JPH0541662A - デジタルｐｌｌ回路 - Google Patents
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- JPH0541662A JPH0541662A JP3197788A JP19778891A JPH0541662A JP H0541662 A JPH0541662 A JP H0541662A JP 3197788 A JP3197788 A JP 3197788A JP 19778891 A JP19778891 A JP 19778891A JP H0541662 A JPH0541662 A JP H0541662A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 5
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
- H03L7/087—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal using at least two phase detectors or a frequency and phase detector in the loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L2207/00—Indexing scheme relating to automatic control of frequency or phase and to synchronisation
- H03L2207/14—Preventing false-lock or pseudo-lock of the PLL
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
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-
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L27/0014—Carrier regulation
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- H04L2027/0053—Closed loops
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-
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- H04L27/0014—Carrier regulation
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- H04L2027/0071—Control of loops
- H04L2027/0079—Switching between loops
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】位相誤差信号の折り返し成分を発生させること
なく、折り返し成分によるリミットサイクルが存在せ
ず、周波数引き込み範囲（プルインレンジ）を十分大き
くする。 【構成】複素乗算器１３は、複素数信号が一方側の入力
であり、他方側がサインまたはコサイン特性のキャリア
入力であり双方の複素数乗算を施す。その出力は位相誤
差検出部１５と位相誤差変換部１６により正弦波位相比
較特性により位相誤差検出される。位相誤差出力はフー
プフィルタ１７で平滑化され数値制御発振器１８の発振
周波数制御へ入力される。数値制御発振器の出力は、デ
ータ変換装置１９においてサインまたはコサイン特性に
変換され前記キャリアとして出力される。
なく、折り返し成分によるリミットサイクルが存在せ
ず、周波数引き込み範囲（プルインレンジ）を十分大き
くする。 【構成】複素乗算器１３は、複素数信号が一方側の入力
であり、他方側がサインまたはコサイン特性のキャリア
入力であり双方の複素数乗算を施す。その出力は位相誤
