JPH05291850A - Differential amplifier circuit - Google Patents
Differential amplifier circuitInfo
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- JPH05291850A JPH05291850A JP12002592A JP12002592A JPH05291850A JP H05291850 A JPH05291850 A JP H05291850A JP 12002592 A JP12002592 A JP 12002592A JP 12002592 A JP12002592 A JP 12002592A JP H05291850 A JPH05291850 A JP H05291850A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、差動増幅回路に係り、
特にMOSトランジスタで構成される差動増幅回路に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a differential amplifier circuit,
In particular, it relates to a differential amplifier circuit composed of MOS transistors.
【0002】[0002]
【従来の技術】MOSトランジスタで差動増幅回路を構
成する場合、トランスコンダクタンスの直線性が問題と
なるが、この直線性を改善した差動増幅回路としては、
従来、例えば図11や図12、図13に示すものが知られてい
る。これらは、以下に示す文献に詳記されているので参
照されたし。2. Description of the Related Art When a differential amplifier circuit is composed of MOS transistors, the linearity of transconductance becomes a problem. As a differential amplifier circuit with improved linearity,
Conventionally, for example, those shown in FIGS. 11, 12, and 13 are known. These are referred to because they are described in detail in the following documents.
【0003】図11:A.Nedungadi and T.R.Viswanathan
“Design of Linear CMOS Transco-nductance Element
s”IEEE TRANSACTION ON CIRCUITS AND SYSTEMS, VOL,C
AS-31,NO.10,pp.891-894,OCTOBER 1984.FIG. 11: A. Nedungadi and TR Viswanathan
“Design of Linear CMOS Transco-nductance Element
s ”IEEE TRANSACTION ON CIRCUITS AND SYSTEMS, VOL, C
AS-31, NO.10, pp.891-894, OCTOBER 1984.
【0004】図12:Zhenhua Wang and Walter Guggenbu
hl“A Voltage-Controllable Line-ar MOS Transconduc
tor Using Bias Offset Technique ”IEEE JOURNAL OF
SOL-ID-STATE CIRCUITS,VOL.25,NO.1,PP.315-317,FEBRU
ARY 1990.Figure 12: Zhenhua Wang and Walter Guggenbu
hl “A Voltage-Controllable Line-ar MOS Transconduc
tor Using Bias Offset Technique ”IEEE JOURNAL OF
SOL-ID-STATE CIRCUITS, VOL.25, NO.1, PP.315-317, FEBRU
ARY 1990.
【0005】図13:Francois Krummenacher and Norber
t Joehl “A 4-MHz CMOS Continuo-us-Time Filter wit
h On-Chip Automatic Tuning”IEEE JOURNAL OF SOLID-
STA-TE CIRCUITS,V0L.23,NO.3 pp.750-758,JUNE 1988.FIG. 13: Francois Krummenacher and Norber
t Joehl “A 4-MHz CMOS Continuo-us-Time Filter wit
h On-Chip Automatic Tuning ”IEEE JOURNAL OF SOLID-
STA-TE CIRCUITS, V0L.23, NO.3 pp.750-758, JUNE 1988.
【0006】[0006]
【発明が解決しようとする課題】しかし、これらトラン
スコンダクタンスの直線性を改善した従来の差動増幅回
路では、回路規模が増大するという問題がある。However, the conventional differential amplifier circuit in which the linearity of the transconductance is improved has a problem that the circuit scale increases.
【0007】本発明の目的は、回路規模を増大させずに
トランスコンダクタンスの直線性を改善できる新規構成
の差動増幅回路を提供することにある。An object of the present invention is to provide a differential amplifier circuit having a novel structure which can improve the transconductance linearity without increasing the circuit scale.
【0008】[0008]
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
本発明の差動増幅回路は次の如き構成を有する。即ち、
第1発明の差動増幅回路は、2組の差動対で構成され;
差動入力対が、一方の差動対におけるFET(MOS
トランジスタ)対の一方のFETと他方の差動対におけ
るFET対の他方のFETとのゲート同士及び一方の差
動対におけるFET対の他方のFETと他方の差動対に
おけるFET対の一方のFETとのゲート同士をそれぞ
れ共通接続して構成され; 差動出力対が、各差動対に
おけるFET対の一方のFETのドレイン同士及び他方
のFETのドレイン同士をそれぞれ共通接続して構成さ
れる; ことを特徴とするものである。In order to achieve the above object, the differential amplifier circuit of the present invention has the following configuration. That is,
The differential amplifier circuit of the first invention is composed of two differential pairs;
The differential input pair is the FET (MOS
Transistor) pair of FETs and the other differential pair of FETs and the other FET of the pair of gates, and the other differential pair of FETs of the other pair of FETs and the other differential pair of FETs of the other pair of FETs And the gates of and are commonly connected to each other; and the differential output pair is configured by commonly connecting the drains of one FET of the FET pair and the drains of the other FET of each differential pair; It is characterized by that.
