JPH0560806A

JPH0560806A - 周波数／周期測定装置

Info

Publication number: JPH0560806A
Application number: JP22006891A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Kazumi; 昌弘数見
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1991-08-30
Filing date: 1991-08-30
Publication date: 1993-03-12
Anticipated expiration: 2014-12-06
Also published as: JP2988039B2

Abstract

(57)【要約】【目的】繰返し波形が断続的に遮断されるような波形
の周波数（または周期）も正確に測定できる周波数／周
期測定装置を提供することである。【構成】測定時には測定対象の繰返し信号を測定回路
(5) へ導き、校正時には繰返し信号を測定回路(5) へ加
えないように動作する切替手段(SW1) と、測定時は切替
手段を通過した信号(S1)を次段へ出力し、校正時は測定
から校正へ切替わる際の切替手段を通過した信号値をホ
ールドして出力する第１サンプルホールド回路(20)と、
第１サンプルホールド回路の出力信号を受けるローパス
フィルタ(2) と、校正から測定へ切替わるごとにその際
のローパスフィルタの出力をサンプリングし、これをホ
ールドする第２サンプルホールド回路(22)と、第２サン
プルホールド回路の出力と、切替手段を通過した信号(S
1)との差演算を行う減算回路と、を備えるようにしたも
の。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、繰返し波形の周波数
（または周期）を測定する装置に関する。更に詳述する
と、繰返し波形が断続的に遮断されたような波形であっ
ても、この遮断に影響されることなくその周波数（周
期）を測定できる周波数／周期測定装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】繰返し波形の周波数（または周期）を測
定するには、一般にゼロクロスコンパレータを用いて、
その波形をまず方形波に波形整形する。そして、この方
形波の周期を測定することで、繰返し波形の周期測定に
代えている。しかし、測定対象の繰返し波形に直流成分
が重畳しており、０ｖを横切らないような波形の場合、
ゼロクロスコンパレータは、目的とする動作を行えず、
繰返し波形を方形波に変換できない。そこで、まず、繰
返し波形を直流カットのコンデンサに通すことで、繰返
し波形に含まれている直流成分を取り除くことが行われ
ている。その結果、繰返し波形は、必ず０ｖを横切るの
で、ゼロクロスコンパレータにて方形波に変換できる。

【０００３】しかし、繰返し波形が断続的に遮断される
ような波形の場合、直流カットのコンデンサを通過した
後の波形に歪みが生じて、正確な周波数／周期の測定が
妨げられる問題がある。これを図９〜図12を参照して説
明する。図９は繰返し波形が断続的に遮断されている波
形の例を示す図、図10は図９のような波形が発生する場
合の例を示す図、図11は直流カットを行う回路構成例を
示す図、図12は直流カット回路を通過した後の波形に歪
みが生じて正確な周波数／周期測定ができない理由を説
明する図である。

【０００４】図10を参照してこのような波形が生じる場
合を説明する。近年の測定器においては、高い測定精度
を維持するため、自動的に或る周期で自らを校正する動
作を行っている。このような校正動作を行う際は、測定
回路に被測定信号が入らないように、図10に示すスイッ
チSW1 をCAL （校正）側にする。そして、被測定信号の
代わりに、内蔵する発生器から値の既知な信号（例え
ば、正確に１ｖの電圧，正確に１KHz の周波数信号等）
を測定回路に加え、校正動作を行う。従って、図10のス
イッチSW1が、MEAS側に接続されている時は、例えば図
９のような測定対象の正弦波が、電気量測定回路５に加
えられる。そして図10の装置が、時刻t1〜t2の間で自己
校正を行う時は、このスイッチSW1 はCAL 側に切り替え
られる。従って、入力が遮断されるので電気量測定回路
５の入力端子の電圧は、０ｖとなる。そして、時刻t2後
は、再びSW1 がMEAS側に切り替えられる。結局、電気量
測定回路５には、図９のような波形が加えられることに
なる。