差検出部１５と位相誤差変換部１６により正弦波位相比
較特性により位相誤差検出される。位相誤差出力はフー
プフィルタ１７で平滑化され数値制御発振器１８の発振
周波数制御へ入力される。数値制御発振器の出力は、デ
ータ変換装置１９においてサインまたはコサイン特性に
変換され前記キャリアとして出力される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば、多相位相変
調方式や直交振幅変調方式などの搬送波再生回路に用い
られるデジタルＰＬＬ（位相同期ループ）回路に関す
る。
調方式や直交振幅変調方式などの搬送波再生回路に用い
られるデジタルＰＬＬ（位相同期ループ）回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】近年、画像情報などの大容量のデジタル
データ伝送に関する研究・実用化が盛んに行われてい
る。デジタルデータ伝送方式としては、多相位相変調方
式や直交振幅変調方式などがある。これらの変調方式に
おいて、変調波から再生波を再生する際、デジタルＰＬ
Ｌの搬送波再生回路を用いて、安定した搬送波を再生す
ることが考えられるている。以下、図４、図５を参照
し、複素数信号を用いた従来のデジタルＰＬＬ回路につ
いて述べる。
データ伝送に関する研究・実用化が盛んに行われてい
る。デジタルデータ伝送方式としては、多相位相変調方
式や直交振幅変調方式などがある。これらの変調方式に
おいて、変調波から再生波を再生する際、デジタルＰＬ
Ｌの搬送波再生回路を用いて、安定した搬送波を再生す
ることが考えられるている。以下、図４、図５を参照
し、複素数信号を用いた従来のデジタルＰＬＬ回路につ
いて述べる。
【０００３】図４（Ａ）は、従来のデジタルＰＬＬ回路
のブロック図を示している。入力端子２０，２１には、
デジタル信号に変換された複素数信号（Ｉ信号、Ｑ信
号）が供給される。Ｉ信号、Ｑ信号は、複素乗算器２２
に入力される。
のブロック図を示している。入力端子２０，２１には、
デジタル信号に変換された複素数信号（Ｉ信号、Ｑ信
号）が供給される。Ｉ信号、Ｑ信号は、複素乗算器２２
に入力される。
【０００４】複素乗算器２２は、一方側に入力されるＩ
信号、Ｑ信号と、他方側に入力されるデータ変換装置２
６からのサイン（ＳＩＮ）、コサイン（ＣＯＳ）特性の
信号とを乗算して位相比較器２３へ出力する。
信号、Ｑ信号と、他方側に入力されるデータ変換装置２
６からのサイン（ＳＩＮ）、コサイン（ＣＯＳ）特性の
信号とを乗算して位相比較器２３へ出力する。
【０００５】位相比較器２３は、位相比較器２３の乗算
結果の実数部及び虚数部からＴＡＮ特性を得、この逆特
性（ＴＡＮ-1）から位相を検出している。そして、検出
された位相と所定の位相との位相差を求め、この位相差
に比例した位相誤差信号をＰＬＬループフィルタ２４へ
出力する。なお位相差信号は、復調信号として利用され
るもので、データ復調部（図示せず）へ供給される。Ｐ
ＬＬループフィルタ２４は、位相誤差信号を平滑化して
制御信号を得、数値制御発振器２５に供給する。数値制
御発振器２５は、制御信号に基づいて発振周波数が制御
された位相信号を得、データ変換装置２６へ出力する。
データ変換装置２６は、位相信号を２信号に分配してＳ
ＩＮ、ＣＯＳ特性の信号に変換し、複素乗算器２２の他
方端へ出力する。
結果の実数部及び虚数部からＴＡＮ特性を得、この逆特
性（ＴＡＮ-1）から位相を検出している。そして、検出
された位相と所定の位相との位相差を求め、この位相差
に比例した位相誤差信号をＰＬＬループフィルタ２４へ
出力する。なお位相差信号は、復調信号として利用され
るもので、データ復調部（図示せず）へ供給される。Ｐ
ＬＬループフィルタ２４は、位相誤差信号を平滑化して
制御信号を得、数値制御発振器２５に供給する。数値制
御発振器２５は、制御信号に基づいて発振周波数が制御
された位相信号を得、データ変換装置２６へ出力する。
データ変換装置２６は、位相信号を２信号に分配してＳ
ＩＮ、ＣＯＳ特性の信号に変換し、複素乗算器２２の他
方端へ出力する。
