
det sind, zu einem hohen schaltungstechnischen Aufwand, d. h.
zu einer großen Anzahl von Multiplizierern und Verzögerungs
gliedern. Gleichzeitig steigt der erforderliche Rechenaufwand
zur adaptiven Bestimmung der Entzerrer- bzw. Filterkoeffi
zienten entsprechend an.
Aus "MLSE Equalization and Decoding for Multipath-Fading
Channels", Sheen et al., IEEE Transact. On Communications,
1991, Vol. 39, Nr. 10, Seiten 1455-1464, ist ein sogenann
ter MLSE-Receiver bekannt. Dabei werden mehrere Signale
|Yk 1| . . . |Yk 0| über je einen "Buffer" je einer Addierschal
tung zugeführt, deren weitere Eingänge mit Ausgängen mehrerer
Multiplikationseinrichtungen verbunden sind. Die Ausgangsig
nale dieser Multiplikationseinrichtungen ergeben sich durch
Multiplikation unterschiedlich laufzeitverzögerter Eingangs
signale mit einzelnen Filterkoeffizienten. Die Ausgangssigna
le der jeweiligen Addierschaltungen werden schließlich über
einen weiteren Addierer zusammengefasst und einem Eingang des
MLSE-Receivers zugeführt, dessen Ausgangssignale wiederum auf
die den Multiplikationseinrichtungen vorgeschalteten Lauf
zeitglieder zurückgekoppelt werden.
Aus EP 0 541 225 A1 ist ein sogenannter "Equalizer" mit einer
Vielzahl von über Schalter ansteuerbaren Verzögerungselemen
ten und mit einer Vielzahl von Wichtungselementen, die aus
gangsseitig an einen Addierer angeschaltet sind, bekannt. Mit
Hilfe eines sogenannten "Impulse Response Estimator", eines
"TAP Allocation Determiner" sowie eines "Switch Controllers"
werden Impulsantworten eines Signalübertragungskanals ge
schätzt und selektive Kombinationen von Verzögerungs- und
Wichtungselementen mit Hilfe von Schaltern in zwei "Teil-
Equalizer" zugeschaltet bzw. abgeschaltet.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe ist darin zu se
hen, den schaltungstechnischen Aufwand für Zeitbereichsent
zerrer in Punkt-zu-Mehrpunkt-Funksystemen für burstartige
Signale mit hohen Frequenzen zu reduzieren. Die Aufgabe wird
ausgehend von einem Zeitbereichsentzerrer gemäß den Merkmalen
des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1 durch dessen kenn
zeichnende Merkmale gelöst.
Der wesentliche Aspekt des erfindungsgemäßen Zeitbereichsent
zerrers ist darin zu sehen, daß einem im Zeitbereichsentzer
rer angeordneten Filter ein Speicher zur Zwischenspeicherung
zumindest eines burstartigen Signals vorgeschaltet ist. Durch
diese Zwischenspeicherung eines burstartigen Signals bzw. ei
nes empfangenen Bursts können die Filterkoeffizienten noch
berechnet werden bzw. das vorhergehend empfangene burstartige
Signal noch entzerrt werden, obwohl bereits ein neues burst
artiges Signal bzw. ein Signalburst empfangen wird. Dies be
deutet, daß für die Zeitbereichsentzerrung eines empfangenen
burstartigen Signals die vorhandenen Laufzeitglieder und Mul
tiplizierer mehrfach verwendet werden können. Beim erfin
dungsgemäßen Zeitbereichsentzerrer kann die Entzerrerlänge
flexibel an den jeweiligen Funk-Übertragungskanal angepaßt
werden, d. h. bei einer sehr kurzen Übertragungskanal-Impuls
antwort mit wenigen durch Mehrwegeausbreitung verursachten
Signalnachläufern werden wenige Entzerrer- bzw. Filterkoeffi
zenten ermittelt, während für schwierige Funk-Übertragungska
näle mit einer langen Übertragungskanal-Impulsantwort die An
zahl der zu ermittelnden Entzerrer- bzw. Filterkoeffizienten
entsprechend erhöht wird. Hierbei ist die Anzahl der erfor
derlichen Laufzeitglieder und Multiplizierer nicht auf ein zu
entzerrendes burstartiges Signal mit maximal langer Übertra
gungskanal-Impulsantwort und damit maximaler Länge des Ent
zerrers abzustimmen, sondern lediglich auf einen Mittelwert,
der zwischen dem minimal und maximal erforderlichen Aufwand
für die zu entzerrenden burstartigen Signale der unterschied
lichen Übertragungskanäle liegt - Anspruch 4. Um Funk-Über
tragungskanäle mit langen bzw. sehr langen Übertragungskanal-
Impulsantworten entzerren zu können, werden die Multiplizie
rer mehrfach verwendet und die Abtastwerte der Übertragungs
kanal-Impulsantwort zwischengespeichert. Da die Taktrate
nicht erhöht werden soll, kann es vorkommen, daß ein weiterer
Signalburst bzw. Burst empfangen wird, bevor der vorhergehen
de Signalburst bzw. Burst entzerrt bzw. bearbeitet ist. In
diesem Fall wird der weitere Signalburst bzw. Burst solange
zwischengespeichert, bis der vorhergehende Signalburst bzw.
