JPH0564489A

JPH0564489A - 交流電動機駆動装置

Info

Publication number: JPH0564489A
Application number: JP3947092A
Authority: JP
Inventors: Frank E Wills; フランク・ユージーン・ウイルス; Ii Harold R Schnetzka; ハロルド・ロバート・シユネツカ，ザ・セカンド; Roy D Hoffer; ロイ・ダニエル・ホツフアー
Original assignee: York International Corp
Current assignee: York International Corp
Priority date: 1991-02-28
Filing date: 1992-02-26
Publication date: 1993-03-12
Also published as: EP0501634A2; CA2060440A1; EP0501634A3; CA2060440C; US5146147A; KR100261193B1; CN1032343C; KR920017338A; DE69212345T2; ES2093187T3; AU1115292A; CN1064575A; AU651660B2; EP0501634B1; DE69212345D1

Abstract

(57)【要約】【目的】２つの電動機巻線１５２、１５４が相互に２
相電源から電気的に絶縁される単相ＰＳＣ電動機１５０
を駆動するための電動機駆動装置が提供される。【構成】ＰＳＣ電動機１５０は２相インバータ回路２
３０から給電される。ＰＳＣ電動機１５０は、また走行
コンデンサ２８０を含む単相電源、又は２相インバータ
回路２３０のいずれか一方と４極双投スイッチ２７０を
介して接続することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機駆動装置に
関し、特に２相電源回路から単相２線式誘導電動機を作
動させる誘導電動機駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来技術において公知であり、以下本文
においては永久分相コンデンサ（ＰＳＣ）電動機と呼
ぶ、従来の分相コンデンサ始動式またはコンデンサ駆動
式単相誘導電動機は、２つの固定子巻線と、１つの
「主」巻線と、１つの「始動」巻線とを有する。図１
は、一端部で一緒に接続される主巻線１０２および始動
巻線１０４とを含む例示的なＰＳＣ電動機１００を示し
ている。主巻線１０２および始動巻線１０４は、電動機
１００の固定子（図示せず）に取付けられ、当技術にお
いて周知のように、電動機１００の定格速度と関連する
角度、例えば２極の３６００ＲＰＭ電動機の場合は９０
°だけ相互に空間的に隔てられている。典型的には、巻
線１０２および１０４は、一端部において共通の巻線ノ
ード１０６を形成するように接続されている。このよう
なＰＳＣ電動機は、始動巻線１０４と直列に接続された
駆動コンデンサ１０６の如き駆動コンデンサで作動され
るように設計される。電動機製造業界においては、電動
機に駆動コンデンサを提供せずに、コンデンサのパラメ
ータ、例えばユーザがコンデンサを購入して組込むこと
を可能にするに充分なキャパシタンスおよび電力定格の
みを指定することが典型的な慣例である。

【０００３】ＰＳＣ電動機１００の作動においては、主
巻線１０２と、始動巻線１０４および駆動コンデンサ１
０８を直列に組合わせたものとが、相互に並列に接続さ
れ、単相電源１１０に跨がって直接接続される。始動巻
線１０４はコンデンサ１０８を介して励起されるため、
始動巻線１０４に流れる電流の位相角は、電動機が運転
中、巻線１０２および１０４に流れる各電流間の位相角
が９０°となるように、主巻線１０２に流れる電流に対
して偏位している。巻線１０２および１０４における電
流間の位相角、およびこれら巻線の空間的間隔は、電動
機１００のロータ（図示せず）と誘導的に結合される回
転磁界の生成を結果として生じてロータに回転作用力を
及ぼす。

【０００４】電動機１００のロータは、回転磁界と同期
して回転しようとするが、この回転磁界を「滑り」係数
だけ遅らせて、滑り量に部分的に比例するトルクをロー
タにもたらす結果となる。

【０００５】電動機１００が始動されて定格速度まで加
速される始動期間中、電動機１００のロータに及ぼされ
る始動トルクもまた、巻線１０２および１０４に流れる
電流間の位相角の正弦と比例する。従って、始動トルク
を最大にするためには、始動中９０°の位相角を得るこ
とが必要である。しかし、電動機１００の如き単相ＰＳ
Ｃ電動機における始動トルクは、駆動コンデンサの指定
されたパラメータが始動条件ではなく運転条件に対して
のみ最適化されるため、一般に小さい。このため、駆動
コンデンサ１０８のキャパシタンスは、電動機１００の
始動中ではなく運転中に遭遇する巻線１０２、１０４の
インピーダンスに基いて製造者によって指定される。し
かし、当技術において周知のように、電動機巻線インピ
ーダンスの見かけ値は、ＰＳＣ電動機の始動期間中変動
し、従って始動中と運転中とは異なる。コンデンサ１０
８のキャパシタンスが始動ではなく運転に対して最適化
される結果として、その大きさは始動のためには小さ過
ぎる。この結果、巻線１０２および１０４に流れる電流
間の位相角は始動期間中は９０°より小さくなり、始動
トルクは最大許容始動トルクより小さくなる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】始動中のコンデンサ１
０８の不充分な大きさを補償するため当技術において周
知の１つの解決法は、巻線１０４と直列の全キャパシタ
ンスを増すことにより始動巻線に流れる電流、位相角お
よび電動機１００の始動トルクを増すため、コンデンサ
１０８に跨がって始動コンデンサ１１２を接続すること
である。始動コンデンサ１１２は、一旦電動機が運転速
度に達すると、例えば遠心スイッチ、正の温度係数サー
ミスタ（ＰＴＣデバイス）あるいはリレーにより遮断さ
れる。不都合なことに、始動コンデンサ１１２の作動は
一般に電動機１００の始動トルクを改善するが、これを
用いても電動機１００の全始動期間にわたりトルクを最
大にしない。理想的には、巻線１０２および１０４の各
インピーダンスが変化する間所要の位相角を維持するた
め、始動巻線１０４と直列のキャパシタンスの大きさは
始動期間中連続的に変化されねばならない。

【０００７】従来の単相ＰＳＣ電動機は、一般に、ファ
ン、ポンプおよびコンプレッサ等のシステム負荷を駆動
する暖房、通気および空調（ＨＶＡＣ）システムにおい
て使用される。ＨＶＡＣシステムは、例えば周囲温度、
制御環境における人間活動および制御環境における他の
装置の間欠的な運転の毎日および季節的な変動の如き種
々の要因により、広く変化する需要サイクルに曝され
る。従って、制御環境の満足できる温度を確保するため
には、ＨＶＡＣシステムは「最悪の場合」の条件を許容
する暖房および（または）冷房能力を持たねばならな
い。結果として、最悪の場合の条件以下では、ＨＶＡＣ
システムは充分な過剰容量を持ち、必然的により小さな
負荷で運転される。ＰＳＣ電動機の如き電動機の最大運
転効率は通常電動機が全負荷で運転する時のみ得られる
ため、より小さなＨＶＡＣシステム負荷は電動機の非効
率的な運転をもたらす結果となる。更に、電動機がＨＶ
ＡＣシステムの容量より小さなＨＶＡＣ負荷要件を満た
すようにオン／オフを反復することが要求される程度に
より、更に著しい運転の非効率が経験される。このよう
な更に非効率な例は、電動機の頻繁な始動の運転コス
ト、ならびに始動中経験される周知の熱的および機械的
な応力の結果として生じるこのような電動機の使用寿命
の短縮を含む。

【０００８】ＨＶＡＣシステムの過剰容量の結果として
生じる上記の非効率を克服するための解決法は、システ
ムに対する需要を満たすようにシステム容量を変更する
ことである。ＨＶＡＣシステムの容量を変更する１つの
方法は、需要に応じてＨＶＡＣシステムの負荷を駆動す
る電動機の速度を変化させることによる。ＰＳＣ電動機
の如き単相電動機により駆動されるＨＶＡＣシステム負
荷に関しては、所要の電動機速度制御を行うため、電動
機に与えられる単相電源の周波数を変化させることが必
要となろう。しかし、ＰＳＣ電動機に関しては、駆動コ
ンデンサ、例えば電動機１００のコンデンサ１０８（図
１）が、例えば６０Ｈzの公称周波数での運転を含む特
定の駆動条件セットに対して最適化される。その結果、
公称周波数以外の周波数におけるＰＳＣ電動機の運転
は、より小さな最適トルクおよび非効率的な運転を生じ
る結果となる。ＰＳＣ電動機の非常に限られた速度制御
が単相電源周波数の小さな変更によって達成されるある
用途が存在するが、公称周波数からのこのような変更
は、電動機がそれにも拘わらず公称電源周波数において
最適の性能となるように設計されるため、非効率的な運
転をもたらす結果となる。