【０００６】上述のように、複素乗算器２２、位相比較
器２３、ＰＬＬループフィルタ２４、数値制御発振器２
５及びデータ変換装置２６を経て複素乗算器２２に戻る
完全デジタル構成のループにより、周波数引き込み及び
位相同期が行われる。
器２３、ＰＬＬループフィルタ２４、数値制御発振器２
５及びデータ変換装置２６を経て複素乗算器２２に戻る
完全デジタル構成のループにより、周波数引き込み及び
位相同期が行われる。
【０００７】ここで、位相比較器２３の位相比較特性に
注目する。位相比較特性は、例えば、同図（Ｂ）に示す
ような鋸歯特性である。つまりＴＡＮ-1特性により検出
される範囲の三角波である。一方、デジタルＰＬＬ回路
の周波数引き込み過程を見ると、その引き込み過程にお
いては、位相比較器２３から出力される位相誤差信号
は、図５（Ａのような鋸歯状の信号をサンプリングした
ものと等しくなる。従って、図５（Ｂ）に示すように位
相誤差信号には、離調周波数Δｆの位相誤差信号をサン
プリング周波数ｆｓでサンプリングすることになり、位
相誤差信号の高調波成分の折り返し成分（点線）が含ま
れる。ここで本来ループフィルタ２４で周波数引き込み
に利用されるべきＤＣ成分をキャンセルする場合、位相
誤差信号の折り返し成分がＤＣ成分として現れ、デジタ
ルＰＬＬはこの時点で周波数引き込みが不可能となり、
周波数差を残したまま安定状態となる。従って、デジタ
ルＰＬＬ回路の位相比較器の位相比較特性が鋸波位相比
較特性の場合は、引き込み動作にリミットサイクルが存
在し、周波数引き込み過程を経て位相同期を確立させる
ことができない。
注目する。位相比較特性は、例えば、同図（Ｂ）に示す
ような鋸歯特性である。つまりＴＡＮ-1特性により検出
される範囲の三角波である。一方、デジタルＰＬＬ回路
の周波数引き込み過程を見ると、その引き込み過程にお
いては、位相比較器２３から出力される位相誤差信号
は、図５（Ａのような鋸歯状の信号をサンプリングした
ものと等しくなる。従って、図５（Ｂ）に示すように位
相誤差信号には、離調周波数Δｆの位相誤差信号をサン
プリング周波数ｆｓでサンプリングすることになり、位
相誤差信号の高調波成分の折り返し成分（点線）が含ま
れる。ここで本来ループフィルタ２４で周波数引き込み
に利用されるべきＤＣ成分をキャンセルする場合、位相
誤差信号の折り返し成分がＤＣ成分として現れ、デジタ
ルＰＬＬはこの時点で周波数引き込みが不可能となり、
周波数差を残したまま安定状態となる。従って、デジタ
ルＰＬＬ回路の位相比較器の位相比較特性が鋸波位相比
較特性の場合は、引き込み動作にリミットサイクルが存
在し、周波数引き込み過程を経て位相同期を確立させる
ことができない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記したように複数表
現の信号をデジタル入力とするデジタルＰＬＬ回路にお
いて、その位相比較器の位相比較特性が鋸波位相比較特
性の場合、位相誤差信号の折り返し成分によるリミット
サイクルが存在するために、周波数引き込み範囲が限定
されるという問題がある。
現の信号をデジタル入力とするデジタルＰＬＬ回路にお
いて、その位相比較器の位相比較特性が鋸波位相比較特
性の場合、位相誤差信号の折り返し成分によるリミット
サイクルが存在するために、周波数引き込み範囲が限定
されるという問題がある。
【０００９】そこでこの発明は、位相誤差信号の折り返
し成分を発生させることなく、折り返し成分によるリミ
ットサイクルが存在しないようにようにし、周波数引き
込み範囲（プルインレンジ）が十分大きいデジタルＰＬ
Ｌ回路を提供することを目的とする。
し成分を発生させることなく、折り返し成分によるリミ
ットサイクルが存在しないようにようにし、周波数引き
込み範囲（プルインレンジ）が十分大きいデジタルＰＬ
Ｌ回路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明は、複素数表現
の信号を入力とするデジタルＰＬＬ回路において、前記
複素数信号を一方側の入力とし、他方側をサインまたは