【0009】また、第2発明の差動増幅回路は、N個
(N≧3)の差動対で構成され; 差動入力対が、各差
動対におけるFET(MOSトランジスタ)対の一方の
FETのゲート同士及び他方のFETのゲート同士をそ
れぞれ共通接続して構成され;差動出力対が、少なくと
も1つのFET対の他方のFETと残余のFET対の一
方のFETとのドレイン同士及びその少なくとも1つの
FET対の一方のFETと残余のFET対の他方のFE
Tとのドレイン同士をそれぞれ共通接続して構成され
る; ことを特徴とするものである。The differential amplifier circuit of the second invention is composed of N (N ≧ 3) differential pairs; one differential input pair is one of FET (MOS transistor) pairs in each differential pair. The gates of the FETs and the gates of the other FETs are commonly connected to each other; and the differential output pair includes drains of the other FET of at least one FET pair and one FET of the remaining FET pair, and One FET of at least one FET pair and the other FE of the remaining FET pair
The drains of T and T are commonly connected to each other; respectively.
【0010】[0010]
【作用】次に、前記の如く構成される本発明の差動増幅
回路の作用を説明する。本発明では、2組の差動対(第
1発明)または3組以上の差動対(第2発明)をそのF
ET対相互間の入出力を所定の関係で接続してある。従
って、特別の付加回路を要せずに構成できるので、回路
規模を増大させることなくトランスコンダクタンスの直
線性を改善できる差動増幅回路を提供できる。Next, the operation of the differential amplifier circuit of the present invention constructed as above will be described. In the present invention, two sets of differential pairs (first invention) or three or more sets of differential pairs (second invention) are used.
Input and output between the ET pairs are connected in a predetermined relationship. Therefore, since it can be configured without requiring a special additional circuit, it is possible to provide a differential amplifier circuit capable of improving the linearity of transconductance without increasing the circuit scale.
【0011】[0011]
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図1は、本発明の第1実施例に係る差動増幅回路
を示す。この差動増幅回路は、2つの差動対、即ち、
(M1、M2)のトランジスタ対及びこれを駆動する定
電流源1(値I0)を備える差動対と、(M3、M4)の
トランジスタ対及びこれを駆動する定電流源2(値a×
I0)を備える差動対とを中心に構成される。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a differential amplifier circuit according to the first embodiment of the present invention. This differential amplifier circuit has two differential pairs, namely
A differential pair including a transistor pair (M1, M2) and a constant current source 1 (value I 0 ) for driving the transistor pair, and a transistor pair (M3, M4) and a constant current source 2 (value a × for driving the transistor pair).
And a differential pair including I 0 ).
【0012】ここに、トランジスタのトランスコンダク
タンスパラメータβは、モビリティμ、単位面積当たり
のゲート酸化膜容量COX、ゲート幅W及びゲート長Lを
用いて数式1と表せるが、トランジスタ対(M1、M
2)のそれを1とすると、トランジスタ対(M3、M
4)ではb倍となっている。なお、定数aと同bは同時
に1となることはないが、a≦1、b≦1である。Here, the transconductance parameter β of the transistor can be expressed as Formula 1 using the mobility μ, the gate oxide film capacitance C OX per unit area, the gate width W, and the gate length L, but the transistor pair (M1, M
If it is 1 in 2), the transistor pair (M3, M
In 4), it is b times. The constants a and b do not become 1 at the same time, but a ≦ 1 and b ≦ 1.
【0013】[0013]
【数1】β=μCOX(W/L)(1/2)[Equation 1] β = μC OX (W / L) (1/2)
【0014】電圧Vinが印加される差動入力対は、2つ
のトランジスタ対の相互間において、一方のトランジス
タM1と他方のトランジスタM4のゲート同士及び他方
のトランジスタM2と一方のトランジスタM3のゲート
同士をそれぞれ共通接続して構成される。また、差動出
力対は、2つのトランジスタ対の相互間において、一方
のトランジスタM1と同M3のドレイン同士及び他方の
トランジスタM2と同M4のドレイン同士をそれぞれ共
通接続して構成される。The differential input pair to which the voltage V in is applied is such that, between two transistor pairs, the gates of one transistor M1 and the other transistor M4 and the gates of the other transistor M2 and one transistor M3 are connected. Are commonly connected. Further, the differential output pair is configured by commonly connecting the drains of the transistors M1 and M3 on one side and the drains of the transistors M2 and M4 on the other side between the two transistor pairs.