【０００９】ＨＶＡＣシステムの容量を調整するため電
動機速度を変更する従来の構成は、典型的には２相また
は３相電力がそれぞれ供給される２相または３相の電動
機を必要とする。このような多相の電動機および電源を
使用することは、一定の電圧／周波数（ボルト／ヘル
ツ）比を維持しながら、電動機に供給される電圧の周波
数を変化させることにより電動機速度の変更を可能にす
る。一定のボルト／ヘルツ比を維持することは、定格ト
ルクを供給しながら空隙磁束および有効な電動機の運転
を維持することに対応する。多相電動機の使用は、例え
ば、比較的低くロックされたロータ電流、比較的高い始
動トルク、比較的低い負荷電流および単相電動機におい
て要求される始動および（または）駆動コンデンサの除
去による改善された信頼性の如き単相電動機に勝る幾つ
かの他の利点をも提供する。不都合なことには、このよ
うな多相電動機は、同じ馬力定格を有する単相電動機よ
り高価となる。

【００１０】多相電動機を使用するこのような使途は、
一般に、電動機と路線源との間に接続された多相インバ
ータを含む電源回路により、単相または多相の路線源か
らの変更可能な周波数の多相電力の提供を必要とする。
このような構成の１つの短所は、電源回路が故障し、３
相電動機が単相の路線源から電力を受取るインバータに
より駆動され時の如く、路線源に対して多相電動機を直
接接続することができない場合に起生する。従って、電
源回路の故障は、多相の電動機を使用するシステムの故
障および使用不能状態をもたらす結果となる。

【００１１】単相電源から給電される多相電動機に対す
るバックアップ電力の問題に対するこれまでの試みは、
多相電動機を単相電源に一時的に直接接続するためのイ
ンバータの冗長性即ち付加的な回路装置を必要とした。
しかし、多相電源を「刺激」するため必要な別の回路装
置は真に多相の電源を提供することはなく、従って多相
電動機を最適の効率で駆動するものではない。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の目的は、従来の
駆動装置の上記の諸問題および欠点を克服するＡＣ電動
機駆動装置の提供にある。この目的を達成するため、実
施され本文において広義に記述される如き目的に従っ
て、本発明は、第１の巻線と第２の巻線を持ち、第１の
巻線が第１および第２の終端、および第１の巻線インピ
ーダンスを持ち、第２の巻線が第１および第２の終端、
および第１のインピーダンスより大きな第２の巻線イン
ピーダンスを持つＡＣ電動機を駆動するためのＡＣ電動
機駆動装置に関するものである。前記第１および第２の
巻線は相互に電気的に絶縁されている。本駆動装置は、
入力された電源電圧を２相のＡＣ出力電圧の第１相のＡ
Ｃ電圧および第２相のＡＣ電圧に変換するための２相電
源装置を含む。この２相電源装置は、第１相電圧が与え
られる第１の対の出力端子と、第２相電圧が与えられる
第２の対の出力端子とを有する。この２相電源装置の第
１の対の出力端子は、第１の巻線の第１および第２の終
端と接続するためのものである。２相電源装置の第２の
対の出力終端は、第２の巻線の第１および第２の終端と
接続するためのものである。この２相電源装置は、入力
された電源電圧を、電動機を駆動するためそれぞれ第１
および第２の対の出力端子に与えられる第１および第２
の相電圧に変換する。

【００１３】本発明の一実施例によれば、前記２相電源
装置は、パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ・システム
を含み、入力電源はＡＣ電源である。この駆動装置は、
入力ＡＣ電源を整流してＤＣ供給電圧を生じる装置を含
んでいる。ＰＷＭインバータ・システムは、ＤＣ電圧を
受取るため接続された入力端子と、第１および第２の対
の出力端子とを含む２相インバータ回路を含む。このＰ
ＷＭシステムはまた、２相インバータ回路に含まれてＤ
Ｃ電圧を２相出力電圧に反転するスイッチング装置と、
２相出力電圧の第１相電圧が第１の対の出力端子の両端
に生じるように、また２相出力電圧の第２相電圧が第２
の対の出力端子の両端に生じるようにスイッチング装置
の動作を制御するスイッチング制御信号を生じる電圧制
御装置とを含む。

【００１４】本発明の他の目的および利点については、
一部は以降の記述に記載され、一部はこの記述から明ら
かになり、あるいは本発明の実施により習得されよう。
本発明の目的および利点は、頭書の特許請求の範囲に特
に記載された要素および組合わせによって具現され達成
されよう。

【００１５】本明細書に含まれてその一部を構成し、本
発明の幾つかの実施例を記述と共に例示する添付図面
は、本発明の原理の説明に役立とう。

【００１６】

【実施例】まず、事例が添付図面に示される本発明の望
ましい実施例を詳細に参照する。同じ部品あるいは類似
の部品を示すため、可能な限り全図面にわたって同じ参
照番号が用いられる。

【００１７】本発明の図示された実施例によれば、電動
機内部で相互に電気的に絶縁される２つの電動機巻線が
それぞれ電源回路の２相に接続されるように、ＰＳＣ電
動機の如き単相２線式誘導電動機が２相電源回路と接続
される誘導電動機の駆動装置が提供される。この電源回
路は、電動機の始動および運転中電動機の巻線電流間に
最適の位相角を結果として生じる電圧を提供するように
構成され作動される。電源回路は更に、一定のボルト／
ヘルツ比を全ての運転速度において維持しながら、単相
電動機の可変速度運転を行うように作動される。

【００１８】次に、図面において、図２は本発明の一実
施例により提供される２相電源と接続された単相２線式
誘導電動機１５０を略図的に示している。電動機１５０
は、２つの固定子巻線、即ち、電動機１５０内部で相互
に電気的に絶縁される主巻線１５２および始動巻線１５
４を含む。電動機１５０の巻線１５２および１５４は、
それぞれ２相電源の第１の相電圧Ｖ_P1および第２の相電
圧Ｖ_P2の両端に接続されている。この２相電源は、その
間に所要の位相角、例えば電動機１５０の最適の性能を
結果として生じる９０°を有する相電圧Ｖ_P1およびＶ_P2
を生じるように構成され作動されることが望ましい。

【００１９】電動機１５０は、駆動コンデンサは含まず
典型的に従来のＰＳＣ電動機に設けられる主巻線および
始動巻線間の共通に結線を遮断するように修正された従
来のＰＳＣ電動機として提供されることが望ましい。例
えば、電動機１５０は、製造プロセスの間主巻線および
始動巻線の共通接続を単に行う代わりに、主巻線および
始動巻線の各々の両終端を外部接続のため使用可能にす
ることにより提供することができる。従来のＰＳＣ電動
機の諸特徴によれば、巻線１５４はより小さな導体サイ
ズが提供され、巻線１５４のインピーダンスが巻線１５
２のインピーダンスより大きくなるように巻線１５２よ
り大きな巻線の巻数を有する。従来のＰＳＣ電動機の別
の特性は、ＡＣ電源による運転中、主巻線より大きな電
圧が始動巻線の両端に加えられる。この巻線電圧の差
は、一部は駆動コンデンサを始動巻線と直列に接続する
結果として生じる。例えば、単相の２３０ＶＡＣ、６０
Ｈzの電源に対して走行コンデンサを介して接続された
従来の２３０ＶＡＣＰＳＣ電動機では、主巻線の両端
に加えられる電圧は約２３０Ｖであるが、始動巻線の両
端に加えられる電圧は２０％高い、即ち２７６Ｖ程度で
あり得る。

【００２０】巻線電圧間のこのような差により、電動機
１５０が接続される２相電源がＶ_P2＞Ｖ_P1を生じるよう
に構成され作動させられることが本発明の図示した実施
例の特徴である。相電圧Ｖ_P1、Ｖ_P2の相対的な大きさ
は、さもなければ電動機１５０がその定格電圧および周
波数で始動巻線と直列の走行コンデンサを含む従来ＰＳ
Ｃ電動機として作動されたならば、この電動機の主巻線
および始動巻線に生じる電圧を複写するように選択され
ることが望ましい。しかし、一部は相電圧の周波数を変
更することにより生じる電動機１５０の可変速運転中、
本発明の駆動装置は、電圧Ｖ_P1／Ｖ_P2が以下に述べるよ
うに略々一定に維持される間、これら電圧Ｖ_P1およびＶ
_P2の絶対値を変化させて各巻線に対する略々一定のボル
ト／ヘルツ比を維持する。更に、電動機の初期の始動運
転から全負荷運転までの全ての運転段階の間、相電圧Ｖ
_P1およびＶ_P2間の位相角関係が略々一定の最適の値に保
持される。

【００２１】本発明の図示された実施例によれば、それ
ぞれ巻線１５２、１５４に流れる電流間の位相角の差
が、従来のＰＳＣ電動機の始動巻線と直列に駆動コンデ
ンサを取付ける結果としてではなく、その間に所要の位
相角を持つ２相電圧Ｖ_P1、Ｖ_P2を生じるように２相電源
を作動させることによって制御される。電動機１５０の
このような動作により得られる利点は、電動機の回転速
度とは独立的に巻線電流間の選択された位相偏移を維持
する能力である。このため、各巻線に対するボルト／ヘ
ルツ比が一定に保持される限り、始動と対応するゼロ速
度を含む如何なる速度でも通常指定されるトルク範囲を
電動機が供給することを可能にする。電動機１５０の各
巻線に加えられる電圧が全ての運転段階において異なる
大きさを持つため、異なるボルト／ヘルツ比が巻線１５
２、１５４の各々に対して維持される。以下において更
に詳細に述べるように、２相電源を提供する電源回路
は、電動機の軸速度の全範囲に対して各電動機毎に一定
のボルト／ヘルツ比を維持するように構成されることが
望ましい。