コサイン特性のキャリア入力とし、一方側と他方側の入
力との複素数乗算を施す複素数乗算手段と、この複素数
乗算手段の出力から正弦波位相比較特性により位相誤差
検出を行う位相誤差検出手段と、この位相誤差検出手段
からの位相誤差を出力を平滑化するフープフィルタ手段
と、このループフィルタ手段の出力で発振周波数が制御
される数値制御発振手段と、この数値制御発振手段の出
力をサインまたはコサイン特性に変換して前記キャリア
として出力する手段とを備えるものである。
の信号を入力とするデジタルＰＬＬ回路において、前記
複素数信号を一方側の入力とし、他方側をサインまたは
コサイン特性のキャリア入力とし、一方側と他方側の入
力との複素数乗算を施す複素数乗算手段と、この複素数
乗算手段の出力から正弦波位相比較特性により位相誤差
検出を行う位相誤差検出手段と、この位相誤差検出手段
からの位相誤差を出力を平滑化するフープフィルタ手段
と、このループフィルタ手段の出力で発振周波数が制御
される数値制御発振手段と、この数値制御発振手段の出
力をサインまたはコサイン特性に変換して前記キャリア
として出力する手段とを備えるものである。
【００１１】
【作用】上記の手段により、位相比較特性が正弦波特性
であるために、高調波がなく位相誤差信号にサンプリン
グによる折り返し成分がない。よって折り返し成分によ
るリミットサイクルが存在しないので周波数引き込み範
囲が限定される広帯域のプルインレンジを持つデジタル
ＰＬＬ回路を実現できる。
であるために、高調波がなく位相誤差信号にサンプリン
グによる折り返し成分がない。よって折り返し成分によ
るリミットサイクルが存在しないので周波数引き込み範
囲が限定される広帯域のプルインレンジを持つデジタル
ＰＬＬ回路を実現できる。
【００１２】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して説
明する。
明する。
【００１３】図１はこの発明の一実施例であり、複素数
信号を入力するデジタルＰＬＬ回路のブロックを示して
る。入力端子１１、１２には、デジタル信号に変換され
た複素数信号（Ｉ信号、Ｑ信号）が供給される。Ｉ信
号、Ｑ信号は、複素乗算器１３に入力される。
信号を入力するデジタルＰＬＬ回路のブロックを示して
る。入力端子１１、１２には、デジタル信号に変換され
た複素数信号（Ｉ信号、Ｑ信号）が供給される。Ｉ信
号、Ｑ信号は、複素乗算器１３に入力される。
【００１４】複素乗算器１３は、一方側に入力されるＩ
信号、Ｑ信号と、他方側に入力されるデータ変換装置１
９からのサイン（ＳＩＮ）、コサイン（ＣＯＳ）特性の
信号とを乗算して位相比較器１４へ出力する。
信号、Ｑ信号と、他方側に入力されるデータ変換装置１
９からのサイン（ＳＩＮ）、コサイン（ＣＯＳ）特性の
信号とを乗算して位相比較器１４へ出力する。
【００１５】位相比較器１４の位相差検出部１５は、乗
算結果の実数部及び虚数部からＴＡＮ特性を得、この逆
特性（ＴＡＮ-1）から位相を検出している。そしてこの
位相と所定の位相との位相差を検出し位相差信号を得て
いる。この位相誤差検出部１５の出力は、位相誤差変換
部１６に入力される。この位相誤差変換部１６は、入力
した位相差信号を正弦波特性の位相誤差信号に変換す
る。この位相誤差信号はＰＬＬループフィルタ１７へ供
給される。なお位相差信号は、復調信号として利用され
るもので、データ復調部（図示せず）へ供給される。Ｐ
ＬＬループフィルタ１７は、位相誤差信号を平滑化して
制御信号を得、数値制御発振器１８に供給する。数値制
御発振器１８は、制御信号に基づいて発振周波数が制御
された位相信号を得、データ変換装置１９へ供給する。
データ変換装置１９は、位相信号を２信号に分配してＳ
ＩＮ、ＣＯＳ特性の信号に変換し、複素乗算器１３の他
方端へ出力する。
算結果の実数部及び虚数部からＴＡＮ特性を得、この逆
特性（ＴＡＮ-1）から位相を検出している。そしてこの
位相と所定の位相との位相差を検出し位相差信号を得て
いる。この位相誤差検出部１５の出力は、位相誤差変換
部１６に入力される。この位相誤差変換部１６は、入力
