EP1023784A2 - Verfahren und empfangseinrichtung zur kanalschätzung in kommunikationssystemen - Google Patents
Verfahren und empfangseinrichtung zur kanalschätzung in kommunikationssystemenInfo
- Publication number
- EP1023784A2 EP1023784A2 EP98954234A EP98954234A EP1023784A2 EP 1023784 A2 EP1023784 A2 EP 1023784A2 EP 98954234 A EP98954234 A EP 98954234A EP 98954234 A EP98954234 A EP 98954234A EP 1023784 A2 EP1023784 A2 EP 1023784A2
- Authority
- EP
- European Patent Office
- Prior art keywords
- channel
- data symbols
- channel coefficients
- coefficients
- receiving device
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Ceased
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
Definitions
- the invention relates to a method and a receiving device for channel estimation in communication systems with transmission channels between radio stations, at least one of which is movable.
- messages for example voice, image information or other data
- radio communication systems this is done with the aid of electromagnetic waves via a radio interface.
- the electromagnetic waves are emitted at carrier frequencies that lie in the frequency band provided for the respective system.
- GSM Global System for Mobile Communication
- the carrier frequencies are in the range of 900 MHz.
- UMTS Universal Mobile Telecommunication System
- 3rd generation systems frequencies in the frequency band of approx. 2000 MHz are provided.
- the emitted electromagnetic waves are attenuated due to losses due to reflection, diffraction and radiation due to the curvature of the earth and the like. As a result, the reception power that is available at the receiving radio station decreases. This damping is location-dependent and also time-dependent for moving radio stations. If the mobile station moves very quickly, the channel conditions of a transmission channel change considerably even over a short period of time. In the case of multipath propagation, several signal components arrive at the receiving radio station with different delays. The influences described describe the connection-specific transmission channel.
- a radio communication system is known from DE 195 49 148, which uses CDMA subscriber separation (CDMA Code Division Multiple Access), the radio interface additionally lending a time-division multiplex subscriber separation (TDMA Time
- a JD method joint detection
- JD method joint detection
- at the receiving end in order to carry out improved detection of the transmitted data with knowledge of CDMA codes of several participants. It is known that at least two data channels can be assigned to a connection via the radio interface, each data channel being distinguishable by an individual spreading code.
- transmitted data are transmitted as radio blocks (bursts) within time slots, mid-ambiences with symbols known in the receiving radio station being transmitted within a radio block.
- These midambles can be used in the sense of training sequences for tuning the radio station on the reception side.
- the receiving radio station uses the midambles to perform a channel estimate, i.e. an estimate of the channel impulse responses for different transmission channels.
- channels designated by different CDMA codes can be set up in parallel for training sequences and user data.
- the channel impulse response of a transmission channel also changes within a transmitted radio block, so that only parts of a radio block are used for channel estimation. Regardless of the channel conditions, a fixed number of equidistant channel coefficients is determined. However, this channel estimate is inaccurate.
- the invention has for its object to provide a method and a receiving device for channel estimation, which is reliable despite the fast movement of the mobile station Allow determination of channel coefficients.
- the object is achieved by the method with the features of claim 1 and the receiving device with the features of claim 11.
- a receiving station in the method for channel estimation in communication systems with transmission channels between radio stations, at least one of which is movable, a receiving station consists of a data symbol
- the data symbols are modified by a transmission method, e.g. through spreading, modulation and channel distortion.
- the reception signal is broken down into individual samples on the reception side and compared with known data symbols to determine channel coefficients, with individual known data symbols of the reception signal being stored in the reception station.
- the fact that a reduced number of channel coefficients is determined for fast-moving mobile stations improves the estimation accuracy for these channel coefficients.
- the disproportion of short sub-blocks of the received signal to the long desired channel impulse responses is eliminated and the accuracy of the estimated channel impulse response is improved. With mobile stations moving more slowly, a larger number of channel coefficients is determined.
- This type of channel estimation can also be used to shift limits for the speed of a radio station and the permissible channel conditions without simultaneously having to lengthen the training sequences or reduce the data rate.
- the invention is applicable both to a transmission between a base station and a mobile station, and to a transmission between mobile stations.
- the known data symbols are compared with samples of data symbols in the transmitted training sequence or the known data symbols are stored after data detection and then compared with the originally received samples. In this way, it is possible either to use undistorted known data symbols which allow a more precise channel estimation at the expense of a lower user data rate.
- an accurate data estimate is a prerequisite for the subsequent comparison of the channel coefficients. However, this can be used to improve the channel estimation during the evaluation of parts of a radio block that do not contain any training sequences.
- a further embodiment of the invention provides that when determining the channel coefficients a reduced number of values of the known data symbols, i.e. the training sequence or the estimated data symbols. In this way, accurate and current estimates for the channel coefficients are obtained even with a shortened period of time for sample values to be evaluated.
- the channel coefficients to be determined are selected in such a way that on average they are more powerful than unselected values. This ensures that even a reduced number of channel coefficients describe the transmission channel with sufficient accuracy and forms a good basis for a subsequent data estimation using the channel coefficients.
- the selected values can be taken from a previously determined larger number of channel coefficients. Consequently, according to the invention, only the significant channel coefficients are repeatedly calculated from a preceding channel estimate. The selection of the channel coefficients to be determined is repeated at larger intervals in order to take into account the development of the meaning of individual channel coefficients which are not constantly calculated. > ) IV ) 'y-> no Cn O Cn o Cn
- FIG. 1 shows a block diagram of a mobile radio network
- FIG. 5 shows a block diagram of a digital signal processing cleaning agent
- FIG 7 a flowchart of channel estimation.
- the structure of the radio communication system shown in FIG. 1 corresponds to a known GSM mobile radio network which consists of a multiplicity of mobile switching centers MSC which are networked with one another or which provide access to a fixed network PSTN. Furthermore, these mobile Switching centers MSC each connected to at least one base station controller BSC. Each base station con
- the successive time slots ts divided by a frame structural ⁇ structure. Eight time slots ts are thus combined into a frame, a specific time slot of the frame forming a frequency channel for the transmission of useful data and being used repeatedly by a group of connections. Additional frequency channels, for example for frequency or time synchronization of the mobile stations MS, are not introduced in every frame, but at predetermined times within a multi-frame.
- the parameters of the radio interface are e.g. as follows:
- the parameters can also be set differently in the upward (MS -> BS) and downward direction (BS -> MS).
- the receiver according to FIG. 4 relates to radio stations, which can be either a base station BS or a mobile station MS.
- the receiving device according to the invention is used in the receiver for channel estimation.
- a possible implementation of the corresponding transmitter can be found, for example, in German patent DE 197 34 936.
- the reception path of the device is shown in detail in FIG.
- the received signals rx are converted from the transmit frequency band into the low-pass range and split into a real and an imaginary component.
- An analog low-pass filter takes place in submodule E2. and finally in the submodule E3 a double oversampling of the received signal with 13/3 MHz and a word length of 12 bits.
- sub-module E4 digital low-pass filtering is carried out using a filter with a bandwidth of 13/6 MHz with the highest possible slope for channel separation. This is followed by a 2: 1 decimation of the double oversampled signal in sub-module E4.
- the received signal e obtained in this way essentially consists of two parts, namely a part em for channel estimation (training sequence tseq with known data symbols t) and parts el and e2 for data estimation. in the
- the channel coefficients h of the channel impulse responses are estimated using a known midamble basic code m of all transmitted in the respective time slot
- sub-module E6 parameters b (k) for matched filters are determined for each data channel using the CDMA codes c (k).
- the sub-module E7 eliminates the interference originating from the midambles m (k) in the reception blocks el / 2 used for data estimation. This is possible by knowing h (k) and m (k).
- the data symbols d are determined using a pseudo-inverse of the combined channel matrix A.
- An alternative solution method is a singular value decomposition of the combined channel matrix A.
- Further solution methods relate to another optimization criterion, e.g. the minimum ean square error criterion (MMSE) instead of the zero forcing (ZF) criterion.
- MMSE minimum ean square error criterion
- ZF zero forcing
- These solution methods can also be combined with one another.
- the cross-correlation matrix A A is calculated. Since AA has a Töplitz structure, only a small part of the matrix has to be calculated, which can then be used to expand to the full size.
- this matrix A * ⁇ A is large because large sub-blocks are selected. Only a small part of this matrix A * ⁇ A is then calculated. When moving quickly, the matrix A * ⁇ A shrinks, so that a complete calculation may be selected to achieve a lower-noise solution.
- a Cholesky decomposition of A takes place H, where H is an upper triangular matrix. Due to the töplitz structure of AA, H also approximately has a töplitz structure and does not have to be fully calculated. A vector s represents the reciprocal of the diagonal elements of H, which can be used advantageously for solving equations.
- Sub-module E13 the estimated data dl / 2 are demodulated, descrambled and finally fold-decoded using a Viterbi decoder.
- the decoded data blocks ⁇ E (k 1 ) 3 are optionally fed to a first data sink D1 or via the source decoder E14 to a second data sink D2.
- the decoded data blocks ⁇ E (k l ) 3 are fed back to the sub-module E5, which uses them to track the estimated channel coefficients h.