【００２２】本発明による相電圧Ｖ_P1およびＶ_P2を供給
するための２相電源は、幾つかの異なる形態で提供する
ことができる。例えば、調整可能な位相偏移を生じるよ
うに共通軸で駆動される２つの単相交流発電機として電
源を提供することができる。交流発電機の出力電圧の調
整は、交流発電機の誘起電圧の調整によって行われる。
２つの単相交流発電機の場合は、位相角は共通軸上の各
交流発電機ロータの角度調整により調整することができ
る。

【００２３】電源はまた、３相電力を２相電力に変える
ように構成された「スコット結線された」変圧器として
提供することもできる。このスコット変圧器出力の位相
角の調整は、巻線のタップを変更することにより行われ
る。周波数の調整は、入力電圧の周波数を変えることに
より行われる。

【００２４】ここでは、２相電力を電気的に生じるため
のインバータを含む電源回路として電源が提供されるこ
とが望ましい。図３は、本発明の一実施例により構成さ
れた誘導電動機駆動装置２００を示している。装置２０
０は、電動機１５０（図２）を駆動するように構成され
ることが望ましい。装置２００は、それぞれ単相ＡＣ電
源の路線導体、および基準または中立導体と接続するた
めの路線端子２０２、２０４を含む。また、装置２００
は、端子２０２および２０４と接続された単相ＡＣ電源
から受取るＡＣ電力を整流するための整流器回路２１０
を含む。装置２００はまた、図示された極性と直列に接
続された第１の対のダイオード２１２および２１４と、
図示の極性と直列にかつ第１の対のダイオードと並列に
接続された第２の対のダイオード２１６および２１８と
を含む。ダイオード２１２および２１４間のタップ・ノ
ード２２０は路線端子２０４と接続され、ダイオード２
１６および２１８間のタップ・ノード２２２は路線端子
２０２と接続される。整流回路２１０は、正の出力端子
２２４と、負の出力端子２２６とに整流されたＤＣ電圧
を出力する。コンデンサ２２８が、整流回路２１０のＤ
Ｃ出力をフィルタするため出力端子２２４、２２６間に
接続されている。

【００２５】整流回路２１０は、路線端子２０２、２０
４に与えられた単相ＡＣ電圧を整流して図３に示される
極性を出力端子２２４、２２６における整流出力に与え
るため周知のように作動する。出力端子２２４、２２６
における整流されたＤＣ電圧の大きさは、√2で乗じた
ＲＭＳ単相電圧に略々等しい。

【００２６】装置２００はまた、全波ブリッジ・インバ
ータ回路２３２、２３４からなるインバータ回路２３０
を含む。ブリッジ・インバータ回路２３２は第１および
第２のブリッジ脚を有し、第１のブリッジ脚は整流回路
２１０の出力端子２２４、２２６に跨って直列に接続さ
れた第１の対の電力スイッチング装置２３６、２３８か
らなる。ブリッジ・インバータ回路２３２の第２のブリ
ッジ脚は、出力端子２２４、２２６の両端に直列に接続
された第２の対の電力スイッチング装置２４０、２４２
からなる。ブリッジ回路２３２と同じように構成された
ブリッジ・インバータ回路２３４は第１および第２のブ
リッジ脚を含み、第１のブリッジ脚は、出力端子２２
４、２２６の両端に直列に接続された第１の対の電力ス
イッチング装置２５０、２５２からなる。ブリッジ・イ
ンバータ回路２３４の第２のブリッジ脚は、出力端子２
２４、２２６の両端に直列に接続された第２の対の電力
スイッチング装置２５４、２５６からなる。

【００２７】ブリッジ・インバータ回路２３２は、スイ
ッチング装置２３６、２３８間のタップ・ノード２６０
と、スイッチング装置２４０、２４２間のタップ・ノー
ド２６２とを含む。ブリッジ・インバータ回路２３４
は、スイッチング装置２５０、２５２間のタップ・ノー
ド２６４と、スイッチング装置２５４、２５６間のタッ
プ・ノード２６６とを含む。

【００２８】ブリッジ・インバータ回路２３２、２３４
の電力スイッチング装置の各々は、図３に示される如き
付随する逆並列導通ダイオードと接続されたトランジス
タ、絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ、ＦＥＴ、
ＧＴＯデバイス、あるいは類似の電力スイッチング・デ
バイスとして提供することができる。

【００２９】装置２００は更に、路線端子２０２、２０
４と接続された単相電源との接続におり単相モードで、
あるいはインバータ回路２３０の出力との接続により２
相モードで電動機１５０の作動を可能にする４極双投ス
イッチ２７０を含む。スイッチ２７０は、対の端子ａ−
ｂ、ｃ−ｄ、ｅ−ｆ、ｇ−ｈ、ｉ−ｊおよびｋ−ｌを含
む。端子ａおよびｂの対は、それぞれブリッジ回路２３
２のタップ・ノード２６０、２６２と接続されている。
端子ｃおよびｄの対は、それぞれブリッジ回路２３４の
タップ・ノード２６６、２６４と接続されている。端子
ｅおよびｆの対は、それぞれ路線端子２０２、２０４と
接続されている。端子ｇおよびｈの対に関しては、端子
ｇは駆動コンデンサ２８０を介して路線端子２０２と接
続され、端子ｈは路線端子２０４と直接接続されてい
る。端子ｉおよびｊの対は、それぞれ電動機１５０の巻
線１５２の両端に接続されている。端子ｋおよびｌの対
は、それぞれ電動機１５０の巻線１５４の両端に接続さ
れている。

【００３０】スイッチ２７０が端子ａおよびｂを端子ｉ
およびｊと、また端子ｃおよびｄを端子ｋおよびｌとそ
れぞれ接続する第１の位置にある時、電動機１５０は、
以下に更に詳細に述べるように、インバータ回路２３０
の出力から２相モードで作動される。スイッチ２７０が
端子ｅおよびｆを端子ｉおよびｊに、また端子ｇおよび
ｈを端子ｋおよびｌにそれぞれ接続する第２の位置にあ
る時、電動機１５０は単相ＡＣ電源から単相モードで作
動される。単相モード動作中は、駆動コンデンサ２８０
は、巻線１５４と路線端子２０２間で直列で接続され
る。電動機１５０が従来のＰＳＣ電動機として提供され
ることが望ましいため、コンデンサ２８０は、電動機１
５０が単相モードで従来のＰＳＣ電動機として作動する
ように、電動機１５０の製造者により指定される走行コ
ンデンサ特性を有するように選定されることが望まし
い。

【００３１】本発明の図示された実施例によれば、２相
動作モードにおいて、インバータ回路２３０は、整流回
路２１０の出力を電動機１５０を駆動する２相のパルス
幅変調（ＰＷＭ）出力に変換するよう作動する。特にブ
リッジ回路２３２に関しては、スイッチング装置２３
６、２４２はスイッチ駆動信号Ａ＋により作動され、ス
イッチング装置２３８、２４０はスイッチ駆動信号Ａ−
により作動されて、第１の相電圧Ｖ_P1（図２）と対応す
る第１の相のＰＷＭ正弦波電圧Ｖ_Aが電動機の巻線１５
２に与えるためタップ・ノード２６０、２６２の両端に
生成されるようにする。同様に、ブリッジ回路２３４に
関しては、スイッチング装置２５０、２５６は、スイッ
チ駆動信号Ｂ−により作動され、スイッチング装置２５
２、２５４はスイッチ駆動信号Ｂ＋により作動されて、
第２の相電圧Ｖ_P2（図２）と対応する第２の相ＰＷＭ正
弦波電圧Ｖ_Bが電動機の巻線１５２に与えるためタップ
・ノード２６４、２６６の両端に生成されるようにす
る。

【００３２】このように、ブリッジ回路２３２、２３４
のスイッチング装置は、それぞれ電動機の巻線１５２、
１５４に跨って印加される所与の位相角差が例えば９０
°の２相電圧の第１および第２の相の正弦波ＰＷＭ電圧
Ｖ_AおよびＶ_Bを生じるように作動される。また、相電圧
ＶＰ₁およびＶＰ₂に関して先に述べたように、巻線１５
４に跨って印加された第２相の電圧Ｖ_Bの大きさが巻線
１５２に跨って印加された第１相の電圧Ｖ_Aの大きさを
越え、第１相の電圧に対する第２相の電圧の大きさの比
即ちＶ_B／Ｖ_Aが予め定めた値となるように、第１および
第２の電圧Ｖ_AおよびＶ_Bが生成される。更に、以下に更
に詳細に述べるように、スイッチ駆動信号Ａ＋、Ａ−、
Ｂ＋およびＢ−は、電圧Ｖ_AおよびＶ_B間の所要の位相角
差を維持し、電圧Ｖ_AおよびＶ_Bの各大きさ間の予め定め
た比即ちＶ_B／Ｖ_Aを維持し、かつ電動機１５０の各巻線
に対するダイオード実質的に一定のボルト／ヘルツ比を
維持しながら、電動機１５０の可変速度運転を可能にす
るように生成される。