した位相差信号を正弦波特性の位相誤差信号に変換す
る。この位相誤差信号はＰＬＬループフィルタ１７へ供
給される。なお位相差信号は、復調信号として利用され
るもので、データ復調部（図示せず）へ供給される。Ｐ
ＬＬループフィルタ１７は、位相誤差信号を平滑化して
制御信号を得、数値制御発振器１８に供給する。数値制
御発振器１８は、制御信号に基づいて発振周波数が制御
された位相信号を得、データ変換装置１９へ供給する。
データ変換装置１９は、位相信号を２信号に分配してＳ
ＩＮ、ＣＯＳ特性の信号に変換し、複素乗算器１３の他
方端へ出力する。
【００１６】上述のように、複素乗算器１３、位相比較
器１４、ＰＬＬループフィルタ１７、数値制御発振器１
８及びデータ変換装置１９を経て複素乗算器１３に戻る
完全デジタル構成のループにより、周波数引き込み及び
位相同期が行われる。
器１４、ＰＬＬループフィルタ１７、数値制御発振器１
８及びデータ変換装置１９を経て複素乗算器１３に戻る
完全デジタル構成のループにより、周波数引き込み及び
位相同期が行われる。
【００１７】ここでこの実施例における位相比較器１４
における位相比較特性を見ると、図２（Ａ）に実線で示
すように正弦波位相比較特性となっており、周波数引き
込み過程においては位相比較器１４から出力される位相
誤差信号は、同図（Ｂ）に示すように正弦波特性の信号
をサンプリングしたものと等しくなり、サンプリングに
よる折り返し成分が存在しない。従来であると鋸歯状の
位相比較特性であるために周波数の高い成分があり高調
波が生じ折り返し成分が生じた。この結果、従来の如く
折り返し成分によるリミットサイクルが存在しない。よ
ってＰＬＬループフィルタ１７において不要なＤＣ成分
も現れない。
における位相比較特性を見ると、図２（Ａ）に実線で示
すように正弦波位相比較特性となっており、周波数引き
込み過程においては位相比較器１４から出力される位相
誤差信号は、同図（Ｂ）に示すように正弦波特性の信号
をサンプリングしたものと等しくなり、サンプリングに
よる折り返し成分が存在しない。従来であると鋸歯状の
位相比較特性であるために周波数の高い成分があり高調
波が生じ折り返し成分が生じた。この結果、従来の如く
折り返し成分によるリミットサイクルが存在しない。よ
ってＰＬＬループフィルタ１７において不要なＤＣ成分
も現れない。
【００１８】以上のデジタルＰＬＬによる巡回ループ
は、完全デジタル構成であり、ループフィルタ１７が完
全積分系を含む構成であれば、原理的には無限大の周波
数引き込み範囲を有することになる。この発明は上記の
実施例に限定されるものではない。
は、完全デジタル構成であり、ループフィルタ１７が完
全積分系を含む構成であれば、原理的には無限大の周波
数引き込み範囲を有することになる。この発明は上記の
実施例に限定されるものではない。
【００１９】図３はこの発明の他の実施例を示し、図１
の回路と同一機能部分には同一符号を付している。図１
の回路と異なる部分を中心に説明する。複素乗算器１３
の出力は、正弦波位相比較特性の位相比較器３０と鋸波
位相比較特性の位相比較器３１とに並列に入力される。
２つの位相比較器３０、３１でそれぞれ得られた位相誤
差信号は、セレクタ３２に入力される。セレクタ３２の
制御端子には同期判定装置３３からの切換え信号が入力
されている。セレクタ３２は、同期判定装置３３からの
切換え信号により２つの位相比較器３０、３１からのど
ちらかの位相誤差信号を選択し出力する。同期判定装置
３３からの切換え信号は、デジタルＰＬＬが周波数引き
込み過程にあるときは正弦波位相比較特性の位相比較器
３０からの出力をセレクタ３２が選択し、位相同期状態
になると鋸波位相比較特性の位相比較器３１からの出力
をセレクタ３２が選択するように制御する。同期判定装
置３３は、位相誤差信号を入力としＰＬＬの位相同期状
態を監視し、同期引き込み過程と同期状態を判定してい
る。従って、ＰＬＬが周波数引き込み状態にあるときは
正弦波位相比較特性の位相比較器３０が選択されるの
で、従来のような折り返し成分によるリミットサイクル
が存在せず、広帯域のプルレンジを有するＰＬＬ回路と