Burst vollständig entzerrt ist. Hierdurch wird eine erhebli
che Reduzierung des schaltungstechnischen Aufwandes des Zeit
bereichsentzerrers erreicht.
Der Mittelwert sollte so gewählt werden, daß für die Entzer
rung der meisten Signalbursts bzw. burstartigen Signale die
Anzahl der Laufzeitglieder und Multiplizierer ausreicht, da
ansonsten die Warteschlangen in den Zwischenspeichern zu lang
und damit verbundene zeitliche Verzögerung der in den Burst
signalen enthaltenen Daten zu groß wird.
Bei Verwendung eines Zeitbereichsentzerrers mit einem Rück
koppelzweig ist diesem ebenfalls ein Speicher zur Zwischen
speicherung der entzerrten, burstartigen Signale vorgeschal
tet - Anspruch 2. Derartige rückgekoppelte Zeitbereichsent
zerrer sind in der Fachwelt auch als DFE-Entzerrer (Decision
Feedback Equalizer) bekannt. Erfindungsgemäß wird durch den
zusätzlichen Speicher ebenfalls eine Reduzierung der schal
tungstechnischen Komponenten, d. h. der Laufzeitglieder und
der Multiplizierer erreicht.
Vorteilhaft wird der Speicher durch einen FIFO-Speicher -
First In First Out-Speicher - realisiert - Anspruch 3. In
diesen FIFO-Speicher werden die ein burstartiges Signal re
präsentierenden Daten solange gespeichert, bis die Entzerrung
des vorhergehenden burstartigen Signals beendet ist, d. h. bis
die Laufzeitglieder und die Multiplizierer wieder verfügbar
sind.
Der Speicher kann vorteilhaft zusätzlich für die Zwischen
speicherung der Filterkoeffizienten ausgestaltet sein - An
spruch 5. Diese Weiterbildung ist insbesondere bei einer ad
aptiven Bestimmung der Filterkoeffizienten vorteilhaft, da
hierbei eine flexible Anpassung an die jeweilige Situation
durchgeführt werden kann. Durch die zusätzliche Zwischenspei
cherung der Filterkoeffizienten kann auch der Algorithmus für
die Berechnung der Filterkoeffizienten - beispielsweise zwi
schen dem LMS (Least Mean Square)-Verfahren und dem RLS (Re
cursiv Least Square)-Verfahren - gewechselt werden.
Der erfindungsgemäße Zeitbereichsentzerrer wird insbesondere
in Funkbasisstationen eingesetzt, die drahtlos mit Netzab
schlußeinrichtungen verbunden sind - Anspruch 7, wobei die
Frequenz zur Übertragung der zu übermittelnden burstartigen
Funksignale größer 10 GHz ist - Anspruch 6. Derartige Systeme
sind insbesondere für die Übermittlung von Daten mit hohen
Übertragungsgeschwindigkeiten - beispielsweise 155 Mbit/s im
Bereich bis zu ca. 5 km um eine Funkbasisstation vorgesehen.
Im folgenden wird der erfindungsgemäße Zeitbereichsentzerrer
anhand zweier Zeichnungen näher erläutert. Dabei zeigen
Fig. 1 in einem Blockschaltbild eine Empfängerstruktur für
ein burstartiges, hochfrequentes Signal und
Fig. 2 in einem Blockschaltbild einen erfindungsgemäß aus
gestalteten Zeitbereichsentzerrer.
Fig. 1 zeigt eine Empfängerstruktur für eine Verarbeitung
eines burstartigen Signals im Basisband. Hierbei sei voraus
gesetzt, daß in einem hochfrequenten Empfänger - beispiels
weise im 30 GHz Bereich - aus einem hochfrequenten Signal ein
analoges ZF-Signal zfe mit einer Trägerfrequenz von z. B. 155 MHz
gebildet ist - nicht dargestellt. Dieses ZF-Signal zfe
wird jeweils einem analogen Demodulatorbaustein DM zugeführt.