- At the receiving end takes place by an analog processing, instead ie amplification, filtering, conversion to the baseband in the RF section, a digital low-pass filtering the Empfangss' ignale rx in a digital low pass filter.
- the data estimation in the joint detection data estimator is carried out jointly for all connections, and a detailed description of the German patent DE 197 34 936 can be found.
- the channel estimation that is carried out in submodule E5 is explained in more detail below.
- the sub-module E5 contains a channel estimator KS, a memory device 1 SP and a control device SE, between which an information exchange is possible.
- Data symbols t of the known training sequences tseq from the middle area 1 m, as well as already detected data symbols d for tracking the estimate, are stored in the memory device SP.
- the control device SE can switch subscriber-individually between different modes of channel estimation, the channel estimation being carried out in the channel estimator KS.
- the channel coefficients h are determined from the sample values el..el6 of the received signal e.
- Transmitted data symbols d are modified by the transmission method, represented by the combined channel matrix A and are available to the receiving radio station as samples e.
- the receiving radio station tries to determine estimated values d for the transmitted data symbols d by determining an estimated combined channel matrix A during the channel estimation.
- the optimization criterion is, for example, the minimization of the quadratic error of the TL deviation of sample values e to the estimated received signal e.
- the channel estimate in the mobile radio system must take into account the movement of the mobile stations MS.
- the movement leads to a Doppler shift, which is caused by an amplitude and LO co to K) P "cn o Cn o cn o Cn
- the combined channel matrix A being the influence of the spread by the CDMA codes c and the modulation by the rtra un scanal mi n
- the delays (positions) of these significant channel coefficients h are determined in a step 4 (see FIG. 7). In the following, only this reduced number of channel coefficients h is then determined when evaluating the sub-blocks.
- This procedure can also be used to increase the signal delays that can be represented by the channel impulse responses.
- the number of channel coefficients h remains the same, but their spacing is increased.
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Erfindungsgemäss wird von einer Empfangsstation ein aus Datensymbolen bestehendes Empfangssignal empfangen. Das Empfangssignal wird empfangsseitig in einzelne Abtastwerte zerlegt und zur Bestimmung von Kanalkoeffizienten mit bekannten Datensymbolen verglichen, wobei in der Empfangsstation einzelne bekannte Datensymbole des Empfangssignals gespeichert sind. Dadurch, dass für sich schnell bewegende Mobilstationen eine reduzierte Anzahl von Kanalkoeffizienten bestimmt wird, verbessert sich für diese Kanalkoeffizienten die Schätzgenauigkeit.
Description
Beschreibung
Verfahren und Empfangseinrichtung zur Kanalschätzung in Kommuni ationsSystemen
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Empfangseinrichtung zur Kanalschätzung in Kommunikationssystemen mit Übertragungskanälen zwischen Funkstationen, von denen zumindest eine beweglich ist.
In Kommunikationssystemen werden Nachrichten (beispielsweise Sprache, Bildinformation oder andere Daten) über Übertragungskanäle übertragen, bei Funk-Kommunikationssystemen erfolgt dies mit Hilfe von elektromagnetischen Wellen über eine Funkschnittstelle. Das Abstrahlen der elektromagnetischen Wellen erfolgt dabei mit Trägerfrequenzen, die in dem für das jeweilige System vorgesehenen Frequenzband liegen. Beim GSM (Global System for Mobile Communication) liegen die Trägerfrequenzen im Bereich von 900 MHz. Für zukünftige Funk- Kommunikationssysteme, beispielsweise das UMTS (Universal Mobile Telecommunication System) oder andere Systeme der 3. Generation sind Frequenzen im Frequenzband von ca. 2000 MHz vorgesehen.
Die abgestrahlten elektromagnetischen Wellen werden aufgrund von Verlusten durch Reflexion, Beugung und Abstrahlung infolge der Erdkrümmung und dergleichen gedämpft. Infolgedessen sinkt die Empfangsleistung, die bei der empfangenden Funkstation zur Verfügung steht. Diese Dämpfung ist ortsabhängig und bei sich bewegenden Funkstationen auch zeitabhängig. Bewegt sich die Mobilstation sehr schnell, so ändern sich die Kanalbedingungen eines Übertragungskanals auch über eine kurze Zeitspanne beträchtlich. Bei einer Mehrwegeausbreitung kommen mehrere Signalkomponenten unterschiedlich verzögert bei der empfangenden Funkstation an. Die geschilderten Einflüsse beschreiben den verbindungsindividuellen Übertragungskanal.
Aus DE 195 49 148 ist ein Funk-Kommunikationssystem bekannt, das eine CDMA-Teilnehmerseparierung (CDMA Code Division Multiple Access) nutzt, wobei die Funkschnittstelle zusätz- lieh eine Zeitmultiplex-Teilnehmerseparierung (TDMA Time
Division Multiple Access) aufweist. Empfangsseitig wird ein JD-Verfahren (Joint Detection) angewendet, um unter Kenntnis von CDMA-Codes mehrerer Teilnehmer eine verbesserte Detektion der übertragenen Daten vorzunehmen. Dabei ist es bekannt, daß einer Verbindung über die Funkschnittstelle zumindest zwei Datenkanäle zugeteilt werden können, wobei jeder Datenkanal durch einen individuellen Spreizcode unterscheidbar ist.
Es ist aus dem GSM-Mobilfunknetz bekannt, daß übertragene Daten als Funkblöcke (Bursts) innerhalb von Zeitschlitzen übertragen werden, wobei innerhalb eines Funkblockes Mitt- ambeln mit in der empfangenden Funkstation bekannten Symbolen übertragen werden. Diese Mittambeln können im Sinne von Trainingssequenzen zum empfangsseitigen Abstimmen der Funkstation genutzt werden. Die empfangende Funkstation führt anhand der Mittambeln eine Kanalschätzung, d.h. eine Schätzung der Kanalimpulsantworten für verschiedene Übertragungskanäle durch. Alternativ können für Trainingssequenzen und Nutzdaten parallel durch unterschiedliche CDMA-Codes bezeichnete Kanäle eingerichtet sein.
Bei sich schnell ändernden Kanalbedingungen ändert sich die Kanalimpulsantwort eines Ubertragungskanals auch innerhalb eines übertragenen Funkblockes, so daß nur Teile eines Funk- blocks zur Kanalschätzung herangezogen werden. Unabhängig von den Kanalbedingungen wird eine feste Anzahl von äquidistanten Kanalkoeffizienten bestimmt. Diese Kanalschätzung ist jedoch ungenau.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Empfangseinrichtung zur Kanalschätzung anzugeben, die trotz schneller Bewegung der Mobilstation eine zuverlässige
Bestimmung von Kanalkoeffizienten ermöglichen. Die Aufgabe wird durch das Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und die Empfangseinrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 11 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Erfindungsgemäß wird beim Verfahren zur Kanalschätzung in Kommunikationssystemen mit Ubertragungskanälen zwischen Funkstationen, von denen zumindest eine beweglich ist, von einer Empfangsstation ein aus Datensymbolen bestehendes
Empfangssignal empfangen. Die Datensymbole sind dabei durch ein Übertragungsverfahren modifiziert, z.B. durch Spreizng, Modulation und Kanalverzerrung.
Das Empfangssignal wird empfangsseitig in einzelne Abtastwerte zerlegt und zur Bestimmung von Kanalkoeffizienten mit bekannten Datensymbolen verglichen, wobei in der Empfangsstation einzelne bekannte Datensymbole des Empfangssignals gespeichert sind. Dadurch, daß für sich schnell bewegende Mobilstationen eine reduzierte Anzahl von Kanalkoeffizienten bestimmt wird, verbessert sich für diese Kanalkoeffizienten die Schätzgenauigkeit. Das Mißverhältnis von kurzen Teilblöcken des Empfangssignals zu den langen gewünschten Kanalimpulsantworten wird aufgehoben und die Genauigkeit der ge- schätzten Kanalimpulsantwort verbessert. Bei sich langsamer bewegenden Mobilstationen wird eine größere Anzahl von Kanalkoeffizienten bestimmt.
Durch diese Art der Kanalschätzung können auch Limitierungen für die Geschwindigkeit einer Funkstation und die zulässigen Kanalbedingungen verschoben werden, ohne daß gleichzeitig die Trainingssequenzen verlängert oder die Datenrate verringert werden müssen. Die Erfindung ist sowohl auf eine Übertragung zwischen -einer Basisstation und einer Mobilstation, als auch auf eine Übertragung zwischen Mobilstationen anwendbar.
Nach vorteilhaften Ausgestaltungen der Erfindung werden die bekannten Datensymbole mit Abtastwerten von Datensymbolen in gesendeten Trainingssequenz verglichen oder die bekannten Datensymbole nach einer Datendetektion gespeichert und an- schließend mit den ursprünglich emfangengen Abtastwerten verglichen. Damit kann entweder auf unverzerrte bekannte Datensymbole zurückgegriffen werden, die eine genauere Kanalschätzung auf Kosten einer geringeren Nutzdatenrate gestattet. Bei der zweiten Variante ist eine genaue Daten- Schätzung eine Voraussetzung für die nachfolgende Abgleichung der Kanalkoeffizienten. Damit kann jedoch während der Auswertung von Teilen eines Funkblockes, die keine Trainingssequenzen enthalten, die Kanalschätzung verbessert werden.