して動作し、位相同期状態になると鋸波位相比較特性の
位相比較器３１が動作し、正弦波位相比較特性により動
作している場合よりもＰＬＬの雑音に対する位相マージ
ンを大きくすることができる。この他にもこの発明はそ
の要しを逸脱しない範囲で種々様々な変形実施が可能で
あることは勿論である。
の回路と同一機能部分には同一符号を付している。図１
の回路と異なる部分を中心に説明する。複素乗算器１３
の出力は、正弦波位相比較特性の位相比較器３０と鋸波
位相比較特性の位相比較器３１とに並列に入力される。
２つの位相比較器３０、３１でそれぞれ得られた位相誤
差信号は、セレクタ３２に入力される。セレクタ３２の
制御端子には同期判定装置３３からの切換え信号が入力
されている。セレクタ３２は、同期判定装置３３からの
切換え信号により２つの位相比較器３０、３１からのど
ちらかの位相誤差信号を選択し出力する。同期判定装置
３３からの切換え信号は、デジタルＰＬＬが周波数引き
込み過程にあるときは正弦波位相比較特性の位相比較器
３０からの出力をセレクタ３２が選択し、位相同期状態
になると鋸波位相比較特性の位相比較器３１からの出力
をセレクタ３２が選択するように制御する。同期判定装
置３３は、位相誤差信号を入力としＰＬＬの位相同期状
態を監視し、同期引き込み過程と同期状態を判定してい
る。従って、ＰＬＬが周波数引き込み状態にあるときは
正弦波位相比較特性の位相比較器３０が選択されるの
で、従来のような折り返し成分によるリミットサイクル
が存在せず、広帯域のプルレンジを有するＰＬＬ回路と
して動作し、位相同期状態になると鋸波位相比較特性の
位相比較器３１が動作し、正弦波位相比較特性により動
作している場合よりもＰＬＬの雑音に対する位相マージ
ンを大きくすることができる。この他にもこの発明はそ
の要しを逸脱しない範囲で種々様々な変形実施が可能で
あることは勿論である。
【００２０】このように複素表現の信号を入力とするデ
ジタルＰＬＬにおいて周波数引き込み状態では正弦波位
相比較特性の位相比較器を作動させることによりサンプ
リングによる折り返し成分の原因によるリミットサイク
ルをなくすことができ、広帯域のプルインレンジのＰＬ
Ｌを実現できる。また位相同期状態に落ち着いたら鋸波
位相比較特性の動作に切換えることにより雑音に対する
位相マージンを正弦波位相比較特性により動作している
ときよりも大きくすることができる。
ジタルＰＬＬにおいて周波数引き込み状態では正弦波位
相比較特性の位相比較器を作動させることによりサンプ
リングによる折り返し成分の原因によるリミットサイク
ルをなくすことができ、広帯域のプルインレンジのＰＬ
Ｌを実現できる。また位相同期状態に落ち着いたら鋸波
位相比較特性の動作に切換えることにより雑音に対する
位相マージンを正弦波位相比較特性により動作している
ときよりも大きくすることができる。
【００２１】
【発明の効果】上記したようにこの発明によると、位相
誤差信号の折り返し成分を発生させることなく、折り返
し成分によるリミットサイクルが存在せず、周波数引き
込み範囲（プルインレンジ）を十分大きくすることがで
きる。
誤差信号の折り返し成分を発生させることなく、折り返
し成分によるリミットサイクルが存在せず、周波数引き
込み範囲（プルインレンジ）を十分大きくすることがで
きる。
【図１】この発明の一実施例を示す回路図。
【図２】図１の回路の動作を説明する為に示した位相誤
差信号及び位相比較出力の説明図。
差信号及び位相比較出力の説明図。
【図３】この発明の他の実施例を示す回路図。
【図４】従来のデジタルＰＬＬ回路及びその位相比較特
性の説明図。
性の説明図。
【図５】従来のデジタルＰＬＬ回路の問題点を説明する
ために示した位相誤差信号説明図。
ために示した位相誤差信号説明図。
１３…複素乗算器、１４…位相比較器、１５…位相差検
出部、１６…位相誤差変換部、１７…ループフィルタ、
１８…数値制御発振器、１９…データ変換装置、３０、
３１…位相比較器、３２…セレクタ、３３…同期判定装
置。
出部、１６…位相誤差変換部、１７…ループフィルタ、
１８…数値制御発振器、１９…データ変換装置、３０、