【００３３】図４は、先に述べたように、インバータ回
路２３０の作動を制御するためスイッチ駆動信号Ａ＋、
Ａ−、Ｂ＋およびＢ−を生じる制御回路３００のブロッ
ク図を示す。図５は、制御回路３００の動作中に生じる
種々の信号の波形を示す。

【００３４】次に図４においては、回路３００は、電動
機１５０の所要の作動速度を表わす外部で生じた速度制
御信号を受取るように接続された速度ランプ・レート回
路３０２を含む。この速度制御信号は、検出された情報
に応答して電動機の速度を自動的に制御するため、電動
機１５０が組込まれるシステムのあるパラメータ即ち特
性を検出することにより得ることができる。あるいはま
た、この速度制御信号は、ポテンショメータの如き適当
な手動調整可能な制御部により変更することができる。
回路３０２は、その出力３０４における０乃至５ボルト
の正規化範囲内でこの速度制御信号をあるＤＣ電圧に変
換する。回路３０２の特定の構造は、速度制御信号の性
格に依存する。しかし、例えば、また制限することな
く、もし速度制御信号が０乃至５ＶＤＣ信号として生じ
るならば、回路３０２は低域フィルタとして構成された
Ｒ−Ｃネットワークとして提供することができる。

【００３５】回路３０２のＤＣ電圧出力は、電圧制御さ
れる発振器（ＶＣＯ）３０６の入力に加えられ、この発
振器がその出力３０８にＶＣＯ３０６の入力に加えられ
たＤＣ電圧と比例する周波数を有する方形波を生じる。
例えば、ＶＣＯ３０６は、それぞれ０、２．５および５
ボルトのＤＣ電圧入力と対応する０Ｈz、６１．４４Ｋ
Ｈzおよび１２２．８８ＫＨzの周波数を有する方形波出
力を生じる。ＶＣＯ３０６は、米国マサチューセッツ州
ＮｏｒｗｏｏｄのＡｎａｌｏｇＤｅｖｉｃｅｓ社製の
モデル番号ＡＤ６５４ＪＮとして提供することができ
る。

【００３６】ＶＣＯ３０６の出力３０８は、１２桁の２
進カウンタ３１０の反転クロック入力と接続されてい
る。カウンタ３１０の１１のカウンタ出力端子Ｑ₁乃至
Ｑ₁₁のみが使用される。カウンタ３１０は、米国アリゾ
ナ州ＰｈｏｅｎｉｘのＭｏｔｏｒｏｌａ社製のモデル番
号ＭＣ７４ＨＣ４０４０Ｎとして提供できる。

【００３７】回路３００はまた、そのアドレス入力ＡＤ
₁乃至ＡＤ₁₁において、出力端子Ｑ₁乃至Ｑ₁₁に与えられ
るカウンタ３１０の出力を受取るように接続された２Ｋ
×８ビットのＥＥＰＲＯＭ３２０を含む。ＥＥＰＲＯＭ
３２０は、インバータ回路２３０により生成されるＰＷ
Ｍ正弦波相電圧Ｖ_AおよびＶ_Bとそれぞれ対応する正弦波
形Ｗ_DAおよびＷ_DBを定義するディジタル・データ値を含
む索引テーブルを格納している。図示された実施例にお
いては、ディジタル的に表わされる波形Ｗ_DAおよびＷ_DB
は、第１および第２の相電圧Ｖ_AおよびＶ_B間の所要の位
相角差と対応する９０°の位相角差をその間に有する。
また、ＥＥＰＲＯＭ３２０に格納されたディジタル・デ
ータは、同じ大きさを有するように波形Ｗ_DAおよびＷ_DB
を定義する。電圧Ｖ_Bが電圧Ｖ_Aより大きな大きさを持つ
ように生成される方法については、以下に更に詳細に述
べる。

【００３８】波形Ｗ_DAおよびＷ_DBの各々を表わすディジ
タル・データは、正弦波サイクル当たり１０２４の増分
に分割されるディジタル的に加重された形態で格納され
る。波形Ｗ_DA、Ｗ_DBを表わす増分ディジタル・データ要
素は、カウンタ３１０により生じる連続的なアドレス値
がＥＥＰＲＯＭ３２０をしてそのデータ出力Ｄ₁乃至Ｄ₈
に波形Ｗ_DAおよびＷ_DBを表わす増分をそれぞれ記述する
ディジタル・データを生じさせるように、ＥＥＰＲＯＭ
３２０の連続的なアドレス場所に交互に格納される。Ｅ
ＥＰＲＯＭ３２０は、米国カルフォルニア州Ｓａｎｔａ
ＣｌａｒａのＮａｔｉｏｎａｌＳｅｍｉｃｏｎｄｕ
ｃｔｏｒ社製のモデル番号ＮＭＣ２７Ｃ１６Ｑとして提
供できる。

【００３９】再び図４において、ＥＥＰＲＯＭ３２０の
データ出力Ｄ₁乃至Ｄ₈は、乗算用２重ディジタル／アナ
ログ・コンバータ（ＤＡＣ）回路３３０のディジタル入
力に加えられる。ＤＡＣ回路３３０は、カウンタ３１０
のＱ₁カウンタ出力を受取るように接続されるＤＡＣ選
択入力３３２を含む。ＤＡＣ回路３３０は、ＥＥＰＲＯ
Ｍ３２０から受取るディジタル・データをアナログ形態
に変換し、このアナログ結果をＤＡＣ選択入力３３２に
与えられる２進値に応じてその出力３３４または３３６
のいずれか一方に与える。カウンタ出力Ｑ₁はカウンタ
３１０の出力の最下位ビットであるため、ＤＡＣ回路３
３０は、連続的なディジタル・データ入力と対応する連
続的な各アナログ出力をその出力３３４および３３６に
交互に与える。図示された実施例においては、相電圧Ｖ
_AおよびＶ_Bと対応する正弦波のアナログ波形ＡおよびＢ
がそれぞれ出力３３６、３３４に与えられる。

【００４０】図５は、ＤＡＣ回路３３０の出力３３６、
３３４に与えられるアナログ正弦波形ＡおよびＢを示し
ている。図示された実施例によれば、アナログ波形Ｂの
大きさは、相電圧ＶＰ₁およびＶＰ₂またはＰＷＭ相電圧
Ｖ_AおよびＶ_Bの上記の所要の相対的な大きさと対応する
のアナログ波形Ａの大きさより大きい。アナログ波形Ａ
およびＢ間の大きさの差を得る方法は以下に述べる。ま
た、アナログ波形ＡおよびＢは、その間の所要の位相角
を有し、これは図示された実施例においては９０°であ
る。

【００４１】ＤＡＣ回路３３０は更に、それぞれ出力３
３６、３３４と対応するＶ_REF入力３３８、３４０にお
いて電圧スケーリング信号を受取るように接続されてい
る。各電圧スケーリング信号の大きさに従って、ＤＡＣ
回路３３０は、その乗算機能の使用により、対応する電
圧スケーリング信号に比例してそのアナログ出力の大き
さのスケールを定める。図示された実施例においては、
Ｖ_REF入力３４０に与えるために適当な大きさを有する
第１の電圧スケーリング信号は、回路３０２の出力３０
４に与えられるＤＣ電圧を受取るように接続されたレベ
ル・コンバータ回路３４０によって生成される。回路３
４２は、電動機１５０の所要の運転速度に比例して前記
第１のスケーリング信号をＤＣ電圧として生成するよう
構成され、予め定めた一定のボルト／ヘルツ比が電動機
１５０の巻線１５４に与えられる電圧に対して維持でき
るようにする。その結果、例えば、ＤＡＣ回路３３０に
より出力３３４に出力されるアナログ正弦波形電圧Ｂ
は、回路３０２の出力３０４における０ボルト乃至５ボ
ルトの範囲の出力電圧とそれぞれ対応する略々０ボルト
乃至２．５ボルトの範囲のピークツーピーク値を持つ。
回路３４２は、抵抗分割回路として提供することができ
る。

【００４２】アナログ波形ＡおよびＢ間の上記の大きさ
の差は、Ｖ_REF入力３３８に対してＶ_REF入力３４０に与
えられる第１のスケーリング信号より小さな大きさを持
つ第２のスケーリング信号を与えることにより、本例に
おいて達成される。スケーリング回路３４４は、レベル
・コンバータ回路３４２により生じる第１のスケーリン
グ信号を受取るように接続される。回路３４４は、修正
せずに第１のスケーリング信号をＶ_REF入力３４０に与
え、第２のスケーリング信号をＶ_REF入力３３８に与え
るため第１のスケーリング信号から生成する。回路３４
４は、第２のスケーリング信号に対する第１のスケーリ
ング信号の比が第１および第２の相電圧の上記の所要の
相対的な大きさ、即ちＶＰ₂／ＶＰ₁またはＶ_B／Ｖ_Aと実
質的に等しいように、第２のスケーリング信号を生成す
る。