【０００５】ここで入力端子１に加えられる波形が、単
なる正弦波でなく、直流成分が重畳した波形の場合、図
９の波形は、例えば図12(1) となる。上述したように、
図12(1) の波形では、ゼロクロスコンパレータが、目的
とする動作を行うことができない。そこで、図12(1) の
波形の直流成分VAをカットするため、例えば図11の回路
に通す。図12(1) に示す直流成分VAは、コンデンサC1を
通過できずカットされ、出力端子３から図12(2) のよう
な波形が出力される。そしてこの図12(2) の波形は、ゼ
ロクロスコンパレータに加えられて方形波となり、その
周期は、図示しない測定回路にて測定される。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、図12(2) の波
形は、時刻t1以降で歪んでいる。その理由は、時刻t1〜
t2における期間で図12(1) の斜線で示す電気量（直流成
分）の変化が、図11のコンデンサC1に加えられ、この電
気量の変化が、C1・r1の時定数で徐々に放電されるから
である。そしてこの放電波形が、図12(1)の正弦波に重
畳されるため、正弦波の波形が歪むのである。従って、
図12(2) の波形が０ｖを横切る時点に基づいて、これを
方形波に変換すると、その方形波の周期は、波形歪みの
影響を受ける。従って、繰返し波形の周期／周波数を正
確に測ることが妨げられる。

【０００７】本発明の目的は、繰返し波形が断続的に遮
断されるような波形の周波数（または周期）も正確に測
定できる周波数／周期測定装置を提供することである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は、測定時には測
定対象の繰返し信号を測定回路(5) へ導き、校正時には
前記繰返し信号を測定回路(5) へ加えないように動作す
る切替手段(SW1) と、測定時は前記切替手段を通過した
信号(S1)を次段へ出力し、校正時は測定から校正へ切替
わる際の前記切替手段を通過した信号値をホールドして
出力する第１サンプルホールド回路(20)と、前記第１サ
ンプルホールド回路の出力信号を受けるローパスフィル
タ(2) と、校正から測定へ切替わるごとにその際の前記
ローパスフィルタの出力をサンプリングし、これをホー
ルドする第２サンプルホールド回路(22)と、第２サンプ
ルホールド回路の出力と、前記切替手段を通過した信号
(S1)との差演算を行う減算回路と、を備え、この減算回
路の出力をスレッシホールド電圧と比較して方形波に変
換し、この方形波から前記繰返し信号の周波数または周
期を測定するようにしたものである。

【０００９】

【作用】第１サンプルホールド回路は、校正時（CAL
時）には、測定から校正へ切替わる際の切替手段を通過
した信号値(va)をホールドして出力する。従って図３
(2)で示すように校正時における急激な波形の落ち込み
は、このホールドすることにより解消される。ローパス
フィルタは、この第１サンプルホールド回路の出力信号
の波高値を減衰させる。即ち、ローパスフィルタの出力
は、リプルが存在するが、第１サンプルホールド回路の
出力の平均値である。そしてこの平均値は、第１サンプ
ルホールド回路の作用により、急激な波形の落ち込みが
ない分だけ、実際に加えられた繰返し波形の平均値（直
流成分）に近い値である。第２サンプルホールド回路
は、校正から測定に切替わるごとにその際のローパスフ
ィルタの出力をホールドして出力する。即ち、第２サン
プルホールド回路の出力は、測定対象の繰返し波形の平
均値に近似した値である。減算回路は、切替手段を通過
した信号と、第２サンプルホールド回路の出力の差を演
算するので、減算回路の出力は、ほぼ直流成分がキャン
セルされたものとなる。従って、減算回路の出力をスレ
ッシホールド電圧と比較して方形波に変換し、この方形
波から前記繰返し信号の周波数／周期を測定することが
できる。

【００１０】

【実施例】図１は本発明に係る周波数／周期測定装置の
構成例を示す図、図２は図１の構成素子20〜24で構成さ
れる部分の具体例を示す図、図３は図１各部の信号のタ
イムチャート、図４は本発明により差演算波形と方形波
との関係を示すタイムチャート、図５はローパスフィル
タと減算器の作用を説明する図、図６は図５における信
号のタイムチャート、図７は図５のままでは不都合であ
る旨を説明する波形図、図８は図１装置の２つのサンプ
ルホールド回路のタイミングを説明する図である。