３１…位相比較器、３２…セレクタ、３３…同期判定装
置。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小松 進 東京都港区新橋３丁目３番９号 東芝エ ー・ブイ・イー株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 複素数表現の信号を入力とするデジタル
ＰＬＬ回路において、 前記複素数信号を一方側の入力とし、他方側をサインま
たはコサイン特性のキャリア入力とし、一方側と他方側
の入力との複素数乗算を施す複素乗算手段と、 前記複素乗算手段の出力から正弦波位相比較特性により
位相誤差検出を行う位相誤差検出手段と、 前記位相誤差検出手段からの位相誤差を出力を平滑化す
るフープフィルタ手段と、 前記ループフィルタ手段の出力で発振周波数が制御され
る数値制御発振手段と、 前記数値制御発振手段の出力をサインまたはコサイン特
性に変換して前記キャリアとして出力する手段とを具備
したことを特徴とするデジタルＰＬＬ回路。 - 【請求項２】前記位相誤差検出手段は、前記複素乗算手
段の出力の実数部と虚数部からタンジェントの逆特性で
位相を検出し、この出力をサイン変換する手段で実現さ
れていることを特徴とする請求項１記載のデジタルＰＬ
Ｌ回路。 - 【請求項３】 複素数表現の信号を入力とするデジタル
ＰＬＬ回路において、 前記複素数信号を一方側の入力とし、他方側をサインま
たはコサイン特性のキャリア入力とし、一方側と他方側
の入力との複素数乗算を施す複素乗算手段と、 正弦波位相比較特性または線形位相比較特性のいずれか
に切り替わることが可能であり、その切換え状態で前記
複素乗算手段の出力から位相誤差検出を行う位相誤差検
出手段と、 前記位相誤差検出手段からの位相誤差を出力を平滑化す
るフープフィルタ手段と、 前記ループフィルタ手段の出力で発振周波数が制御され
る数値制御発振手段と、 前記数値制御発振手段の出力をサインまたはコサイン特
性に変換して前記キャリアとして出力する手段と前記位
相誤差検出手段の出力を用いて位相同期確立状態か周波
数引き込み状態か監視する同期判定手段と、 前記同期判定手段が周波数引き込み状態を判定している
ときは、前記位相誤差検出手段を正弦波位相比較特性に
切換え、同期確立状態を判定しているときは前記位相誤
差手段を線形位相比較特性に切換える手段とを具備した
ことを特徴とするデジタルＰＬＬ回路。
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|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|
| JP03197788A JP3137370B2 (ja) | 1991-08-07 | 1991-08-07 | デジタルｐｌｌ回路 |
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| JP3137370B2 JP3137370B2 (ja) | 2001-02-19 |
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- 1991-08-07 JP JP03197788A patent/JP3137370B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-08-04 EP EP19920307120 patent/EP0527034A3/en not_active Withdrawn
- 1992-08-06 KR KR1019920014080A patent/KR960000154B1/ko not_active IP Right Cessation
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| EP0527034A3 (en) | 1993-08-11 |
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