【００４３】１つの構造によれば、スケーリング回路３
４４は、第１のスケーリング信号を適当に減衰して第２
のスケーリング信号を生じる抵抗分割回路として提供さ
れる。第２の構造によれば、スケーリング回路３４４
は、第２のスケーリング信号が第１のスケーリング信号
からその間の所要の比を維持しながら生成できるよう
に、１．０より小さな利得を生じるように構成された演
算増幅器回路として提供される。

【００４４】本例によれば、レベル・コンバータ回路３
４２は第１のスケーリング信号を生じるが、本発明はこ
れに限定されることはない。回路３４２は、これにより
生成されたスケーリング信号が、アナログ波形Ａと対応
するＶ_REF入力３３８に与えるための第２のスケーリン
グ信号となるように適当に較正することができる。対
で、スケーリング回路３４４は、第１のスケーリング信
号が第２のスケーリング信号からその間の所要の比率を
維持しながら生成できるように、１．０より大きい利得
を生じるよう構成された演算増幅器回路として提供する
ことができる。

【００４５】ＤＡＣ回路３３０は、米国マサチューセッ
ツ州ＮｏｒｗｏｏｄのＡｎａｌｏｇＤｅｖｉｃｅｓ社製
のモデル番号ＡＤ７５２８ＣＭＯＳ２重８ビットのバ
ッファ付き乗算ＤＡＣとして提供できる。このモデルＤ
ＡＣは、その２つのアナログ出力とそれぞれ対応する２
つのＶ_REF入力を有する。

【００４６】また図４において、それぞれディジタル波
形Ｗ_DBおよびＷ_DA、および相電圧Ｖ_BおよびＶ_Aと対応す
るＤＡＣ回路３３０の出力３３４、３３６に与えられる
アナログ波形ＢおよびＡは、従来のアナログ・バッファ
回路３５０、３５２を介してコンパレータ回路３５４、
３５６の第１の入力に与えられる。回路３００は更に、
その出力３７２に３角形状の波形Ｔを生じる３角波形ジ
ェネレータ３７０を含む。生成された３角波形Ｔは、例
えば、１．２５乃至３．７５ボルトまで変化するピーク
ツーピーク値と、略々９００乃至１１００Ｈzの範囲の
周波数とを有する。３角波形Ｔの周波数は、スイッチン
グ信号がインバータ回路２３０の電力スイッチング装置
に与えられるよう生成される周波数を決定する。３角波
形ジェネレータ３７０は、当技術において周知の構造を
有する演算増幅器およびコンパレータを含む回路として
提供することができる。回路３００に関しては、３角波
形Ｔが２．５ボルトのピークツーピーク値と１０００Ｈ
zの周波数とを有することが望ましい。

【００４７】ジェネレータ３７０の出力３７２に生じる
３角波形Ｔは、コンパレータ３５４、３５６の各々の第
２の入力に与えられる。図５は、それぞれコンパレータ
３５６、３５４により受取られる如き波形Ａ、Ｂの各々
に重ねられる３角波形Ｔを示している。コンパレータ３
５４、３５６の各々は、加えられるアナログ波形電圧Ａ
またはＢの大きさがそれぞれ３角波形Ｔの大きさより大
きいか小さいかに従って、その出力において高い論理レ
ベル電圧、例えば５ボルト、または低い論理レベル電
圧、例えば０ボルトを生じる。その結果、各コンパレー
タの出力はパルス幅変調された波形を構成する。

【００４８】コンパレータ３５４、３５６により出力さ
れるパルス幅変調波形は、それぞれアンダーラップおよ
び出力駆動回路３８０、３８２に与えられる。回路３８
０は、相互に電気的に絶縁され、かつ各々回路３８０に
与えられるパルス幅変調波形と略々同じ形状を持つ２つ
の同じスイッチ駆動信号Ｂ−と、電力スイッチング装置
２５０、２５６（図３）を駆動するに充分な電圧レベル
と生じるように構成される。回路３８０は更に、信号Ｂ
＋およびＢ−が決してこれらが加えられる各スイッチン
グ・デバイスを同時にオンにさせないことを保証し、こ
れにより論理レベルのオフ指令とスイッチング装置によ
る電流の実際の遮断との間の時間的遅れを生じるアンダ
ーラップ回路を含む。

【００４９】回路３８２は、回路３８２がスイッチング
装置２３６、２４２を駆動するための２つの絶縁された
スイッチ駆動信号Ａ＋と、スイッチング装置２３８、２
４０を駆動するための２つの絶縁された駆動信号Ａ−を
生じるように、回路３８０と同じように構成される。図
５は、スイッチ駆動信号Ａ＋、Ａ−、Ｂ＋およびＢ−を
示している。

【００５０】インバータ回路２３０および制御回路３０
０の動作において、回路３００は、与えられる駆動信号
が正の論理値を取る時スイッチが閉に駆動されるよう
に、インバータ回路２３０のスイッチング装置を駆動す
るため与えられるスイッチ駆動信号Ａ＋、Ａ−、Ｂ＋お
よびＢ−を生じる。スイッチング装置のパルス幅変調
（ＰＷＭ）された閉路の結果、ＰＷＭ正弦波相電圧Ｖ_A
およびＶ_Bが電動機１５０の巻線１５２、１５４に与え
られる。例えば、スイッチング装置２３６、２３８、２
４０および２４２の作動は、巻線１５２の両端に与えら
れるＰＷＭ正弦波電圧Ｖ_Aをタップ・ノード２６０、２
６２の両端に生じる結果となる。同様に、スイッチング
装置２５０、２５２、２５４および２５６の作動は、巻
線１５４に与えられるＰＷＭ正弦波電圧Ｖ_Bをタップ・
ノード２６４、２６６の両端に生じる結果となる。ＰＷ
Ｍ電圧Ｖ_AおよびＶ_Bは図５に示される。相電圧Ｖ_Aおよ
びＶ_Bの電圧の大きさが整流回路２１０により与えられ
るＤＣ電圧の大きさの関数であることが判る。

【００５１】電動機駆動装置２００の動作において、こ
の装置は、上記の如く、スイッチ２７０の位置に従って
２相または単相のいずれかのモードで作動可能である。
２相モードにおいては、パルス幅変調インバータ回路の
周知の動作により、インバータ回路２３０により生成さ
れて電動機１５０に加えられるパルス幅変調電圧Ｖ_Aお
よびＶ_Bは、これらが対応する正弦波形を厳密にシミュ
レートする。電動機１５０の運転速度は、速度制御信号
に応答して変更することができる。このような変更の
間、一定のボルト／ヘルツ比は、レベル・コンバータ回
路３４２およびスケーリング回路３４４により与えられ
る第１および第２の電圧スケーリング信号に従ってＤＡ
Ｃ回路３３０の乗算機能の動作により、電動機１５０の
巻線１５２、１５４の各々に加えられる電圧に対して維
持される。更に、電動機１５０に加えられる電圧Ｖ_Aお
よびＶ_Bの絶対的な大きさは可変速度運転中に変更され
るが、これらの電圧間の比、即ち相対的な大きさは、第
１および第２のスケーリング信号の相対的な値が一定に
維持されるがこれら信号の大きさは速度制御信号に応答
して変更されるため、一定に維持される。

【００５２】単相モードにおいては、電動機１５０は、
従来のＰＳＣ電動機として路線端子２０２、２０４と接
続された単相ＡＣ電源から直接作動される。その結果、
電動機１５０は、インバータ回路２３０が電動機１５０
の駆動のため使用できない時でも作動のため使用可能な
状態を維持する。

【００５３】電動機１５０の始動中、全定格速度での運
転が所望されるとすれば、速度制御信号は最初はこのよ
うな全速運転を要求でき、これが電動機の巻線に跨る全
電圧の初期の印加をもたらす結果となる。これは更に、
大きな電動機の突発電流を結果として生じるおそれがあ
る。従って、インバータ回路２３０のスイッチング装置
にこのような突発電流を許容するに充分な電流定格を与
えることが必要である。あるいはまた、再びこの全定格
速度での運転が要求されることをものとして、周知のイ
ンバータ作動慣例によれば、定格電流以上が最初に流れ
ないように、速度制御信号は電動機の定格滑りに対応す
る低速度、即ち定格速度の略々２〜５％を要求するよう
に最初に生成することができる。次に電動機は、速度制
御信号の大きさを徐々に増加することにより定格速度ま
で加速することができる。