【００１１】図１において、１は繰返し波形が加えられ
る入力端子である。SW1 は、測定時には測定対象の繰返
し信号を測定回路５へ導き（図10参照）、校正時には前
記繰返し信号を測定回路５へ加えないように動作する切
替スイッチである。即ち、測定時は、接点MEAS側に接続
され、校正時は、接点CAL 側に接続される。この切替ス
イッチSW1 の駆動は、図１の装置が備えるプロセッサ
（図示せず）により行われる。なお、図１の装置は、自
動的に或る周期で自らを校正する機能を有しているもの
と仮定する。10はプリアンプであり、切替スイッチSW1
を介して導入した信号を増幅するものである。増幅器U1
と抵抗11，12，13と、スイッチ15，16，17は、レンジ切
替回路を構成している。即ち、増幅器U1のゲインを決定
する抵抗11，12，13を切り替えることで、或る値の範囲
の信号を測定処理回路18へ加えるようにしている。即
ち、入力端子１に加えられる測定対象の信号を広い振幅
の範囲で測定できるようにするものである。なお、プリ
アンプ10とレンジ切替回路は、本発明において特徴する
要件ではない。測定処理回路18は、例えば、電圧測定回
路、電流測定回路、周期測定回路など各種の電気回路が
考えられる。本発明では、これらの具体的構成に特徴が
あるわけではないので、その説明は省略する。

【００１２】20は第１サンプルホールド回路であり、例
えばサンプリングスイッチとホールド用コンデンサで構
成される。このサンプルホールド回路20は、切替スイッ
チSW1 が接点MEASの時（測定時）は、前記切替スイッチ
SW1 を通過した信号S1を次段へ出力し、接点CAL の時
（校正時）は、測定から校正へ切替わる際の切替スイッ
チSW1 を通過した信号値をホールドして出力する。図８
(1) と(2)は、切替スイッチSW1 と、このサンプルホー
ルド回路20との動作関係を示している。21はローパスフ
ィルタであり、サンプルホールド回路20の出力信号を受
け、導入波形の波高値を減衰させる作用を有する。

【００１３】22は第２サンプルホールド回路であり、測
定時ごとにローパスフィルタ21の出力をサンプリング
し、これをホールドするものである。図８(1) と(3)
は、切替スイッチSW1 と、このサンプルホールド回路22
との動作関係を示している。なお、図１，図２で図示し
た２つのサンプルホールド回路20，22の構成は、原理的
に描いたものである。実際は、ホールド時において、ホ
ールド用コンデンサの電荷が長期間維持されるように、
高入力インピーダンスの増幅器（図示せず）でコンデン
サの電圧を受けるようにしている。

【００１４】23は減算回路であり、第２サンプルホール
ド回路22の出力と、レンジ切替回路（増幅器U1）の出力
信号S1との差演算を行うものである。第２サンプルホー
ルド回路22の出力は、第１サンプルホールド回路20に導
入した信号S1の直流成分に近似した値であるため、減算
回路23の出力は、ほぼ直流成分がキャンセルされた信号
となる。なお、図２に示す回路は、図１の構成素子20〜
24で構成される部分の具体的構成例を示している。図２
に示すように、減算回路23は、負帰還抵抗R2と２つの入
力抵抗R1とR3とを有した演算増幅器U2と、抵抗R0とR4と
で構成することができる。

【００１５】24はコンパレータ回路であり、減算回路23
の出力を０ｖ（共通電位）と比較して方形波に変換する
ものである。しかし、コンパレータ回路24は、ヒステリ
シス電圧を持たせるようにしているため、実際は、減算
回路23の出力が、ヒステリシスを形成する上限と下限の
スレッシホールド電圧＋ＶH ，−ＶH を横切る点で方形
波に変換される（図４参照）。このコンパレータ回路24
は、図２に示すように、負帰還抵抗R5と、入力端子(-)
と共通電位の間に接続された抵抗R6とを持つ増幅器U3で
構成することができる。このコンパレータ回路24で得ら
れる方形波から、入力端子１に加えられた繰返し信号の
周波数／周期を測定することができる。

【００１６】以上のように構成された図１及び、図２装
置によれば、直流成分が重畳した繰返し波形であって、
かつこれが断続的に遮断されるようなものであっても、
この波形の周波数（または周期）を正確に測定できる旨
を説明する。

【００１７】本発明が特徴とする点は、２つのサンプル
ホールド回路20，22と、ローパスフィルタ21と、減算回
路23で構成される直流成分キャンセル回路30の作用によ
り、直流成分が重畳した繰返し波形であって、かつこれ
が断続的に遮断されるような波形の直流成分をキャンセ
ルし、後段のコンパレータ回路24で０ｖ（正確にはスレ
ッシホールド電圧＋ＶH,−ＶH)と比較可能な波形に変形
した点である。