Eine weitere Ausprägung der Erfindung sieht vor, daß bei der Bestimmung der Kanalkoeffizienten eine reduzierte Anzahl von Werten der bekannten Datensymbole, d.h. der Trainingssequenz oder der geschätzten Datensymbole, berücksichtigt wird. Damit werden auch bei einer verkürzten Zeitspanne für auszuwertende Abtastwerte genaue und aktuelle Schätzwerte für die Kanalkoeffizienten gewonnen.
Es ist weiterhin vorteilhaft, die zu bestimmenden Kanalkoeffizienten derart auszuwählen, daß sie im Durchschnitt leistungsstärker sind, als nicht ausgewählte Werte. Damit ist gewährleistet, daß auch eine reduzierte Anzahl von Kanalkoeffizienten den Ubertragungskanal hinreichend genau beschreiben und eine gute Grundlage für eine anschließende Datenschätzung unter Verwendung der Kanalkoeffizienten bil- det . Beispielsweise können die ausgewählten Werte einer zuvor bestimmten größeren Anzahl von Kanalkoeffizienten entnommen werden. Aus einer vorangehenden Kanalschätzung werden folglich nach der Erfindung nur die signifikanten Kanalkoeffizienten wiederholt berechnet. In größeren Abständen wird die Auswahl der zu bestimmenden Kanalkoeffizienten wiederholt, um der Entwicklung der Bedeutung einzelner nicht ständig berechneter Kanalkoeffizienten Rechnung zu tragen.
> ) IV) ' y-> n o Cn O Cn o Cn
ö yQ Z W tX σi cn 53 p cn 0 ω P Q P. ?o Λ σ P- yQ J t 0 P. cn
PJ φ 0 φ N PJ P) PJ P- P- φ P- PJ Ω Φ Φ P- J * PJ 0 v 3 Q tr 0 J P- P- Φ tr 0 cn ti • 0 0 0 <Q Ω P- rt 0 tr 0 φ 0 CΛ 0 Hj 0 Ό Φ Ω 0 Ω φ 3
Φ P. Hh Od 0 PJ PJ 0 tr rt 0 ΣV σ pι: • J ω rt PJ Ω P- 0 • tr J tr p :
P- Φ 0: yQ • J rt Φ Φ rt φ rt 0 cn Ω Φ tr P. P- rt g &>
0 tr φ α ΪV P- H N M P- Φ tr 3 P- cn 0 Φ P-
N Hj 0 p- P- O O < £} tr P- P- 0 ω iQ 0 PJ o Q. CΛ P) PJ ^P P- 3 pj: cn Φ
Φ INI 0 Φ φ φ Φ 0 P- Φ P- 0 0 ? PJ 0 Φ Φ rt 0 0 rt 0 Ό Λ rt P-
P- Φ 0 Hi Hl HS 0 Hf φ vP p- Φ 0 rt II Hl Φ PJ rt P> Φ 0 0 P>: 0 Q P- yQ TI Hi Hi N yQ • 0 cn P- P- Φ n Hi 0 ≤ P" α P- 0 Φ
Φ Ω cn rt l_l. PJ P- P- O: P- a 0 tr rt rt yQ P- tr P- V N O P 0 yQ cn P α Hj
0 tr tr PJ o 0 N N yQ < CΛ tr } Φ + N Φ H O ι-i HS PJ P- Φ
0 φ cn HS PJ P- Φ O rt Φ φ Hj Φ φ ti P- CL 3 rt φ O O 0 cn <
0 p- rt P- φ φ Hj 0 Hj 0: tr Φ P- * Φ 0 0 Hi tr tP rt rt PL O cn Z φ 0 0 0 Φ tr Ω Φ Hj r J 0 N & ) Hi φ Z PJ Φ Hj
Ό φ 0 3 rt rt 0 P1 cn Φ X" 0 0 3 rt P- P- P- P. o 0 HS rt φ P- HS •ö Φ Φ I J cn Φ CΛ ω 03 Hi P- Φ Φ cn N P- N H rt Φ φ rt o 0 0 0 cn < rt H P- O Φ Φ ιQ rt 0 Hj PJ P- Φ Φ rt • PJ P-
P" Φ • N vQ O P- Ω Cn Hj Φ 0 tr cn Φ P- 0
0 φ 0 PJ: Λ P- < Φ Φ H 3 et tr < rt cn Ώ Z 0 Φ P- 0 £ rt < ö cn tr pj: • PJ 3 Φ P- 0 rt 3 tr rt O P- « rt yQ P- yQ rt Φ O PJ yQ PJ tr N - — 0 Hj rt Φ rt Φ H 3 P> Φ PJ ti ti Φ tr 0 3 φ Hi
Φ Φ 0 rt yQ yQ Φ CΛ P- tr H yQ rt 3 0 h^ P. P. ? 0 Hj Ω P- Ξ rt
Hj HS HS tr Z Hj 0 P- Φ rt rt Φ 0 J Λ φ Φ Hi z tr 0 rt P>: Φ
Φ o φ O: yQ tr P- H Φ P- 0 P' rt Φ H P- tsi φ Φ 0 tr 0 φ w tX Hj Hj P tr 0 P> rt PJ ti •—• yQ cn • O p- 0 iQ rt Z
Hj Hj PJ 0: rt Ω φ Φ P) Hh »» yQ tr Ω tr Φ P> Φ t > Φ rt S
P- Hi 0 Ω t H N r 0 S PJ 3 tr α P- & 0 03 PJ 0 HS Hj Φ Φ pj: P- PJ ?ϊ PJ Φ rt O ^ 0 Hl P- pi: 0 Ό cn N F> rt Φ 0 cn Cn 0 P-
0 0 cn 0 0 yQ φ O ua rt rt rt rt Hj CΛ rt PJ 0: yQ cn Ω rt rt P- cn P- Ω Z φ Hj P- Ω ω PJ -* N Ω Φ PJ tr Ω PJ tr φ tr φ S Φ
Φ 0 Ω Ω tr £ P- ti N PJ tr ? cn 0 tr X) Hj 1— ' ? 0 ti Hj tr P- 0 Φ Hj
Hj 0 tr tr PJ Hj φ O: t PJ rt Φ 0 0 ! CΛ cn ti φ ti Φ rt HS tr rt yQ PJ: rt tr τ> H vQ 0 Z Hj Q α Φ P- vQ P- 0 cn rt Cn
• rt Φ Φ -» Φ Hi P- P>: φ φ P- 0 0: Φ Ω φ 0 rt 0 P- Ό Φ
Z N yQ cn s Hj 0: Φ Hj > < φ N tr Hj tr Z 0 0 yQ P- Hj Q. φ 0 Φ o < o 0 Hj φ rt s ? Φ 3 Φ rt PJ: P. 0 O Φ P. 0
H 0 0 0 Φ tr cn 0 Φ rt Hj et J Hj S! tr yQ tr Ω Φ 0 yQ Hj 0 rt vQ Φ PJ N N 0 tr tr rt tr Φ yQ P1 PJ • — - Φ Φ tr H vQ
Φ 0 φ vQ Φ P) cn P- 0 PJ PJ P> Φ Φ Hj Φ Hj φ rt 3 H( 0 Φ
PJ 0 Hj H 0 N 0 PJ tr tr CΛ Hj P- cn rt ti Q. 0 W α
0 α Φ O: α α φ Φ P" <! tr P" CΛ tr X rt Φ o Z W PJ et PJ φ
PJ cn tP P» P- cn φ J: rt Φ Φ P- 3 φ 0 Hj J tr 0 H
0 rt K Φ &> N rt tr Ω Hj 0 pj: H cn 0 3 P- 3 Hj α cn 0 Φ J tr O H J Hj z Φ Φ tr Hj yQ Φ rt rt rt 0 B Φ φ P- φ rt PJ Hj Φ M ) 3 o 0 rt α P- 0 cn pi: P- P- H • P- P. rt H 0 φ Φ rt H f H
0 B rt PJ P- cn cn rt 0 yQ PJ 3 Φ 0 L P" H O Hi φ N Z φ Ω Φ Φ N yQ tr tr ö 3 0 ω tr Z φ I-' B J P- Φ P-
0 P- tr tr P- Hj 0 φ < Φ yQ PJ rt Φ φ Hj tr Ό υq 0 Hi 0
P- • Φ Φ Hj ϊ φ 0 Φ 0 Hj O P- Φ tr tr PJ O ω Hj PJ 0 0 α Hi
Φ P1 rt α
3 P. α 0 yQ 0 ti Z Φ Φ
P- • N PJ Od • α 0 x Hj P" 0 P- P- 0
HS o P- Λ Φ P- Φ PJ ^> cn iQ N 0
3 PJ 0 φ Z Φ yQ rt P- 3 0 0 PJ ω P- P- «P tr ^ ö tr Φ H ö Φ H Φ α Ω y . Φ PJ P- 0 ΪV φ
Φ rt 0 PJ •—• 0 0: Hj PJ 0 ti P) Z Φ tr rt P- 0 rt J 0 0 CΛ
P- 0 3 C Ω 3 W 0 0 Φ 0 1 P. Z 0 Φ rt P- yQ P- P. P- PΪ P- P) Z 0 Hj 0 0 Φ φ O pj: Φ 0 φ rt Φ Φ 1 rt P) 0 φ α Xi 3 i 0 φ 0 Hj 1 P> Hj cn rt φ φ
1 1 p- 1 0 ti φ
FIG 1 ein Blockschaltbild eines Mobilfunknetzes,
FIG 2 eine schematische Darstellung der Rahmenstruktur der Funkschnittstelle,
FIG 3 eine schematische Darstellung des Aufbaus eines Funkblocks,
FIG 4 ein Blockschaltbild des Empfängers einer Funk- Station,
FIG 5 ein Blockschaltbild eines digitalen Signalverarb
tungsmittels,
FIG 6 eine schematische Darstellunng des Kanalschätzungsproblems, und
FIG 7
ein Ablaufdiagramm der Kanalschätzung.