【００５４】図６は、インバータ回路２３０（図３）の
運転を制御するための本発明の別の実施例により構成さ
れた制御回路４００を示す。制御回路４００は、出力４
０４に正弦波電圧信号を、また出力４０６に余弦波電圧
信号を生じるための正弦波ジェネレータ４０２を含む。
ジェネレータ４０２は、所要の電動機速度に従って生成
された正弦波および余弦波の周波数を変化させるため、
回路３００に関して述べた如き電動機速度制御信号を受
取る速度制御入力４０８を含む。ジェネレータ４０２
は、米国アリゾナ州ＴｕｓｃｏｎのＢｕｒｒ−Ｂｒｏｗ
ｎ社製のモデル番号４４２３信号ジェネレータとして提
供することができる。

【００５５】電動機速度が変化させられる時インバータ
回路２３０により生成される電圧に対して一定のボルト
／ヘルツ比を維持するためには、ジェネレータ４０２に
より出力４０４、４０６に生成される正弦波および余弦
波電圧信号はそれぞれ高域フィルタ４１０、４１２を通
って送られる。高域フィルタ４１０、４１２は、直列接
続されたコンデンサ４１４、４１６と並列接続された抵
抗４１８、４２０とを含む。高域フィルタ４１０、４１
２の各々は、６dＢ／オクターブ・ロール・オフ特性お
よび電動機１５０の運転周波数範囲の上限より高い遮断
周波数を有する。結果として、ジェネレータ４０２によ
り生成された正弦波および余弦波の電圧信号は、それぞ
れ正弦波／余弦波信号の周波数に反比例する量だけ高域
フィルタ４１０、４１２によって減衰される。６ｄＢ／
オクターブ・ロール・オフ特性は、周波数および電圧に
おける周波数の変化の間の１：１の反比例関係を生じ
る。このように、それぞれ高域フィルタ４１０、４１２
の出力における正弦波および余弦波信号の振幅は、ジェ
ネレータ４０２における周波数の変化と共に正比例して
変化し、これにより各フィルタ出力毎に一定のボルト／
ヘルツ比を達成する。上記の高域フィルタ特性と対応す
るコンデンサ４１４、４１６および抵抗４１８、４２０
の特性例は、コンデンサ４１４、４１６の各々に対して
は０．１μＦ、抵抗４１８、４２０の各々に対しては１
０ＫΩである。

【００５６】再び図６において、抵抗４１８は、調整ア
ーム４２２を持つポテンショメータとして提供されるこ
とが望ましい。アーム４２２、従って高域フィルタ４１
０の出力はコンパレータ回路４３０の第１の入力と接続
されている。高域フィルタ４１２の出力は、コンパレー
タ回路４３２の第１の入力と接続されている。回路４０
０は更に、その３角波形信号出力をコンパレータ４３
０、４３２の双方の第２の入力の各々に与えるように接
続された３角波形ジェネレータ４４０を含む。ジェネレ
ータ４４０は、図４に関して先に述べたジェネレータ３
７０と同じものでよい。コンパレータ４３０、４３２の
各々は、その出力に、与えられる正弦波または余弦波信
号の大きさが与えられる３角波形の大きさより大きいか
小さいかに従って、ハイまたはローの論理レベル電圧を
生じる。このため、コンパレータ４３０、４３２の各々
により行われる比較、およびその結果として生じる出力
はコンパレータ３５４、３５６に関して先に述べ図５に
示したものと実質的に同じであり、即ち各コンパレータ
はパルス幅変調された制御信号を生じる。

【００５７】コンパレータ４３０、４３２の出力は、ア
ンダーラップおよび出力ドライバ回路４５０、４５２に
それぞれ与えられ、この回路の各々は図４に関して先に
述べた回路３８０、３８２と実質的に同じ構造および機
能を有する。その結果、回路４５０は、全波ブリッジ・
インバータ回路２３２（図３）のスイッチング装置を駆
動するため、２つの絶縁されたスイッチ駆動信号Ａ＋お
よび２つの絶縁された駆動信号Ａ−を生じる。同様に、
回路４５２は、全波ブリッジ・インバータ回路２３４
（図３）のスイッチング装置を駆動するため、２つの絶
縁されたスイッチ駆動信号Ｂ＋および２つの絶縁された
駆動信号Ｂ−を生じる。制御回路４００により生成され
るスイッチ駆動信号Ａ＋、Ａ−、Ｂ＋およびＢ−は、制
御回路３００により生成され図４に示されたスイッチ駆
動信号と実質的に同じである。

【００５８】ポテンショメータとして抵抗４１８を提供
することで、余弦波電圧信号に関してジェネレータ４０
２により生成される正弦波電圧信号の大きさの小さくす
ることを可能にするためフィルタ４１０の設定点の調整
を許容する。これは更に、主巻線１５２に与えるためイ
ンバータ回路２３０にパルス幅変調電圧を生じさせ、巻
線１５４に与えため生成された電圧より小さな大きさを
有する信号をコンパレータ４３０および回路４５０によ
り生じる結果となる。その結果、ＶＰ₂＞ＶＰ₁なる図示
した実施例の上記の特徴が実現される。

【００５９】回路４００により生じるスイッチ駆動信号
をインバータ回路２３０のスイッチング装置に加えるこ
とは、電動機１５０に与えられる図４に示した形態を有
する上記のＰＷＭ相電圧Ｖ_Aを生じる結果となる。

【００６０】制御回路３００または４００を含む駆動装
置２００が２相モードの運転中９０°の位相角差を生じ
るものとして記述したが、本発明はこれに限定されるも
のではない。制御回路３００の制御下で生じる位相角
は、９０°以外の所要の位相角をその間に有する波形に
対してはＥＥＰＲＯＭ３２０にディジタル・データを格
納することにより調整することができる。回路４００
は、所要の位相角差を有する２つの正弦波を生じるジェ
ネレータ４０２に対する正弦波ジェネレータを置換する
ように修正することができる。上記の如く、ジェネレー
タ４０２あるいはこれに代わるジェネレータにより生じ
る正弦波間の位相角は、電動機１５０の巻線に与えられ
る電圧間の位相角である。

【００６１】制御回路３００はアナログ波形ＡおよびＢ
が予め定めた異なる大きさを持つように第１および第２
のスケーリング信号を生じるスケーリング回路３４４を
含むものとして記述したが、本発明はこれに限定される
ものではない。その代わり、図示した実施例の修正にお
いては、ディジタル・データ値は、波形の大きさの比波
形Ｗ_DB／Ｗ_DAが相電圧の所要の比Ｖ_B／Ｖ_Aと実質的に等
しくなるように、異なる大きさを持つ正弦波形Ｗ_DAおよ
びＷ_DBを定義するディジタル・データ値をＥＥＰＲＯＭ
３２０に格納することができる。従って、Ｖ_REF入力３
３８、３４０が一緒に結合され、スケーリング回路３４
４は除去され、レベル・コンバータ回路３４２により生
成される第１のスケーリング信号はＶ_REF入力３３８、
３４０に直接与えられる。その結果、その間に所望の比
の相対的な大きさを有するアナログ波形ＡおよびＢが生
成されるが、波形ＡおよびＢのそれぞれの大きさは第１
のスケーリング信号に従って変化し、これが更に速度制
御信号に応答して変化する。図示された実施例のこのよ
うな修正によれば波形Ｗ_DAおよびＷ_DBが異なる大きさを
持つように定義されるが、ディジタル・データは依然と
してこれら２つの波形がその間に所要の位相角を持つよ
うに定義する。

【００６２】＃（めいさい１５５０）おわり電動機１５０の各巻線に対して一定のボルト／ヘルツ比
が維持される本発明の図示した実施例を記述したが、本
発明はこれに限定されるものではない。ある電動機で駆
動される負荷、例えばファンに関しては、負荷の大きさ
は回転速度と共に変化する。このような負荷の場合、回
転速度の予め定めた関数として各電動機巻線に対するボ
ルト／ヘルツ比を変化させるのに更に充分となろう。電
動機駆動装置２００においては、制御回路３００（図
４）の制御下で作動する時、ボルト／ヘルツ比のこのよ
うな変更は、回転速度の予め定めた関数に従ってスケー
リング信号を生じるようにレベル・コンバータ回路３４
２を修正することにより達成することができる。

【００６３】本発明はＨＶＡＣシステムの運転中に遭遇
する上記の諸問題を克服するものであるが、当業者に
は、本発明の利点を同様に実体化するため本発明を他の
システム用途に実施可能であることが明らかであろう。

【００６４】本発明の望ましい実施態様の本文の記述は
例示および説明のために行ったものである。本発明を本
文に開示した正確な形態に限定することは意図するとこ
ろではなく、本文の教示に照らして変更および修正が可
能であり、本発明の実施から取得することができよう。
実施態様は、当業者が本発明を考えられる特定の用途に
適するように種々の実施態様および種々の変更態様で利
用することを可能にするため、本発明の原理およびその
実際的な用途の説明のために選定され説明した。本発明
の範囲は頭書の特許請求の範囲およびその相等技術によ
って限定されるべきものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】単相電源と接続された従来のＰＳＣ電動機を示
す概略図である。