【００１８】まず、図１，図２で示すローパスフィルタ
21と、減算回路23の役割を図５〜図７を参照して説明す
る。図５は、図１，図２におけるローパスフィルタ21
と、減算回路23と、コンパレータ回路24を抜き出して描
いた（２つのサンプルホールド回路20，22は除く）もの
である。図５の入力信号S1として、図６(1) に示す如
く、直流成分が重畳された繰返し波形であり、かつ、こ
の波形が例えば装置の校正動作時において、断続される
ような波形を想定する。

【００１９】分かり易く説明するため図５においては、
抵抗R1＝R2＝R3＝R4とする。なお、コンパレータ回路24
におけるヒステリシス電圧ＶH は、(1) 式で表される。ＶH ＝R6・Ｖsat ／（R5＋R6） (1) Ｖsat ：増幅器U3の飽和出力電圧

【００２０】図５に加えられた信号S1が、図６(1) に示
すように、周波数が高く、かつ直流成分Ｖd1が小さな波
形である場合、ローパスフィルタ21の時定数を大きく設
定しておくと（フィルタのcorner frequencyを低く設定
しておくと）、図５のローパスフィルタ21の出力信号S2
の波形は、図６(2) に示すように、リプルの極めて小さ
い直流電圧Ｖd1波形となる。この直流信号Ｖd1は、信号
S1に含まれる直流成分であり、減算回路23で、信号S1と
この直流信号Ｖd1を減算することで、直流成分Ｖd1を含
まないゼロクロスの波形（図６(3) 参照）を得ることが
できる。

【００２１】しかし、図５に加えられる信号S1が、図７
(1) に示すように、周波数が低く、かつ直流成分Ｖd2が
大きいと、ローパスフィルタ21の通過後の信号S2の波形
は、図７(2) に示す如く、リプルの大きい波形となる。
従って、図７(2) の波形S2を用いて、減算回路23にて信
号S1との演算を行うと、減算後の波形は、歪んでしま
う。つまり、正確な周期／周波数測定が妨げられる。そ
こで、リプルを極めて小さくするには、ローパスフィル
タ21におけるcorner frequencyを下げればよいが、そう
するとローパスフィルタ21の応答速度が遅くなり、図５
に加えられる信号S1が正弦波でなくステップ波形等の場
合、直流成分のキャンセル動作が遅くなり、ゼロクロス
波形が得られるまで時間がかかる問題がある。

【００２２】このような問題を解決するため、本発明で
は、ローパスフィルタ21の前後に２つのサンプルホール
ド回路20，22を設けるようにしている。この追加した２
つのサンプルホールド回路20，22の作用により、ローパ
スフィルタ21のcorner frequencyを下げることなくし
て、リプルの影響を受けず正確な周波数／周期測定がで
きる。

【００２３】この２つのサンプルホールド回路20，22
は、図１に示す切替スイッチSW1 と同期して動作してお
り、その関係を図８に示す。即ち、切替スイッチSW1 が
接点MEAS側に接続されている時、第１サンプルホールド
回路20は、サンプリング動作を行い、第２サンプルホー
ルド回路22はホールド動作を行う。また、切替スイッチ
SW1 が接点CAL 側に接続されている時、第１サンプルホ
ールド回路20は、ホールド動作を行い、第２サンプルホ
ールド回路22はサンプリング動作を行う。

【００２４】次に、図１〜図４を参照して本発明を説明
する。図１の入力端子１には、例えば、直流成分が重畳
された正弦波信号が加えるとする。切替スイッチSW1
は、測定時には接点MEAS側に接続され、校正時にはCAL
側に接続される。従って、校正時（接点CAL 側）には、
プリアンプ10の入力電圧が、０ｖとなるのでレンジ切替
回路の出力信号S1は、図３(1) に示すような波形とな
る。なお、校正時は、例えば、図１装置が内蔵する発生
回路（図示せず）から、基準信号が測定処理回路18に加
えられ、自らの校正を行う。