Das in FIG 1 dargestellte Funk-Kommunikationssystem entspricht in seiner Struktur einem bekannten GSM-Mobilfunknetz, das aus einer Vielzahl von Mobilvermittlungsstellen MSC besteht, die untereinander vernetzt sind bzw. den Zugang zu einem Festnetz PSTN herstellen. Weiterhin sind diese Mobil-
Vermittlungsstellen MSC mit jeweils zumindest einem Basisstationscontroller BSC verbunden. Jeder Basisstationscon
C co M M P>
Cn o cn O cn o n
φ yQ £ P- Od P 0 0 p. Hi cn cn y-y fr P P £ Hj σ O P P P M tr ö P 3 < S yi
P- 0 o 0 P 0 Φ P P 0: Φ O P- O Φ P- 0 o 0 P- P- P- P 1 P- p- 0 P- φ 0 0 o P P
0 0 tr cn CΛ tr N tr tr Hj Ω 3 0 Hj Hj tr 0 Φ < Ω P rt φ 0 0 Φ 0 Ω 3 H( rt φ yQ P- φ P- •Q p fr 0 Hj rt Φ tr Ό Φ Ω P- yQ P- tr Ό Φ N P φ tr 3 • rt P-
HS cn P- CΛ φ Φ o »» rt P Φ o 0 ?r tr cn < cn Φ rt Hj Od Φ φ 00 0 P- 0 O cn 0 CΛ ^Q HS 3 3 p. 0 0 0 rt cn P- Φ P- P- 0 P 0 P P w ö 0 0 cn PJ rt φ rt P cn Ό P — φ rt φ to rt 0 Hj O H < P CΛ Λ ω Q. 0 P P- ^Q CΛ
Ω 0 PJ 3 P 0 o P P- 0 INI 0 Φ 0 Φ P Hl tr 0 Φ Φ rt P- rt P- p- rt φ cn 1 tr PJ: rt rt yQ >Q 0 P φ φ rt H Hi rt O P- P- Hj P- CΛ Hj P- cn φ P- Hi
0 P- ^ P- Φ ti Φ < P- Φ cn > P- Hj 0 £ <l CΛ P P- cn P o TI 0 0
Φ φ o Hj O ti P 0 tr £ O rt 0 Ω 0 Φ O 3 0 s rt tr Φ rt M 0 0 0 0 0
P^ 0 Φ 0 ^ rt Φ φ 0 Ό tr cn ? 0 P 0 φ & P P P Hj P cn 0 f P. iQ Φ cn Φ P- tr 0 P- tr rt Φ rt 0 rt H- rt 0 rt φ N rt Hl φ cn ? rt φ φ £ 0 0 0 Hj φ 0 Φ φ Hj P- 0 P- yQ 3 Φ Ω P- Hj • P- P- Hj * rt P- Sl
0 HS CΛ Φ P N α Z P- I ω α φ O O φ TS φ 0 tr O 03 O 0 Φ cn P- O P
0 03 tP φ - Φ φ 0 rt P- 0 £ 0 0 Hj 0 0 cn • 0 α rt o 0 HS
Od H P- N CΛ P- Φ H yQ φ Φ vQ rt Φ CΛ Φ φ cn Φ Φ rt 0 TI Φ 0 Φ rt
Φ φ cn cn rt Hj Φ H 0 Ω 0 0 0 3 φ 0 P- td HS P Od 0 0 3 P 0 0
Z P- rt PJ P P- P Φ P φ tr 0 0 P- > Ό - — CΛ P 0 yQ 0 PJ 0 φ 0 3 Ω tr < 3 0 Od tr p- Φ vQ tr 0 cn rt O P Φ tr cn SV 0 P- Hi vQ
>Q ti φ P tr tr Φ •d cn φ Φ Ω 0 CΛ Φ rt P- Ω H Φ < P- N 1 P rt 0: cn
0 φ cn W p: Hj Hl tr Z p- tr z P- Φ ( Φ p- P- yQ φ rt Q. cn c; Ω pj: HS N
0 tr 3 0 cn P Hj φ Φ > φ cn Hj N Φ cn φ 0 Hj Hj H rt O tr rt φ Q 3 0: Ό P- ιQ Ω 0 Φ yQ α 0 vQ T3 Ξ 0 cn Hj vQ O: CΛ yQ Φ 3 α 0
Φ Φ tr HI Φ P- yQ P- 0 Φ cn P- P- — 0 Φ &a O Φ P- 3 M 3 P P. P rt
H P- φ P vQ P- Φ rt 0 H ι-3 tr tr Φ φ cn 3 0 cn Φ HS Hj P- P- 0 φ P- cn H φ cn 0 Hj 0 H3' φ 0 0 vQ Φ H Φ P1 yQ Ω 0 φ υq φ H yQ P- W rt 0 0 H Φ p
H( P- φ P1 yQ φ 0: 0 φ P- φ Hj cn φ tr rt P- rt Φ rt Ω P- cn P- cn £ 3 vQ P CΛ P- tr Φ Φ vQ P- 3 P" P- < Z ti Φ N 0 0 N Φ tr 0 Φ P W Φ o
£ 0 •Q o P' Φ 0 0 φ Ό 0 rt o φ 0 P- yQ P rt 0 rt N P- rt P Hj Hj tr Q o PJ J φ Hj 0 Hj Φ N H Hh Φ 0 Hj φ 0 φ Ω & Φ Φ 0 N rt Hi P- £ tr P 0 Hj rt Φ £ 0 P cn tr Z N TI rt P- Φ P- P- (Λ PJ O
P- φ PJ 0 tT P O cn £ 0 g" 0 yQ CΛ α Hi yQ φ φ ti Φ O φ Φ P 0 ω Hj Ϊ O 0 rt Hh
P- • N 3 yQ > tr P o yQ Φ cn Hj φ Hj Hj rt Φ Hj tr 0 P- rt O 0 CL H 0 H ~J cn P. cn 0 φ Φ 0 P- 3 tr Φ Hj Z 0 P H 3 tsi P- CL P1 :τ 0 H s 3 cn 0 0 0 Φ rt 0 Ω > Hj Hj cn P" 3 P- ti ω φ Hi 0 Od P rt 0 Φ N P cn 0 IV f P
P> Hj tr 0 Φ cn 0 tr cn φ p. P- yQ Φ £ P rt Φ 0 < Φ Φ tr rt Φ •< vQ rt 0 l-1 rt Ω p : P- P- • Hj rt 0 cn φ vQ Φ 0 cn φ cn P- Z 3 •» O P- Φ 0 cn 0 Φ P-
P- tr rt yQ 0 yQ φ P rt 0 0 0 φ tr P- O φ 0 0 Φ 0 rt yQ HS rt CΛ o N N P Φ ti SJ P- rt 3 P P Z tr Hj cn 0 Hj CΛ cn φ Φ Hj 0 Φ Φ N P-
0 0 0 tr 3 P φ rt P- P- rt CΛ P1 N φ p: Z cn Φ ö O M • 0 0 Φ P 3 ti S φ
Hi 0 Φ P' 0 O rt P- rt cn 0 Hj 0 φ rt 0 Φ s P- 0 0 φ 0 P- tr H
£ : vQ W φ rt 0 0 O P o α α <Q P [j3 0 W CΛ tr Φ 0 rt N rt
CΛ tr Φ 3 Φ yQ Z 0 rt N Hj Φ Φ φ rt 0 1 P N CΛ Φ Φ P- • 0: N
Hj α z
Hi P- Ό Hj cn £ φ Φ P- 0 α 0 P P- P- K < &> Φ P CΛ 0 tr rt W
P> Φ : 0 HI φ tr Z CΛ 0 o Φ • 0 O P φ y-1 ? rt rt Hj Φ -. O
0 0 H Φ P Hj Φ rt 0 0 0 N cn 0 0 0 Hj P cn O: O Φ P- Hj o Hi 0 cn Hj 0 cn ti yQ cn Φ £ 0 tr Ö 0 tr 0 0 Hi 0 rt 0 Hj tr. Ω rt CΛ 3 0: rt ti α vQ Ω Φ P- Hj CΛ Φ rt P P CΛ Hj 03 CL • P Ω P 0 rt tr P- HS HS
Φ P- Φ CΛ tr Z Ω Φ P- Φ HS 3 p: Φ CΛ tr tr tr Φ • rt P Φ Tl O
P- P- Φ 3 CΛ P- Φ tr 0 P 0 HS Φ P- rt P- CΛ Hj 0 Φ 0 yQ 0 H3 I—1
Ω φ Ό P- Φ Hj 0 cn rt N rt 0 P- Φ Φ φ Hj -l 0 tr P- 0 Φ 1— ' tr et HI yQ ti P. CΛ cn . . Ω tΛ 0 0 yQ H( LJ. Φ vQ P cn f P- 1
Φ PJ tr P ti Φ φ rt - tr P- rt P- 0 α ti ti 0 Φ P. Hj rt 1 1
0 Φ 0 P 0 cn Φ O: Φ <Q HS Ω yQ P . — . φ α 0 Φ Φ 0 α Ω Hj yQ Φ P Hj Φ 0 Φ tr - CΛ . — . o Hj H Φ L . o 0 tr rt φ HS < H-3 CΛ 0 P P P- P Hi Φ p- Ό Hj yQ Ω Ω Hj P- Φ 3 P α
Hj ti Hj o Φ p- 0 0 << 1 P1 Hi N P. ω P p: φ tr tr P 1 0 α 1 P tr PJ p. X ti vQ yQ 0 1 Φ c P- P- Ω 0 3 Φ o 1
Φ 1 φ 1 φ 0 3 φ φ Φ B p: HS Ω
P- 0 1 0 1 1 tr
CΛ 0 yQ s cn Φ cn ö 3 cn rt yQ
Ω P 0 φ Φ P- P- P- P P- Hj φ tr P iP 0 Ω Φ rt Φ P 0