Mit Hilfe eines 155 MHz-Taktsignals ts und einem um 90° ver
schobenen 155-MHz-Taktsignal ts' wird in den Demodulatorbau
steinen DM das ZF-Signal zfe ins Basisband umgesetzt, wobei
am Ausgang der Demodulatorbausteine DM jeweils ein analoges
Basisbandsignal BS, BS' vorliegt - in Phase- und Quadratur-
Zweig des Demodulationspfades. Die beiden Basisbandsignale
BS, BS' werden jeweils durch einen Tiefpaß TP tiefpaßgefil
tert und anschließend mit Hilfe von Analog-Digital-Wandlern
A/D in ein digitales Signal s umgesetzt, wobei die Analog-
Digital-Wandlung mit Hilfe des Symboltaktes st durchgeführt
wird. Die Signale liegen als N-Bit-breite Datenwörter vor und
werden als digitale I-Signale s(I) und Q-Signale s(Q) zur
weiteren digitalen Signalverarbeitung bereitgestellt.
Bei frequenzselektiven Funkstrecken entstehen zwischen be
nachbarten Symbolen durch die Mehrwegeausbreitung sogenannte
ISI-Störungen (Inter Symbol Interferenzen). Diese Störungen
werden getrennt für das digitale Signal s(I) und das Signal
s(Q) typischerweise mit einem linearen Zeitbereichsentzerrer
für die Symbol-Vorläufer und einem Decision Feedback Equali
zer (quantisierte Rückkopplung) für die Symbol-Nachläufer
entzerrt. Zudem entstehen auch Übersprechstörungen zwischen
den beiden Signalen BS, BS', welche mit Hilfe eines Zeitbe
reichsentzerrers ebenfalls auszugleichen sind. Ein derartiger
Zeitbereichsentzerrer für einen Signalpfad ist in Fig. 2
dargestellt.
Der Zeitbereichsentzerrer umfaßt einen ersten FIFO-Speicher
FIFO1, an dessen Ausgang seriell Laufzeitglieder T geschaltet
sind. Der Ausgang des ersten FIFO-Speichers FIFO1 und die
Ausgänge der Laufzeitglieder T sind jeweils über einen Multi
plizierer an einen Summierer Σ geschaltet. Die Multiplizie
rer M0 . . weisen jeweils einen zusätzlichen Eingang zum Zufüh
ren der Filterkoeffizienten k0 . . auf. In Fig. 2 sind bei
spielhaft zwei Laufzeitglieder T und drei Multiplizierer M0,
M1, M2 sowie die zugeführten - Filterkoeffizienten k0, k1, k2
dargestellt. Erfindungsgemäß ist die Anzahl der Laufzeitglie
der T bzw. der Multiplizierer M einschließlich der zugeführ
ten Filterkoeffizienten k auf eine mittlere Anzahl abzustim
men, die für ein minimal und maximal zu entzerrendes Signal
bzw. burstartiges Signal erforderlich sind. Der Ausgang A des
Summierers ist mit einem Entscheider E verbunden, dessen Aus
gang mit einem zweiten FIFO-Speicher FIFO2 verbunden ist. An
den Ausgang des zweiten FIFO-Speichers FIFO2 sind die Lauf
zeitglieder T und Multiplizierer M in gleicher Weise wie beim
Vorwärtszweig im oberen Teil von Fig. 2 ausgestaltet. Ge
steuert wird der Zeitbereichsentzerrer durch eine zentrale,
mikroprozessorgesteuerte Steuereinheit SE, in der die Filter
koeffizienten k berechnet und an Multiplizierer M übermittelt
werden. Des weiteren wird der Summierer Σ, der Entscheider E
und die FIFO-Speicher FIFO1, FIFO2 entsprechend dem gewählten
Algorithmus eingestellt. Beispielsweise können zwei Algorith
men für die Berechnung der Filterkoeffizienten K vorgesehen
werden. Zum einen ist dies ein RLS-Algorithmus (Recursive
Least Square) und ein LMS-Algorithmus (Least Mean Square).
Der LSM-Algorithmus ist ein langsam konvergierender Algorith
mus, der insbesondere für niedrigere Übertragungsgeschwindig
keiten vorgesehen ist. Bei hohen Übertragungsgeschwindigkei
ten ist der RLS-Algorithmus vorteilhaft, da bei burstartigen
Betrieb die Filterkoeffizienten des vorhergehenden Burst als
Startwerte für den folgenden Burst verwendet werden.