【００２５】第１サンプルホールド回路20は、測定時
（スイッチSW1が接点MEAS側）には、サンプリングスイ
ッチSW2 をオンとする（サンプル状態）ので、図３(1)
に示す正弦波を次段のローパスフィルタ21に加えてい
る。そして、時点t1にて校正状態（スイッチSW1 が接点
CAL 側）へ切替わると、切替スイッチSW1 が切替わる時
点t1と同時にホールド状態となるので（図３(1) と図８
(1) ，(2) 参照）、時点t1の信号S1の値Vaをホールドし
て出力する。そして、時点t2にて、校正動作が終了し、
再び測定状態になると、第１サンプルホールド回路20の
サンプリングスイッチSW2 は再びオンとなり、信号S1の
正弦波を次段のローパスフィルタ21に加える。

【００２６】従って、第１サンプルホールド回路20の出
力波形は、図３(2) で示すような波形となる。即ち、従
来問題であった校正時における急激な波形の落ち込み
は、このホールド動作することにより解消される。な
お、図３(2) の波形の下に記したサンプル・ホールドの
表示は、第１サンプルホールド回路20の動作状態を示し
ている。

【００２７】ローパスフィルタ21は、図３(2) に示す波
形を第１サンプルホールド回路20から導入し、この波形
の振幅を或る程度減衰した波形（図３(3) 参照）にし
て、次段の第２のサンプルホールド回路22に加える。即
ち、このローパスフィルタ21の出力は、図３(1) に示す
波形の大まかな平均値を意味している。そして、第１サ
ンプルホールド回路20の出力は、校正時における急激な
波形の落ち込みがないので、このローパスフィルタ21の
出力も、必ず図３(1) の波形の直流成分Ｖd3の電圧レベ
ルに近似した値である。

【００２８】第２サンプルホールド回路22は、校正時
（図３(4) の時点t1〜t2参照）には、サンプリングスイ
ッチSW3 をオンとする（サンプル状態）ので、図３(3)
に示すローパスフィルタ21の出力波形（第１サンプルホ
ールド回路20のホールド電圧Vaに基づく波形）を出力す
る。従ってホールド開始の時点t2におけるローパスフィ
ルタ21の出力電圧VAを第２サンプルホールド回路23は出
力する（図３(3) ，(4)参照）。同様に、第２サンプル
ホールド回路22は、時点t4には、電圧VBを出力する。減
算回路23は、図３(1) の波形と、図３(4) の波形の差演
算を行う。即ち、時点t2〜t3は、図３(1) の波形から直
流電圧VAを減算し、時点t4〜t5（図示せず）は、図３
(1) の波形から直流電圧VBを減算する。従って、減算回
路23の出力波形は、図３(5) となる。なお、図３(4) の
値は、図３(1) の波形の直流成分Ｖd3に近いので、図３
(5) の波形は、ゼロクロス波形となる。

【００２９】ここで、図３(5) に示すゼロクロス波形
は、校正動作を経る毎に異なった小さな直流成分を持っ
ているが、後段のコンパレータ回路24のスレッシホール
ド電圧を越える波高値であれば、コンパレータ回路24に
て方形波に変換できる。これについて説明する。第２サ
ンプルホールド回路22によって得られる直流電圧VA，VB
は、ローパスフィルタ21によって減衰された波形の範囲
内（図３(3) のＶ_P-P）にある。従って、直流成分をキ
ャンセルされた図３(5) の波形の波高値Ｖo は、(2) 式
で表される。（V1−Ｖ_P-P）／２≦Ｖo ≦（V1＋Ｖ_P-P）／２ (2) コンパレータ回路24にて、図３(5) の波形を方形波とす
るためには、コンパレータ回路24のスレッシホールド電
圧ＶH を次式の値に設定すればよい。ＶH ＜Ｖo ここで、(2) 式の関係より、（V1−Ｖ_P-P）／２＞ＶH ゆえに、Ｖ_P-P＞ V1 −２ＶH よって、ローパスフィルタ21の減衰比を（V1−２ＶH
）／V1 以上とすれば、コンパレータ回路24で比較可
能なゼロクロス波形が得られる。コンパレータ回路24の
出力は、周波数カウンタ26に加えられ、そこで方形波の
周期または周波数が計数される。または、このコンパレ
ータ回路24の出力を図１の測定処理回路18に導き、この
回路18にて、周波数／周期測定を行うようにすることも
できる。

【００３０】直流成分をキャンセルされた図３(5) の波
形には、既述したように小さな直流成分（完全にはキャ
ンセルされていない分）が残っており、その直流成分量
は、校正動作毎に変化していく。しかし、周波数カウン
タ26で立ち上がりエッジから次の立ち上がりエッジまで
の間（または立ち下がりエッジから次の立ち下がりエッ
ジの間）をとれば、その期間は、一定であり、周波数／
周期測定の誤差にならない。