H rt 0 φ tr p- Hj ^Q P
P Φ Φ CΛ rt Λ o 0 Φ 0 rt 0 Hj 0 P 0 0 0
N Hh tr N tr P- P; Φ yQ Φ 0
Φ tsi Φ p- Hj Ω 3 0 cn 0
Φ Hj 0 rt φ tr Φ P- α rt P- cn P- • 0 N 0 P
CΛ rt ö P- Φ rt cn 0 Hi rt P
Φ P CΛ XX tr cn rt o Φ f
< 0 0 rt P Φ Hj i 0 rt
O Φ tr 0 3 0 Φ 3 CΛ 0
Hj P< Hj P- Φ p: fr rt P ^ Φ u3 Φ 0 cn P- tP rt Φ rt 3 H-1
Φ H H-3 0 rt vQ 0 P- o* cn vQ Φ Φ Φ Φ H rt O o
Φ < Hj tr 0 P- P- 0 tr Φ N tr rt 0 Φ Φ φ cn
Φ Hj 0 P TI Φ Φ Hj 0 rt
0 tr Hj P H Hj H Φ
• <
P- tr 0 Φ 0 ω o
0 X CΛ iP H3 TI P- 0 o α 0 ö 0 0
0 3 Φ tr1 Φ 0 0 3 CL
0 Ό Λ 0 P t^ 0 0
<Q Φ π N 1 cn α rt P- φ 0 tsi tr tr W Ω N 0 ti cn φ Φ o tr Ö P-
P P- Ό H 3 ti P 0 P.
P rt rt cn Φ V rt Hl φ
0 P- n ^ P- o rt Φ O 0
Hi o Ω Ω rt 0 Hf 00
Φ 0 tr Φ tr Φ cn 3 H3
P- tr Φ 0 rt < P φ
0 0 Φ CΛ rt Φ O rt P-
P 0 rt 0 Φ ti P-
0 rt N Hh O ti
P. Φ Φ P tr P- φ O 0 φ φ Hj CΛ Φ Cn Hj Φ tr
H CΛ P- rt yQ 0 3
Hh Ω rt cn CΛ cn P Φ o tr cn Ό Φ rt 0 0 HS y-> P- α P- P- P- P- cn yQ φ Φ φ φ 0 P cn •* P- φ P- H P-1 Φ 0 P v ti 0 cn cn rt (Λ 0
Q> φ ö Z > P- P- P φ Ω P φ 0 ^ O vQ P-
Hj tr CΛ 0 p- Hi PH 0 0 φ
Φ Ω φ cn rt O cn P 0 tsi Hj tr H φ Φ P- P" φ 0 P- ) 0 P- 0:
P- CΛ rt H P. Hh 1 tr rt P- N Ω Φ 0 Φ O Φ
1 vQ N • H 0 Hj HS Hj 1 φ vQ 1 1 1
P- rt
Innerhalb eines breitbandigen Frequenzbereiches B werden die aufeinanderfolgenden Zeitschlitze ts nach einer Rahmenstruk¬ tur gegliedert. So werden acht Zeitschlitze ts zu einem Rah- men zusammengefaßt, wobei ein bestimmter Zeitschlitz des Rahmens einen Frequenzkanal zur Nutzdatenübertragung bildet und wiederkehrend von einer Gruppe von Verbindungen genutzt wird. Weitere Frequenzkanäle, beispielsweise zur Frequenzoder Zeitsynchronisation der Mobilstationen MS werden nicht in jedem Rahmen, jedoch zu vorgegebenen Zeitpunkten innerhalb eines Multirahmens eingeführt.
Die Parameter der Funkschnittstelle sind z.B. wie folgt:
Dauer eines Funkblocks 577 μs Anzahl Chips pro Mittambel m 243
Schutzzeit Tg 32 μs
Datensymbole pro Datenteil N 33
Symboldauer Ts 6,46 μs
Chips pro Symbol Q 14 Chipdauer Tc 6 / 13 μs
In Aufwärts- (MS -> BS) und Abwärtsrichtung (BS -> MS) können die Parameter auch unterschiedlich eingestellt werden.
Der Empfänger nach FIG 4 bezieht sich auf Funkstationen, die sowohl eine Basisstation BS oder eine Mobilstation MS sein können. Im Empfänger wird die erfindungsgemäße Empfangseinrichtung zur Kanalschätzung eingesetzt. Eine mögliche Realisierung des korrespondierenden Senders kann beispiels- weise der deutschen Patentschrift DE 197 34 936 entnommen werden.
In FIG 4 ist der Empfangspfad der Einrichtung detailliert dargestel-lt . Im Teilmodul El erfolgt die Umsetzung der Emp- fangssignale rx aus dem Sendafrequenzband in den Tiefpaßbereich und die Aufspaltung in eine reale und eine imaginäre Komponente. Im Teilmodul E2 erfolgt eine analoge Tiefpaßfil-
terung und im Teilmodul E3 schließlich eine 2-fache Überabtastung des Empfangssignals mit 13/3 MHz und einer Wortbreite von 12 bit.
Im Teilmodul E4 erfolgt eine digitale Tiefpaßfilterung mit einem Filter der Bandbreite 13/6 MHz mit möglichst hoher Flankensteilheit zur Kanaltrennung. Anschließend erfolgt im Teilmodul E4 eine 2:1 Dezimierung des 2-fach überabgetasteten Signals .
Das derart gewonnene Empfangssignal e besteht im wesentlichen aus zwei Teilen, nämlich aus einem Anteil em zur Kanalschätzung (Trainingssequenz tseq mit bekannten Datensymbolen t) und aus den Anteilen el und e2 zur Datenschätzung. Im
(k) Teilmodul E5 erfolgt die Schätzung der Kanalkoeffzienten h der Kanalimpulsantworten mittels eines bekannten Mittambel- grundcodes m aller im jeweiligen Zeitschlitz übertragener
Datenkanäle .
Im Teilmodul E6 werden Parameter b (k) für angepaßte Filter für jeden Datenkanal unter Verwendung der CDMA-Codes c (k) bestimmt. Im Teilmodul E7 erfolgt die Eliminierung der von den Mittambeln m (k) herrührenden Interferenzen in den zur Datenschätzung benutzten Empfangsblöcken el/2. Dies ist durch die Kenntnis von h (k) und m(k) möglich.
In den Teilmodulen E8 bis E12 erfolgt eine Bestimung der Datensymbole d mit Hilfe einer Pseudo-Inversen der kombinierten Kanalmatrix A. Eine alternative Lösungsmethode ist eine Sin- gulärwertzerlegung (Singular value decomposition) der kombinierten Kanalmatrix A. Weitere Lösungsmethoden beziehen sich auf eine anderes Optimierungskriterium, z.B. das minimum ean Square error Kriterium (MMSE) .anstelle des zero forcing (ZF) Kriteriums. Weiterhin sind auch rückgekoppelte Strukturen möglich. Diese Lösungsmethoden können auch miteinander kombiniert werden.