Bezogen auf das Ausführungsbeispiel werden die gemäß Fig. 1
gebildeten Signale s(I), s(Q) jeweils einem Zeitbereichsent
zerrer zugeführt, wobei in Fig. 2 lediglich ein Zeitbe
reichsentzerrer dargestellt ist. Das digitale Signal s(Q),
s(I), das in Fig. 2 mit x(nT) angezeigt ist, wird dem ersten
FIFO-Speicher FIFO1 zugeführt und dort solange gespeichert,
bis die Zeitbereichsentzerrung des vorhergehenden burstarti
gen Signals ermittelt ist. Anschließend wird das zwischenge
speicherte Signal x(nT) über die Laufzeitglieder T geführt,
wobei das Signal x(nT) nach jedem Laufzeitglied T an einen
Multiplizierer M geführt ist, indem jeweils eine Multiplika
tion mit den nach dem verwendeten Algorithmus berechneten
Filterkoeffizienten k durchgeführt wird. Nach der Multiplika
tion wird in einem Summierer Σ das summierte Signal y(nT)
gebildet und einem Entscheider E zugeführt. Am Ausgang des
Entscheiders liegt das entzerrte Signal y'(nT) vor, das in
den Rückkoppelzweig RK, wie vorhergehend beschrieben, in
gleicher Weise weitergeleitet und bearbeitet wird, wie im
Vorwärtszweig des Zeitbereichsentzerrers.
Ein wesentlicher Vorteil des erfindungsgemäßen Zeitbereichs
entzerrers besteht darin, daß durch die Zwischenspeicherung
des Signals x(nT) bzw. des entzerrten Signals y'(nT) die An
zahl der für eine maximale Entzerrung des ankommenden Signals
erforderlichen Laufzeitglieder T und Multiplizierer reduziert
werden kann, da die Berechnung des entzerrten Signals y'(nT)
bzw. der Filterkoeffizienten k in mehreren taktgesteuerten
Schritten durchgeführt wird. Hierbei ist die notwendige An
zahl der Laufzeitglieder T und der Multiplizierer M derart zu
wählen, daß die Übertragungskanal-Impulsantwort für die mei
sten burstartigen Signale kürzer sind als der Mittelwert der
erforderlichen Anzahl von Laufzeitgliedern T und Multiplizie
rern M, da ansonsten Warteschlangen in den FIFO-Speichern
FIFO1, FIFO2 entstehen würden. Des weiteren kann der Zeitbe
reichsentzerrer sehr flexibel auf unterschiedlichste Algo
rithmen für die Berechnung der Filterkoeffizienten eingestellt
werden, wobei die Filterkoeffizienten in dem FIFO-
Speicher mitgespeichert werden. Zusätzlich kann der FIFO-
Speicher mit einem bereits vorhandenen Speicher, der bei
spielsweise für ein Interleaving vorgesehen ist, kombiniert
werden, wobei ggfs. die erforderliche Speichererweiterung
durch einen anderen Speicherbaustein realisierbar ist.
Claims (7)
1. Zeitbereichsentzerrer für Punkt-zu-Mehrpunkt-Funksysteme
für burstartige Signale (s(nT)) bei Frequenzen im mm-
Wellenbereich,
mit einem digitalen Filter, das eine vorgegebene Anzahl von Laufzeitgliedern (T) und Multiplizierern (M) auf weist,
bei dem beim digitalen Filter die burstartigen Signale (s(nT)) einerseits direkt und andererseits laufzeitver zögert an jeweils einen Multiplikator (M) eingangsseitig angeschaltet sind, wobei mit Hilfe eines Einstellalgo rithmus für jeden Multiplikator (M) Filterkoeffizienten (k) für eine Multiplikation der jeweiligen eingangssei tigen Signale ermittelt werden,
bei dem die Multiplikatoren ausgangsseitig an einen Sum mierer angeschaltet sind, mit dessen Hilfe durch Multi plikation gebildete Ausgangssignale der Multiplikatoren summiert werden,
dadurch gekennzeichnet,
dass beim digitalen Filter die vorgegebene Anzahl der Laufzeitglieder (T) und der Multiplizierer (M) auf eine mittlere Anzahl abgestimmt ist, die zwischen den Anzah len liegt, welche jeweils für ein zu entzerrendes burst artiges Signal (y'(nT)) mit minimaler und maximaler Län ge einer zu erwartenden Übertragungskanal-Impulsantwort erforderlich sind, und
dass dem digitalen Filter ein Speicher (FIFO1) vorge schaltet ist, der derart dimensioniert ist, dass bis zur Verfügbarkeit der Laufzeitglieder (T) und der Multipli zierer (M) nach Entzerrung eines vorhergehenden burstar tigen Signals ein diesem nachfolgendes weiteres burstar tiges Signal (x(nT)) zwischengespeichert wird.