【図２】本発明の一実施例による２相電源と接続された
電動機を示す概略図である。

【図３】本発明の一実施例により構成された電動機駆動
装置を示す図である。

【図４】図３に示されたインバータ回路の動作を制御す
る回路を示すブロック図である。

【図５】図３および図４に示される回路の動作中生じる
電圧波形を示すグラフである。

【図６】図３の駆動装置のインバータ回路の作動を制御
する制御回路の別の実施例を示すブロック図である。

【符号の説明】

１００ＰＳＣ電動機１０２主巻線１０４始動巻線１０６駆動コンデンサ１１０単相電源１１２始動コンデンサ１５０単相２線式誘導電動機１５２主巻線１５４始動巻線２００誘導電動機駆動装置２０２、２０４路線端子２１０整流器回路２１２ダイオード２１４ダイオード２１６ダイオード２１８ダイオード２２０タップ・ノード２２２タップ・ノード２３０インバータ回路２３２全波ブリッジ・インバータ回路２３４全波ブリッジ・インバータ回路２３６電力スイッチング装置２３８電力スイッチング装置２４０電力スイッチング装置２４２電力スイッチング装置２５０電力スイッチング装置２５２電力スイッチング装置２５４電力スイッチング装置２５６電力スイッチング装置２６０タップ・ノード２６２タップ・ノード２６４タップ・ノード２６６タップ・ノード２７０４極双投スイッチ２８０走行コンデンサ３００制御回路３０２速度ランプ・レート回路３０６電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１０２進カウンタ３２０ＥＥＰＲＯＭ３３０２重ディジタル／アナログ・コンバータ（ＤＡ
Ｃ）回路３３２ＤＡＣ選択入力３４０レベル・コンバータ回路３４２レベル・コンバータ回路３４４スケーリング回路３５０アナログ・バッファ回路３５２アナログ・バッファ回路３５４コンパレータ回路３５６コンパレータ回路３７０３角波形ジェネレータ３８０アンダーラップおよび出力駆動回路３８２アンダーラップおよび出力駆動回路４００制御回路４０２正弦波ジェネレータ４１０高域フィルタ４１２高域フィルタ４１４コンデンサ４１６コンデンサ４１８抵抗４２０抵抗４３０コンパレータ４３２コンパレータ４４０３角波形ジェネレータ４５０アンダーラップおよび出力ドライバ回路４５２アンダーラップおよび出力ドライバ回路

フロントページの続き (72)発明者ハロルド・ロバート・シユネツカ，ザ・セカンドアメリカ合衆国ペンシルバニア州17362，スプリング・グローブ，リツジ・ロード，アールデイー４ボツクス 4426エイ (72)発明者ロイ・ダニエル・ホツフアーアメリカ合衆国ペンシルバニア州ランカスター，ハーバーヒル・ロード 457