Im Teilmodul E8 efolgt die Berechnung der Kreuzkorrelations- matrix A A. Da A A Töplitzstruktur hat, ist hier nur die Berechnung eines kleines Teils der Matrix nötig, der dann zur Erweiterung auf die komplette Größe verwendet werden kann. Bei langsamer Bewegung der Mobilstation MS ist diese Matrix A *τ A groß, da man große Teilblöcke wählt. Von dieser Matrix A *τ A wird dann nur ein kleiner Teil berechnet. Bei schneller Bewegung verkleinert sich die Matrix A *τ A, so daß man ggf. eine komplette Berechnung wählt, um eine rauschärmere Lösung zu erzielen. Im Teilmodul E9 erfolgt eine Cholesky-Zerlegung von A
H, wobei H eine obere Dreiecksmatrix ist. Aufgrund der Töplitzstruktur von A A hat auch H näherungsweise eine Töplitzstuktur und muß nicht vollständig berechnet werden. Ein Vektor s repräsentiert die Kehrwerte der Diago- nalelemente von H, die vorteilhaft bei den Gleichungssystem- lösern benutzt werden können.
Im Teilmodul E10 erfolgt eine angepaßte Filterung (matched filter) der Empfangssymbolfolgen el/2 mit b (k) . Teilmodul Eil realisiert die Gleichungssystemlöser 1 für H *τ*zl/2=el/2, und
Teilmodul E12 die Gleichungssystemlöser 2 für H*dl/2=zl/2. Im
Teilmodul E13 werden die geschätzten Daten dl/2 demoduliert, entwürfelt und schließlich mittels Viterbi-Decodierer fal- tungsdecodiert . Die decodierten Datenblöcke β E (k1)3 werden wahl- weise einer ersten Datensenke Dl oder über den Quellendeco- dierer E14 einer zweiten Datensenke D2 zugeführt. Zusätzlich werden die decodierten Datenblöcke β E (kl)3 zum Teilmodul E5 rückgeführt, der sie zur Nachführung der geschätzen Kanalkoeffizienten h benutzt.
Empfangsseitig (siehe FIG 5) findet nach einer analogen Verarbeitung, d.h. Verstärkung, Filterung, Konvertierung ins Basisband im HF-Teil, eine digitale Tiefpaßfilterung der Empfangss'ignale rx in einen digitalen Tiefpaßfilter statt. Ein Teil des digitalisierten "Empfangssignals e, der durch einen Vektor em der Länge L = M * W repräsentiert wird und keine Interferenzen des Datenteils dt enthält, wird einem
einen Kanalschätzer KS enthaltenden digitalen Signalverarbeitungsmittel übermittelt. Die Datenschätzung im Joint Detec- tion Datenschätzer wird für alle Verbindungen gemeinsam durchgeführt, wobei eine detaillierte Darstellung der deutschen Patentschrift DE 197 34 936 entnommen werden kann.
Im folgenden wird die Kanalschätzung näher erläutert, die im Teilmodul E5 durchgeführt wird. Der Teilmodul E5 enthält einen Kanalschätzer KS, eine Speichereinrichtung1 SP und eine Steuereinrichtung SE, zwischen denen ein Informationsaustausch möglich ist. In der Speichereinrichtung SP sind Datensymbole t der bekannten Trainingssequenzen tseq aus der Mittambe1 m, sowie bereits detektierte Datensymbole d für eine Nachführung der Schätzung gespeichert. Die Steuereinrichtung SE kann teilnehmerindividuell zwischen verschiedenen Modi der Kanalschätzung umschalten, wobei die Kanalschätzung im Kanalschätzer KS durchgeführt wird. Mit Hilfe der Kanalschätzung werden aus den Abtastwerten el..el6 des Empfangssignals e die Kanalkoeffizienten h bestimmt.
Das Kanalschätzungsproblem ist in FIG 6 gezeigt. Gesendete Datensymbole d werden durch das Übertragungsverfahren modifiziert, dargestellt durch die kombinierte Kanalmatrix A und liegen bei der empfangenden Funkstation als Abtastwerte e vor. Die empfangenden Funkstation versucht für die gesendeten Datensymbole d Schätzwerte d zu bestimmen, indem bei der Kanalschätzung eine geschätzte kombinierte Kanalmatrix A bestimmt wird. Optimierungskriterium ist beispielsweise die Minimierung des quadratischen Fehlers der TLbweichung von Abtastwerten e zu geschätztem Empfangssignal e . Bei der Kanalschätzung aus der Trainingssequenz tseq ist d=t und bei der Nachführung werden bereits geschätzte d rückgekoppelt und d=d.
Die Kanalschätzung in Mobilfunksystem muß der Bewegung der Mobilstationen MS Rechnung tragen. Die Bewegung führt zu einer Doppler-Verschiebung, die durch eine Amplituden- und
LO co to K) P" cn o Cn o cn o Cn
3 Hj fr CL P tr INI P CΛ P Φ CΛ P P z vQ CL tr P? Od P- CΛ t P p < a X 'T <V
P- 0: φ o Φ φ H-1 0 P- p- 0 P- w O 0 Φ Φ p- Φ φ Φ O Φ 0: P- P 0 o Φ Φ P O tr φ Ω M φ Hj Hj O: Hj < y rt 0 P- Hj H HS HS cn N φ P- tr ιQ 3 0 rt Φ Hj Hj 0 3 P
H fr ω Hi 0 Ω P 0 Z Φ P- (Q Ω rt P Hi o Hi HS Pt o' P z Hi z CL P n cn
Φ yQ Hi H p^ ≥; 0 P O HS 0 rt tr CL Φ HS TI vQ H, P" rt Φ O O φ Φ Φ
0 φ P- P- Φ φ P Ω y-y Hj Q 0 ti P. Φ HS Φ P- P y-- H P- 0 0 3 Φ 0
Hi 0 N σ P- Ω Φ y-y rt vQ P- φ HS P- XX Φ 0 N 0 Z rt φ O rt N CL O X <
0: P- P- •—• 0 tr — j Φ Φ er 0 Hi Ω Φ φ 0 iP Φ P- vQ Φ Φ Φ P- φ < CL Φ φ
O: tr TI Φ Φ tr 0 Hi • 0 0 3 tr 0: tr P- Φ 0 0 φ cn HS 0 α Hh P^ φ rt P- φ H
0 Hj P- 0 rt 0: Hi Φ p: tr 0 £ 0 Φ 0 P α Hi O 0 Φ h^ a p:
0 rt vQ rt u O: Φ t N o cn 0 φ t L Φ P- N 0 rt 3 φ P s: P- 0 rt Φ 0
Φ • • Φ P Ω Hj Hj P- P. cn iQ Hj rt P- rt N P Φ φ 0 Φ p: N CΛ φ cn φ Hj
0 0 rt f rt 0 Φ Φ Φ P- • φ ≥; rt tr tr 0 0 0 • Hj tr P- rt 0 O rt Φ
Φ Φ Φ 0 rt Hj 0 vQ M P Φ Φ o P Hi Φ P K ti Φ H cn 3 tr 0 P- vQ φ fr 3 M 1- Ω HS Ό tr cn £ Φ 0 0 tr < P - — - 0
P- cn Φ 0 Φ •b P- HS tr ti 0: Ό cn Φ O 0 rt rt - φ 0 Q, 0
Ω Φ φ
P- 0 Φ P- rt z o P- P- Hi 0 P Hh ti Ω P- Ω P CΛ tr α Φ • HS P φ tr vQ tr P- 0 rt Ω » φ H 0 rt P P- : yQ py 0 tr 0 Ω P- 0 LJ. p: Hj Φ
0 0 α Φ tr Hj H Φ 0 0 g 0 tr CΛ vQ p: Hi tr Φ ö φ 0 cn <
CL φ φ f cn CL Φ Hj α <! vQ 3 P- H 0 P- cn rt Z cn P- tr P P CL ei CL Ω O
P- cn P- rt CL O Φ Cn Φ O cn cn 0 0 0 Ω N φ P- rt CL o Φ φ Φ tr ti φ < P- P- 0 Ό HS 0 Φ Ω yQ 0 rt tr Z 0 P- 0 P Φ 0 Ω Hj Hi 0 Hj φ ι-3 φ o φ o ^ 0 P- tr cn vQ φ rt Φ 0 0 CL rt CΛ 0 Hj tr 0 Hh rt P- Φ
1-3 Hj Φ 0 P CL 0 0 P. 0 P CΛ Hj P- HS yQ φ P- P- Hj Ω P- ω Φ p- φ N p- CL x Go P- P. Φ yQ Φ Hj φ a P. vQ CL Hj vQ O ^ Ω tr tr CΛ N Ω tr 0
P- O: 1— ' Φ tr P φ P- Hj cn H P- rt XX Φ Hj rt Φ 0: ^ 0 0 tr P- P- tr Φ N vQ tr rt φ ' 0 P Φ 0 yQ Ω Φ 0 H 0: • 0 tr £ Φ 0 p φ Ω Φ Φ 0 Φ tr Φ Φ 0 P 0 σ H 0 φ Q tr 0 Φ Ω Φ P- P- £ > P tr 0 P"
Hj O fr- 0 yQ P Φ yQ cn Φ rt 0 tx ^- Od 0 H rt rt CΛ tr 0 0 tr rt
O: 0 Ω z 0 rt rt tr Φ rt 0 cn Ω 0 0 α N P rt φ 0 rt φ CΛ 0 rt α Φ <v Φ Φ
Ω 0 fr P- N Φ ti Φ P. vQ tr P 0 φ Φ 0 P- HS 3 Φ 0 O z P- 0 P Hj 0 fr- vQ cn Φ rt CL O 0 Φ Φ z 0 vQ Hj 0 P 0 Φ P- Ω φ 3 P. φ rt CL