mit einem digitalen Filter, das eine vorgegebene Anzahl von Laufzeitgliedern (T) und Multiplizierern (M) auf weist,
bei dem beim digitalen Filter die burstartigen Signale (s(nT)) einerseits direkt und andererseits laufzeitver zögert an jeweils einen Multiplikator (M) eingangsseitig angeschaltet sind, wobei mit Hilfe eines Einstellalgo rithmus für jeden Multiplikator (M) Filterkoeffizienten (k) für eine Multiplikation der jeweiligen eingangssei tigen Signale ermittelt werden,
bei dem die Multiplikatoren ausgangsseitig an einen Sum mierer angeschaltet sind, mit dessen Hilfe durch Multi plikation gebildete Ausgangssignale der Multiplikatoren summiert werden,
dadurch gekennzeichnet,
dass beim digitalen Filter die vorgegebene Anzahl der Laufzeitglieder (T) und der Multiplizierer (M) auf eine mittlere Anzahl abgestimmt ist, die zwischen den Anzah len liegt, welche jeweils für ein zu entzerrendes burst artiges Signal (y'(nT)) mit minimaler und maximaler Län ge einer zu erwartenden Übertragungskanal-Impulsantwort erforderlich sind, und
dass dem digitalen Filter ein Speicher (FIFO1) vorge schaltet ist, der derart dimensioniert ist, dass bis zur Verfügbarkeit der Laufzeitglieder (T) und der Multipli zierer (M) nach Entzerrung eines vorhergehenden burstar tigen Signals ein diesem nachfolgendes weiteres burstar tiges Signal (x(nT)) zwischengespeichert wird.
2. Zeitbereichsentzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Filter zusätzlich einen durch eine
vorgegebene Anzahl von Laufzeitgliedern (T) und Multipli
zierern (M) gebildeten, digitalen Rückkoppelzweig (RK)
aufweist, wobei mit Hilfe eines Einstellalgorithmus die
Filterkoeffizienten (k) ermittelt, die verzögerten, ent
zerrten Signale (y'(nT)) mit den Filterkoeffizienten (k)
multipliziert und summiert werden, und daß dem Rückkoppel
zweig (RK) ein Speicher (FIFO2) zur Zwischenspeicherung
der entzerrten, burstartigen Signale (y'(nT)) vorgeschal
tet ist.
3. Zeitbereichsentzerrer nach Anspruch 1 oder 2, da durch
gekennzeichnet, daß der Speicher (FIFO1, 2) durch einen
FIFO-Speicher realisiert ist.
4. Zeitbereichsentzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß die Speicher (FIFO1, 2) zu
sätzlich für die Zwischerspeicherung der Filterkoeffizien
ten (k) ausgestaltet sind.
5. Zeitbereichsentzerrer nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der
Funksignale größer 10 GHz ist.
6. Zeitbereichsentzerrer nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitbereich
sentzerrer in einer Funkbasisstation angeordnet ist, die
drahtlos mit Netzabschlußeinrichtungen verbunden ist.
7. Zeitbereichsentzerrer nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellung
der Filterkoeffizienten (k) adaptiv erfolgt.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1999117060 DE19917060C2 (de) | 1999-04-15 | 1999-04-15 | Zeitbereichsentzerrer für Punkt-zu-Mehrpunkt-Funksysteme bei hohen Frequenzen |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1999117060 DE19917060C2 (de) | 1999-04-15 | 1999-04-15 | Zeitbereichsentzerrer für Punkt-zu-Mehrpunkt-Funksysteme bei hohen Frequenzen |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19917060A1 DE19917060A1 (de) | 2000-11-02 |
DE19917060C2 true DE19917060C2 (de) | 2003-11-20 |
Family
ID=7904683
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1999117060 Expired - Fee Related DE19917060C2 (de) | 1999-04-15 | 1999-04-15 | Zeitbereichsentzerrer für Punkt-zu-Mehrpunkt-Funksysteme bei hohen Frequenzen |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE19917060C2 (de) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0541225A1 (de) * | 1991-09-12 | 1993-05-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Entzerrer für eine Datenempfangsvorrichtung |
-
1999
- 1999-04-15 DE DE1999117060 patent/DE19917060C2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0541225A1 (de) * | 1991-09-12 | 1993-05-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Entzerrer für eine Datenempfangsvorrichtung |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
SHEEN, W.-H.: MLSE Equalizaton and Decoding for Multipath-Fading Channels, In: IEEE Transact, On Communications 1991, Vol. 39 Nr. 100, S. 1455-1464 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE19917060A1 (de) | 2000-11-02 |
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