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の巻線および第２の巻線を有するＡ
Ｃ電動機を駆動するためのＡＣ電動機駆動装置であっ
て、第１の巻線は第１および第２の終端、および第１の
巻線インピーダンスを有し、第２の巻線は第１および第
２の終端、および第１のインピーダンスより大きな第２
の巻線インピーダンスを有し、第１および第２の巻線は
相互に電気的に絶縁される駆動装置において、入力された電源電圧を２相ＡＣ出力電圧の第１相ＡＣ電
圧および第２相ＡＣ電圧に変換する２相電源手段を設
け、該２相電源手段は、第１相電圧が与えられる第１の
対の出力端子と、第２相電圧が与えられる第２の対の出
力端子とを有し、前記第１の対の出力端子は第１の巻線の第１および第２
の終端と接続するためのものであり、前記第２の対の出力端子は第２の巻線の第１および第２
の終端と接続するためのものであり、これにより、前記２相電源手段が、入力される電源電圧
を、前記第１および第２の対の出力端子にそれぞれ与え
られる第１および第２の相のＡＣ電圧に変換することを
特徴とするＡＣ電動機駆動装置。
【請求項２】前記２相電源手段が、第１および第２の
相電圧間に所定の位相角関係を有する２相ＡＣ出力電圧
を生じることを特徴とする請求項１記載のＡＣ電動機駆
動装置。
【請求項３】前記２相電源手段が、第１の相電圧に対
する第２の相電圧の各大きさの比が１より大きい所定の
値を有することを特徴とする請求項１記載のＡＣ電動機
駆動装置。
【請求項４】前記２相電源手段が、外部で与えられた
速度制御信号に応答して２相ＡＣ出力電圧の周波数を変
化させることにより、速度制御信号に従ってＡＣ電動機
の回転速度を変化させることを特徴とする請求項１記載
のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項５】前記２相電源手段が更に、速度制御信号
に応答して第１および第２の相電圧の各大きさを変化さ
せ、ＡＣ電動機の全ての回転速度におけるＡＣ電動機の
第１および第２の巻線の各々に対する電圧対周波数の実
質的に一定な比を維持することを特徴とする請求項４記
載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項６】前記２相電源手段が、ＡＣ電動機の全て
の回転速度において第１の相電圧に対する第２の相電圧
の各大きさの所定の比を維持することを特徴とする請求
項５記載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項７】前記２相電源手段が、ＡＣ電動機の全て
の回転速度において第２の相電圧と第１の相電圧との間
の所定の相関係を維持することを特徴とする請求項６記
載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項８】ＡＣ電動機の全ての回転速度で、(１)第
１の相電圧と第２の相電圧との間の所定の位相角差、
(２)第１および第２の相電圧の各大きさ間の所定の比、
および(３)ＡＣ電動機の第１および第２の巻線の各々に
対する実質的に一定のボルト／ヘルツ比を維持しなが
ら、ＡＣ電動機の可変速度運転を可能にする手段を更に
設けることを特徴とする請求項１記載のＡＣ電動機駆動
装置。
【請求項９】入力された電源電圧が単相ＡＣ電源電圧
であることを特徴とする請求項１記載のＡＣ電動機駆動
装置。
【請求項１０】入力された電源電圧を２相ＡＣ出力電
圧の第１相ＡＣ電圧および第２相ＡＣ電圧に変換する２
相電源手段を設け、該２相電源手段は、第１相電圧が与
えられる第１の対の出力端子と、第２相電圧が与えられ
る第２の対の出力端子とを有し、第１の巻線と第２の巻線を有するＡＣ電動機を設け、前記第１の巻線が、第１および第２の終端、および第１
の巻線インピーダンスを有し、前記第２の巻線が、第１および第２の終端、および前記
第１の巻線インピーダンスより大きな第２の巻線インピ
ーダンスを有し、該第１および第２の巻線が相互に電気
的に絶縁され、前記第１の巻線の第１および第２の終端が、それぞれ前
記２相電源手段の前記第１の対の出力終端と接続され、前記第２の巻線の第１および第２の終端が、それぞれ前
記２相電源手段の前記第２の対の出力端子と接続され、これにより、前記２相電源手段が、入力された電源電圧
を前記第１および第２の対の出力端子にそれぞれ与えら
れる第１および第２の相のＡＣ電圧に変換することを特
徴とするＡＣ電動機駆動装置。
【請求項１１】前記２相電源手段が、パルス幅変調
（ＰＷＭ）インバータ装置を含むことを特徴とする請求
項１０記載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項１２】入力された電源がＡＣ電源であり、入力されたＡＣ電源を整流してＤＣ電源電圧を生じる手
段を設け、前記パルス幅変調インバータ装置が、前記第１および第２の対の出力端子、およびＤＣ電圧を
受取るよう接続された入力端子を含む２相インバータ回
路と、前記２相インバータ回路に含まれ、ＤＣ電圧を２相出力
電圧に反転させるスイッチ手段と、スイッチング制御信号を生じて、前記２相出力電圧の前
記第１の相電圧が前記第１の対の出力端子の両端に生成
されかつ前記２相出力電圧の前記第２の相電圧が前記第
２の対の出力端子の両端に生成されるように、前記スイ
ッチング手段の作動を制御する電圧制御手段とを含むこ
とを特徴とする請求項１１記載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項１３】前記２相インバータ回路が、並列に接
続された第１および第２の全波ブリッジ・インバータ回
路を含み、前記第１の全波ブリッジ回路が、並列に接続された第１
および第２のインバータ・ブリッジ脚を含み、前記第２の全波ブリッジ回路が、並列に接続された第３
および第４のインバータ・ブリッジ脚を含み、前記スイッチング手段が、前記第１、第２、第３および
第４のブリッジ脚の各々に直列に接続された第１の電源
スイッチング装置と第２の電源スイッチング装置と含
み、前記第１の対の出力端子がそれぞれ、前記第１およ
び第２のブリッジ脚の第１および第２の直列に接続され
た電力スイッチング装置間に接続され、前記第２の対の
出力端子がそれぞれ、前記第３および第４のブリッジ脚
の第１および第２の直列に接続された電力スイッチング
装置間に接続されることを特徴とする請求項１２記載の
ＡＣ電動機駆動装置。
【請求項１４】前記電圧制御手段が、前記電動機の所要の作動速度を表わすパルス信号周波数
を有するパルス信号を生成する手段と、前記パルス信号生成手段と接続されて、パルス信号に応
答してメモリー・アドレス信号を生じる手段と、前記アドレス信号生成手段と接続されて、各アドレス信
号に応答してディジタル・データ信号を生じるメモリー
手段と、前記ディジタル・データ信号に応答して、第１のアナロ
グ正弦波信号と第２のアナログ正弦波信号を生成する波
形信号生成手段とを含み、前記第１および第２の正弦波
信号がそれぞれパルス信号周波数により定まる周波数を
有し、固定周波数比較信号を生じる手段と、固定周波数比較信号、および第１および第２の各正弦波
信号を受取るように接続されて、第１および第２の正弦
波加重パルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチング信号を生じ
るコンパレータ手段と、前記第１および第２のＰＷＭ信号、およびその各論理的
補数を前記スイッチング制御信号として生じ、前記第１
および第２のＰＷＭ信号、およびその論理的補数を与え
て、前記第１および第２の全波ブリッジ・インバータ回
路の前記第１および第２の電力スイッチング装置の動作
を制御する出力手段とを含むことを特徴とする請求項１
３記載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項１５】前記電圧制御手段が、所要の電動機作
動速度を表わす外部で生じた速度制御信号に応答して、
前記電動機の作動速度を制御し、前記パルス信号生成手段がパルス信号を生じ、該パルス
信号周波数が速度制御信号により定まり、前記波形信号生成手段が、それぞれ速度制御信号により
定まる振幅を持つ第１および第２のアナログ正弦波形信
号を生じ、前記２相出力電圧の前記第１および第２の相
電圧がそれぞれ実質的に一定の所定のボルト／ヘルツ比
を持つようにすることを特徴とする請求項１４記載のＡ
Ｃ電動機駆動装置。
【請求項１６】前記メモリー手段が、前記第１および
第２のアナログ波形とそれぞれ対応する第１および第２
のディジタル的にコード化された波形を格納し、該第１
および第２のディジタル的にコード化波形が同じ大きさ
を有し、前記波形信号生成手段が、前記第１および第２のディジ
タル・コード化波形をそれぞれ前記第１および第２のア
ナログ波形に変換する乗算用２重ディジタル／アナログ
・コンバータ（ＤＡＣ）であり、前記２重ＤＡＣが、第１および第２のスケーリング電圧
をそれぞれ受取りこれに従って該２重ＤＡＣがそれぞれ
前記第１および第２のアナログ波形信号の大きさをその
生成と同時にスケール決定するための第１および第２の
基準電圧入力を有し、前記速度制御信号に応答して前記第１および第２のスケ
ーリング信号を生成して、前記第１のスケーリング信号
に対する前記第２のスケーリング信号の比が１より大き
い所定の比となるようにし、その結果前記２重ＤＡＣ
が、前記第１のアナログ波形信号に対する前記第２のア
ナログ波形信号の大きさの比が前記所定の比と実質的に
等しくなるように前記第１および第２のアナログ波形信
号を生じる手段を設けることを特徴とする請求項１５記
載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項１７】前記メモリー手段が、前記第１および
第２のアナログ波形とそれぞれ対応する第１および第２
のディジタル・コード化波形を格納し、前記第１のディ
ジタル・コード化波形の大きさに対する前記第２のディ
ジタル・コード化波形の大きさの比が１より大きい所定
の比であり、前記波形信号生成手段が、前記第１および第２のディジ
タル・コード化波形を前記第１および第２のアナログ波
形にそれぞれ変換する乗算用２重ディジタル／アナログ
・コンバータ（ＤＡＣ）であり、前記２重ＤＡＣは、第１および第２のスケーリング電圧
をそれぞれ受取りこれに従って前記２重ＤＡＣがそれぞ
れ前記第１および第２のアナログ波形信号の大きさをそ
の生成と同時にスケール決定するための第１および第２
の基準電圧入力を有し、該第１および第２の基準電圧入
力が電気的に一緒に結合され、前記速度制御信号に応答して、前記第１のスケーリング
信号を生成して、前記２重ＤＡＣが、前記第１のアナロ
グ波形信号に対する前記第２のアナログ波形信号の大き
さの比が前記所定の比と実質的に等しいように前記第１
および第２のアナログ波形信号を生じるようにすること
を特徴とする請求項１５記載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項１８】前記出力手段が更に、前記第１および
第２のＰＷＭ信号およびその各論理的補数を生じて、各
ＰＷＭ信号およびその論理的補数がそれぞれ与えられる
第１および第２の電力スイッチング装置をして同時にオ
ンにさせ得ないようにするアンダーラップ手段を含むこ
とを特徴とする請求項１４記載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項１９】前記電圧制御手段が、固定周波数比較信号を生じる手段と、第１の正弦波形信号と第２の正弦波形信号をその間に予
め定めた位相角差を持つように生じ、かつ前記電動機の
所要の作動速度と対応する共通周波数を生じる波形信号
生成手段と、前記第１の正弦波形信号および固定周波数信号を受取る
ように接続され、第１の正弦波加重パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）スイッチング信号を生じる第１のコンパレータ手段
と、第２の正弦波形信号と固定周波数信号を受取るように接
続され、第２の正弦波重み付けパルス幅変調（ＰＷＭ）
スイッチング信号を生じる第２のコンパレータ手段と、前記第１および第２のＰＷＭ信号、およびその各論理的
補数を前記スイッチング制御信号として生じ、該第１お
よび第２のＰＷＭ信号およびその論理的補数を与えて前
記第１および第２の全波ブリッジ・インバータ回路の前
記第１および第２の電力スイッチング装置の作動を制御
する出力手段とを含むことを特徴とする請求項１３記載
のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項２０】前記電圧制御手段が、所要の電動機作
動速度を表わす外部で生じた速度制御信号に応答して、
該電動機の作動速度を制御し、前記波形信号生成手段が、速度制御信号により定まる共
通周波数を持つ前記第１および第２の正弦波形信号を生
じ、前記電圧制御手段が更に、前記波形信号生成手段および前記第１のコンパレータ手
段間に接続され、前記第１のコンパレータ手段に与えら
れる前記第１の正弦波形信号の振幅および共通周波数間
に実質的に一定の比を有効に維持するように、第１の正
弦波形信号の振幅をその共通周波数に従って変化させる
第１のフィルタ手段と、前記波形信号生成手段および第２のコンパレータ手段間
に接続され、前記第２のコンパレータ手段に与えられる
第２の正弦波形信号の振幅および共通周波数間に実質的
に一定の比を有効に維持するように、第２の正弦波形信
号の振幅をその共通周波数に従って変化させる第２のフ
ィルタ手段とを含むことを特徴とする請求項１９記載の
ＡＣ電動機駆動装置。
【請求項２１】前記第１のフィルタ手段が、フィルタ
の設定点を調整する手段を含み、フィルタの設定点を調
整することにより、前記第２のフィルタ手段が第２の正
弦波形信号を減衰させる量より大きな量だけ第１の正弦
波形信号の振幅を減衰させることができるようにするこ
とを特徴とする請求項２０記載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項２２】前記第１および第２の正弦波形信号間
の所定の位相角が９０°であることを特徴とする請求項
２１記載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項２３】前記第１および第２のフィルタ手段の
各々が直列接続されたコンデンサと並列接続された抵抗
とを含む高域フィルタであることを特徴とする請求項２
２記載のＡＣ電動機駆動装置。
【請求項２４】前記比較信号生成手段が、３角波形ジ
ェネレータであることを特徴とする請求項１９記載のＡ
Ｃ電動機駆動装置。
【請求項２５】前記電動機が永久分相コンデンサ型電
動機であり、前記第１の巻線が主巻線であり、前記第２
の巻線が始動巻線であり、該第１および第２の巻線が相
互に電気的に絶縁され、単相ＡＣ電源の路線および中立端子と接続して入力され
た電源電圧を受取るための第１および第２の路線端子を
含み、前記第１の対の出力端子とそれぞれ接続される第１およ
び第２のスイッチ極と、前記第２の対の出力端子とそれ
ぞれ接続される第３および第４のスイッチ極と、前記第
１および第２の路線端子とそれぞれ接続される第５およ
び第６のスイッチ極と、第７および第８のスイッチ極
と、前記第１の巻線の前記第１および第２の終端とそれ
ぞれ接続される第９および第１０のスイッチ極と、前記
第２の巻線の前記第１および第２の終端とそれぞれ接続
される第１１および第１２のスイッチ極とを有する４極
双投（ＦＰＤＴ）スイッチを含み、前記第８のスイッチ極が前記第２の路線端子と接続さ
れ、前記第７のスイッチ極および前記第１の路線端子間に接
続される駆動コンデンサを設け、前記ＦＰＤＴスイッチが、前記電動機を接続して単相電
源または２相電源手段のいずれか一方で作動するように
作動させることができるようにすることを特徴とする請
求項１０記載のＡＣ電動機駆動装置。