Φ H 3 rt 0 cn P- 0 3 TI tr 0 tr Φ > H P- P tr Φ Φ
≤ rt P. ti 3 Φ Ω ti vQ CL £ rt ?? CL P- 0 Hj 0 P CΛ rt rt CΛ a 0 0
0: Φ Φ Φ P- yQ φ P- < tr L P^ 0 o CΛ o rt 0 Φ vQ cn W 0 Φ 3 rt g ω tr Hj H 0 Φ 0 0 P1 o Z P- Φ Hj P< Φ φ tr rt ^ H P- P P 0 Φ i i HS P- cn fr P
Φ L 0 Φ Hj yQ Ω P- XX Hh Φ tr Φ φ 0 0 vQ P- Hj rt rt Ω P
H Φ tr N yQ ≤ tr 0 rt tr Hi P- Φ P- Φ HS P Ω 0 o Φ tr P^
P 0 φ 0 Φ φ α P Φ Q. yQ P- HS O: ^ H φ y-> tr P. Φ Hi vQ Hj 0 O
P 0 fr- <! 0 HS φ P* P- CL CL Φ Φ N tr Φ Ω 0 0 cn Φ H P-
P N α P" P- Φ yQ P o CL H rt XX rt Φ P- HS tr P- O: 0 y 0 P Ω Hi rt Φ Φ Hi Hi φ 0 0 Hj 0 Φ N ^- Hj φ P- Φ tr Φ p - 0 CL tr 0: Φ ≥; Hj rt cn Hi
Hj cn Hj 0 0 0 TI Φ Φ W P1 0 Φ cn tr Hi P- p: Hj - P P Ω P- P-
* 0* Ω rt tr H 0 P- Φ CΛ CΛ P CL rt Hj Φ φ rt rt Ω φ φ tr Ό φ N tr tX Φ Φ frT 0 rt rt Hj Ω rt 0 Φ Φ Φ cn Φ O: CL N tr tr Hj P- Φ M tr P- pj: P 0 cn 0 P fr tr Φ P rt 0 0 Ω HS Ω P- a 0 O: Φ Hi 0 rt 3 Φ Φ cn rt 0 0 0 tr ^-^ Φ pj: 0 Φ tr p^- Φ Φ 0 tr Hj 0: t N 0
O N P σ P- tr 0 rt P- P rt Φ cn 0 P Q Z XX Φ HS yQ Φ rt tr P φ D α rt
0 P 3 Φ -> O- P- 0 0 N Hj Ω 0 Φ • £ rt Hj Φ Hj 0 e (Tι P Φ
0 cn rt 3 α Ω 3 Φ P 0 Φ tr £ Ω CΛ ti φ P- Φ
Ω Z Φ Hj 0 P ti cn N 0
P vQ Φ rt Φ fr P- Hj 0 P- p: P- tr Ω CL rt φ 0 φ rt ω 0 ξ tr 0 Φ 0 P Φ 0 yQ 0 rt rt tr p- Ω 3 rt α cn σ yQ ti P n tr
N pj: cn 0 rt tP yQ 3 3 Hj N rt P z vQ tr P Φ rt Φ P 3 0 CL tr 0 rt v<^ Φ P- Ό P- 0 P 0 P^ Φ Hd H Φ CΛ rt CL Ό X CL > P
Φ H( N K 0 z ti rt 0 <! Ω 0 3 tP ti Φ 0 P & Hj Ω Φ φ 0 P cn P
P- 0 CT P CL p: h-1 O tr vQ " φ CL P- Φ w yQ tr 0 HS 0 P»
1 3 0 o 0 tr ι-3 α cn 0 et Φ H P- rt H3 P-1 P Φ z 1 cn P .
P- vQ P p: HS Φ Φ 1 0 Φ tr vQ Φ φ 1 P- l
0 Φ 0 Φ p- H 0 HS 0 P 1 0 p: 3 P 0 1
P- 1 1 0 y-> yQ 1 1 1
1 CL P- 1 3 tr 1
geschrieben werden, wobei die kombinierte Kanalmatrix A den Einfluß der Spreizung durch die CDMA-Codes c und die Modulation durch den rtra un skanal mi n
Nachdem die Datenschätzung durchgeführt wurde, kann, falls bei sich schnell bewegenden Mobilstationen MS notwendig (Schritt 3 in Fig. 7), zur Nachführung der Kanalkoeffizienten h eine erneute Auswertung von Teilblöcken des Nutzdaten enthaltenden Teils des Empfangssignals e erfolgen:
e(t) = ∑ck(t)χhk(t,r)χdk(t) +n(t),
wobei c und h als kombinierte Chipsequenz g zusammengefaßt werden und sich eine Matrixschreibweise:
e = Gh + n,
ergibt, so daß die Kanalkoeffizienten h mittels
geschätzt werden (Schritt 6 in Fig. 7) .
Viele Übertragungskanäle können ausreichend genau mit wenigen relativ leistungsstarken Kanalkoeffizienten h beschrieben werden, die sich ggf. über einen großen durch die Signalverzögerungen bedingten zeitlichen Abstand verteilen.
Die Verzögerungen (Positionen) dieser signifikanten Kanalkoeffizienten h werden in einem Schritt 4 (siehe Fig. 7) bestimmt. Im weiteren wird dann nur diese reduzierte Anzahl von Kanalkoeffizienten h bei der Auswertung der Teilblöcke bestimmt.
Ein Beispiel für ein zu lösendes Gleichungssystem mit drei Teilnehmersignalen A, B, C und 16 Abtastwerten el..elβ des Empfangssignals e hat folgende Form:
e = h+ n .
Dieses Gleichungssystem ist nur leicht überbestimmt und führt somit zu einem rauschgestörten Schätzergebnis . Die Chipsequenzmatrix G und der Vektor der Kanalkoeffizienten h kann punktiert werden, so daß nur die signifikanten Kanalkoeffizienten h verbleiben:
e p +
Werden die punktierten Elemente entfernt, so ergibt sich ein verkürztes Gleichungssystem:
= Gs hs π n .
Dieses Gleichungssystem ist für die reduzierte Anzahl von Kanalkoeffizienten h=hs stark überbestimmt, so daß die Genauigkeit der Schätzung (Schritt 5 in Fig. 7) gemäß
hs = G+e
verbessert wird.
Diese Prozedur kann auch zur Vergrößerung der durch die Ka- nalimupulsantworten darstellbaren Signalverzögerungen benutzt werden. Die Anzahl der Kanalkoeffizienten h bleibt gleich, doch deren Abstand wird vergrößert.
Claims
1. Verfahren zur Kanalschätzung in Kommunikationssystemen mit Übertragungskanälen zwischen Basisstationen (BS) und Mobil- Stationen (MS), wobei sowohl Basisstationen (BS) als auch Mobilstationen (MS) senden und empfangen können, bei dem
- ein Empfangssignal (e) , das durch ein Übertragungsverfahren modifzierte Datensymbolen enthält, in einer Empfangsstation (MS, BS) empfangen wird,
- das Empfangssignal (e) empfangsseitig in einzelne Abtastwerte (el.. el6) zerlegt wird,
- in der Empfangsstation (MS, BS) einzelne bekannte Datensymbole (d, t) des Empfangssignals (e) gespeichert sind, - zur Bestimmung von Kanalkoeffizienten (h) die Abtastwerte
(el.. el6) und die bekannten Datensymbole (d, t) verglichen werden,
- wobei für sich schnell bewegende Mobilstationen (MS) eine reduzierte Anzahl von Kanalkoeffizienten (h) bestimmt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die bekannten Datensymbole (t) mit Abtastwerten (el..el6) von Datensymbolen in gesendeten Trainingssequenz (tseq) verglichen werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die bekannten Datensymbole (d) nach einer Datendetektion gespeichert werden und mit den ursprünglich emfangenen Abtastwerten (el.. el6) verglichen werden.
4. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem bei der Bestimmung der Kanalkoeffizienten eine reduzierte Anzahl von Werten einer Chipsequenzmatrix (Gs) berücksichtigt wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, bei dem
die ausgewählten Werte der reduzierten Anzahl der Kanal¬ koeffizienten (h) im Durchschnitt leistungsstarker sind, als nicht ausgewählte Werte.
6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem die ausgewählten Werte einer zuvor bestimmten größeren Anzahl von Kanalkoeffizienten (h) entnommen wurden.
7. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem die Abstände der ausgewählten Werte der reduzierten Chipsequenzmatrix (Gs) nicht äquidistant sind.
8. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem durch die Reduzierung der Anzahl der bestimmten Kanalkoeffi- zienten (h) ein stark überbestimmtes zu lösendes Gleichungssystem e=Gh+n, mit n als Rauschanteil und G als Chipsequenzmatrix, aufgestellt wird.
9. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem die Anzahl der bei der Kanalschätzung berücksichtigten Ab- tastwerte (el.. elβ) abhängig von den Kanalbedingungen der Übertragungskanäle verringert wird.
10. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, bei dem ein auf Signalverzögerungszeiten bezogener Abstand zwischen den Kanalkoeffizienten (h) vergrößert wird, ohne daß sich die Anzahl der Kanalkoeffizienten (h) im gleichen Maße vergrößert.
11. Empfangseinrichtung für ein Kommunikationssystem, mit einem Speichermittel (SP) zum Speichern von Abtastwerten (el.. elβ) eines Empfangssignals (e) , das durch ein Übertragungsverfahren modifzierte Datensymbolen enthält, und zum Speichern- von bekannten Datensymbolen (d, t) des Empfangs- Signals (e) , und mit einem Kanalschätzer (KS) zum Kanalschätzen für Ubertra- gungskanäle,
- wobei zur Bestimmung von Kanalkoeffizienten (h) die Abtastwerte (el.. elβ) und die bekannten Datensymbole (d, t) verglichen werden, und
- wobei für sich schnell bewegende Mobilstationen (MS) eine reduzierte Anzahl von Kanalkoeffizienten (h) bestimmt wird.
12. Empfangseinrichtung nach Anspruch 11, bei der die ausgewählten Werte der reduzierten Anzahl der Kanalkoeffizienten (h) im Durchschnitt leistungsstärker sind, als nicht ausgewählte Werte.
13. Empfangseinrichtung nach Anspruch 11 oder 12, bei der die Anzahl der bei der Kanalschätzung berücksichtigten Abtastwerte (el.. el6) abhängig von den Kanalbedingungen der Übertragungskanäle verringert wird.
14. Empfangseinrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, bei der in einem Frequenzkanal mehrere Teilnehmersignale über unterschiedliche Übertragungskanäle übertragen werden, die sie bei der Empfangseinrichtung (EE) zu einem Empfangssignal (e) überlagern.
15. Empfangseinrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, bei der eine die bekannten Datensymbole (t) enthaltende Trai- ningssequenz (tseq) und Teilnehmersignale im gleichen Frequenzkanal übertragen werden.
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19745367 | 1997-10-14 | ||
DE19745367 | 1997-10-14 | ||
PCT/DE1998/002873 WO1999020061A2 (de) | 1997-10-14 | 1998-09-29 | Verfahren und empfangseinrichtung zur kanalschätzung in kommunikationssystemen |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
EP1023784A2 true EP1023784A2 (de) | 2000-08-02 |
Family
ID=7845516
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
EP98954234A Ceased EP1023784A2 (de) | 1997-10-14 | 1998-09-29 | Verfahren und empfangseinrichtung zur kanalschätzung in kommunikationssystemen |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP1023784A2 (de) |
JP (1) | JP2001520492A (de) |
CN (1) | CN1281602A (de) |
AU (1) | AU1143599A (de) |
WO (1) | WO1999020061A2 (de) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19935480A1 (de) | 1999-07-28 | 2001-02-22 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Schätzung der Kanalimpulsantworten eines Mobilfunkkanals |
DE19938747A1 (de) * | 1999-08-16 | 2001-03-22 | Siemens Ag | Verfahren zur Kanalschätzung in einem Funk-Kommunikationssystem |
DK1091533T3 (da) * | 1999-10-07 | 2007-02-12 | Bosch Gmbh Robert | Fremgangsmåde og apparat til kanalestimering i et mobilt kommunikationssystem, især i en mobiltelefon |
TW540200B (en) | 2000-11-09 | 2003-07-01 | Interdigital Tech Corp | Single user detection |
US7593357B2 (en) * | 2002-03-28 | 2009-09-22 | Interdigital Technology Corporation | Transmit processing using receiver functions |
US20050232340A1 (en) * | 2004-04-16 | 2005-10-20 | Lucent Technologies, Inc. | Intelligent antenna receiver architecture |
WO2006106474A2 (en) * | 2005-04-08 | 2006-10-12 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Method and apparatus for estimating channel in mobile communication system |
JP2009520429A (ja) * | 2005-12-20 | 2009-05-21 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Ofdmシステムで信号を受信する方法及び装置 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2953132B2 (ja) * | 1991-09-12 | 1999-09-27 | 松下電器産業株式会社 | データ受信装置の等化器 |
JP2770626B2 (ja) * | 1991-11-29 | 1998-07-02 | 日本電気株式会社 | 適応受信機 |
FR2698226B1 (fr) * | 1992-11-18 | 1995-01-13 | Alcatel Radiotelephone | Séquence d'apprentissage pour l'estimation d'un canal de transmission et dispositif d'estimation correspondant. |
FI98018C (fi) * | 1994-08-18 | 1997-03-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä ja laite radiokanavan impulssivasteen mittaamiseksi |
-
1998
- 1998-09-29 WO PCT/DE1998/002873 patent/WO1999020061A2/de not_active Application Discontinuation
- 1998-09-29 CN CN98812173.5A patent/CN1281602A/zh active Pending
- 1998-09-29 JP JP2000516491A patent/JP2001520492A/ja not_active Withdrawn
- 1998-09-29 AU AU11435/99A patent/AU1143599A/en not_active Abandoned
- 1998-09-29 EP EP98954234A patent/EP1023784A2/de not_active Ceased
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
See references of WO9920061A3 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
AU1143599A (en) | 1999-05-03 |
JP2001520492A (ja) | 2001-10-30 |
WO1999020061A2 (de) | 1999-04-22 |
WO1999020061A3 (de) | 1999-06-24 |
CN1281602A (zh) | 2001-01-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE19623667C2 (de) | Verfahren und Einrichtung zur Detektion von nach dem DS-CDMA Prinzip übertragenen Informationen in einer Empfangseinrichtung | |
DE69521050T2 (de) | Verfahren und vorrichtung zur interferenzunterdrückung in einem digitalen zellularen mehrfachantennenkommunikationssystem | |
DE69329893T2 (de) | Verfahren und Einrichtung zur Kompensation von Mehrwegeschwund und von Gleichwellenstörungen in einem Funksignal | |
DE69526603T2 (de) | Mehrbenutzerinterferenzunterdrückung für zellulare Mobilfunksysteme | |
DE19803188B4 (de) | Verfahren und Basisstation zur Datenübertragung in einem Funk-Kommunikationssystem | |
EP0490427B1 (de) | Empfänger mit mindestens zwei Empfangszweigen | |
DE60016664T2 (de) | Verfahren zur gemeinsamen Erfassung eines Satzes von CDMA-Codes | |
DE10009150A1 (de) | Datenübertragungsverfahren und -system | |
EP0767543A2 (de) | Kodemultiplexnachrichtenübertragung mit Interferenzunterdrückung | |
DE10051144C2 (de) | Verfahren zur Verbesserung einer Kanalabschätzung in einem Funk-Kommunikationssystem | |
DE19747457C2 (de) | Verfahren und Anordnung zur Übertragung von Daten über eine Funkschnittstelle in einem Funk-Kommunikationssystem | |
DE19747367C2 (de) | Verfahren und Anordnung zur Übertragung von Daten über eine Funkschnittstelle in einem Funk-Kommunikationssystem | |
EP1000476A2 (de) | Verfahren und funkstation zur datenübertragung | |
DE60019091T2 (de) | Funkkommunikationssystem | |
WO1998043459A2 (de) | Verfahren zum kanalschätzen aus über einen funkkanal übertragenen empfangssignalen | |
WO1999020061A2 (de) | Verfahren und empfangseinrichtung zur kanalschätzung in kommunikationssystemen | |
DE60034043T2 (de) | Verfahren und vorrichtung zur kanalschätzung mit sendediversität | |
EP1004172B1 (de) | Verfahren und einrichtung zur kanalschätzung | |
DE4212300C2 (de) | Verfahren und Einrichtung zum gleichzeitigen Schätzen von Kanälen bei der digitalen Nachrichtenübertragung in Vielfachzugriffssystemen | |
DE10350362A1 (de) | Verfahren zum Vorhersagen eines Kanalkoeffizienten | |
DE60319651T2 (de) | Anfangssynchronisationssuche in einem Mobilfunksystem | |
WO1999059351A2 (de) | Verfahren und einrichtung zur kanalschätzung | |
EP1013128B1 (de) | Verfahren und anordnung zur übertragung von nutzdaten in einem funkkommunikationssystem | |
EP1327342B1 (de) | Aus mehreren zeitlich zurückliegenden kanalschätzungen vorhergesagte kanalschätzung zur vorentzerrung | |
DE10303912B4 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung von Energieverzögerungsprofilen bei einer Datenstrombübertragung über mehrfache Datenübertragungspfade |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PUAI | Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase |
Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012 |
|
17P | Request for examination filed |
Effective date: 20000413 |
|
AK | Designated contracting states |
Kind code of ref document: A2 Designated state(s): DE |
|
GRAG | Despatch of communication of intention to grant |
Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS AGRA |
|
17Q | First examination report despatched |
Effective date: 20010403 |
|
STAA | Information on the status of an ep patent application or granted ep patent |
Free format text: STATUS: THE APPLICATION HAS BEEN REFUSED |
|
18R | Application refused |
Effective date: 20010930 |