【００３１】その理由を図４を参照して説明する。図４
(1) は、減算回路23の出力波形の例、即ち、図３(5) に
相当する波形である。即ち、図４(1) の波形は、同図に
示すように校正動作毎に（CAL 毎に）その直流成分量は
変動している。しかし、スレッシホールド電圧ＶH は、
既述した値の範囲に設定されているため、図４(1) の波
形は、必ず、このスレッシホールド電圧ＶH を横切るの
で、図４(2) に示すような方形波がコンパレータ回路24
の出力として得られる。そして、図４(2) の例えば立ち
上がりエッジから次の立ち上がりエッジまでの期間T1，
T2，T3 はどれも、当該校正毎（CAL 1 ，CAL 2 ，…）
における繰返し波形の同一位相から同一位相までの期間
であるため、同じである。即ち、或る校正（CAL 1)に同
期して第１サンプルホールド回路20でサンプリングし、
このサンプリングに基づいて直流成分をキャンセル仕切
れなかった残留直流成分は、次の校正（CAL 2)があるま
では、第２サンプルホールド回路22の出力が維持されて
いるので一定である。つまり、キャンセル仕切れなかっ
た残留直流成分があり、その直流成分が校正動作毎に変
化しても、周期／周波数測定の誤差にならない。なお、
周期を計数中に校正動作（切替スイッチが接点CAL 側）
となった場合は、その際のデータを捨てるようにしてい
る。図４で説明すると、エッジＥg1からＥg2までの期間
T1を計数中に、例えば校正動作（CAL ）になると、この
際の計数データは捨てることにしている。

【００３２】このように測定した周期T1＝T2＝T3の値に
基づいて、周波数は容易に算出できる。また、図４(2)
の波形の立ち上がりエッジ（または立ち下がりエッジ）
の数を計数しても周波数を測定できる。例えば、一定の
ゲート時間内（サンプル１，２，３）に発生した図４
(2) の波形の立ち上がりエッジを計数すれば周波数を測
定できる。しかし、この場合も、サンプル期間中に校正
（CAL ）が生じた場合、その計数データは捨てられる。
図４の場合、サンプル２の場合の計数データのみが採用
される。

【００３３】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、繰
返し波形が断続的に遮断されるような波形の周波数（ま
たは周期）も正確に測定できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る周波数／周期測定装置の構成例を
示す図

【図２】図１要部の具体的構成例を示す図

【図３】図１各部の信号のタイムチャート

【図４】本発明により得られる差演算波形と方形波との
関係を示すタイムチャート

【図５】ローパスフィルタと減算器の作用を説明する図

【図６】図５における信号のタイムチャート

【図７】図５のままでは不都合である旨を説明する波形
図

【図８】図１装置の２つのサンプルホールド回路のタイ
ミングを説明する図

【図９】繰返し波形が断続的に遮断されている波形の例
を示す図

【図10】図９のような波形が発生する場合の例を示す図

【図11】直流カットを行う回路構成例を示す図

【図12】正確な周波数／周期測定ができない理由を説明
する図

【符号の説明】

20 第１サンプルホールド回路 21 ローパスフィルタ 22 第２サンプルホールド回路 23 減算回路 24 コンパレータ回路 SW1 切替スイッチ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】測定時には測定対象の繰返し信号を測定回
路(5) へ導き、校正時には前記繰返し信号を測定回路
(5) へ加えないように動作する切替手段(SW1) と、測定時は前記切替手段を通過した信号(S1)を次段へ出力
し、校正時は測定から校正へ切替わる際の前記切替手段
を通過した信号値をホールドして出力する第１サンプル
ホールド回路(20)と、前記第１サンプルホールド回路の出力信号を受けるロー
パスフィルタ(2) と、校正から測定へ切替わるごとにその際の前記ローパスフ
ィルタの出力をサンプリングし、これをホールドする第
２サンプルホールド回路(22)と、第２サンプルホールド回路の出力と、前記切替手段を通
過した信号(S1)との差演算を行う減算回路と、を備え、この減算回路の出力をスレッシホールド電圧と
比較して方形波に変換し、この方形波から前記繰返し信
号の周波数または周期を測定する周波数／周期測定装
置。