【0015】以上の構成において、飽和領域で動作して
いるとすると、M1のドレイン電流Id1は数式2、M2
のドレイン電流Id2は数式3、M3のドレイン電流Id3
は数式4、M4のドレイン電流Id4は数式5となる。In the above configuration, assuming that the device operates in the saturation region, the drain current I d1 of M1 is given by the following equation (2), M2
Drain current I d2 of Equation 3 is the drain current I d3 of M3
Is given by Equation 4, and the drain current I d4 of M4 is given by Equation 5.
【0016】[0016]
【数2】Id1=β(VGS1 −VT)2 ## EQU2 ## I d1 = β (V GS1 −V T ) 2
【0017】[0017]
【数3】Id2=β(VGS2 −VT)2 ## EQU00003 ## I d2 = β (V GS2- V T ) 2
【0018】[0018]
【数4】Id3=bβ(VGS3 −VT)2 (4) I d3 = bβ (V GS3 −V T ) 2
【0019】[0019]
【数5】Id4=bβ(VGS4 −VT)2 ## EQU5 ## I d4 = bβ (V GS4- V T ) 2
【0020】ここで、VT はスレッショルド電圧、V
GSi はゲート・ソース間電圧である。Here, V T is a threshold voltage, V T
GSi is the gate-source voltage.
【0021】また、定電流源1の値I0 は数式6、定電
流源2の値aI0 は数式7、入力電圧Vinは各差動対の
トランジスタ相互間のゲート・ソース間電圧の差に等し
く数式8である。The value I 0 of the constant current source 1 is the equation 6, the value aI 0 of the constant current source 2 is the equation 7, and the input voltage V in is the gate-source voltage difference between the transistors of each differential pair. Equation 8 is equal to
【0022】[0022]
【数6】I0 =Id1+Id2 [Equation 6] I 0 = I d1 + I d2
【0023】[0023]
【数7】aI0 =Id3+Id4 [Formula 7] aI 0 = I d3 + I d4
【0024】[0024]
【数8】Vin=VGS1 −VGS2 =VGS4 −VGS3 [ Equation 8] V in = V GS1 −V GS2 = V GS4 −V GS3
【0025】そして、数式1〜同8から、トランジスタ
M1と同M2のドレイン電流の差電流ΔI1 は数式9、
トランジスタM3と同M4のドレイン電流の差電流ΔI
2 は数式10となる。なお、数式10において、β′は
数式11、I0 ′は数式12としてある。From Equations 1 to 8, the difference current ΔI 1 between the drain currents of the transistors M1 and M2 is given by Equation 9,
Difference current ΔI between drain currents of the transistors M3 and M4
2 becomes Equation 10. In Equation 10, β ′ is Equation 11, and I 0 ′ is Equation 12.
【0026】[0026]
【数9】 [Equation 9]
【0027】[0027]
【数10】 [Equation 10]
【0028】[0028]
【数11】β′=bβ## EQU11 ## β '= bβ
【0029】[0029]
【数12】I0 ′=aI0 ## EQU12 ## I 0 ′ = aI 0
【0030】従って、当該差動増幅回路の差動出力電流
の差電流ΔIは、数式13となるが、当該差動増幅回路
のコンダクタンスはこの数式11を入力電圧Vinで微分
したものである(数式14)。Therefore, the differential current ΔI of the differential output current of the differential amplifier circuit is given by the equation 13, and the conductance of the differential amplifier circuit is obtained by differentiating the equation 11 by the input voltage V in ( Equation 14).
【0031】[0031]
【数13】ΔI=ΔI1 +ΔI2 Equation 13 ΔI = ΔI 1 + ΔI 2
【0032】[0032]
【数14】 [Equation 14]
【0033】ここで、ΔI1 及びΔI2 の微係数が0と
ならない入力電圧範囲は数式15または同16となる
が、数式15に示す入力電圧範囲ではΔI1 は数式17
で近似でき、同様に数式16に示す入力電圧範囲ではΔ
I2 は数式18で近似できるので、数式14は数式19
で近似できる。Here, the input voltage range in which the differential coefficients of ΔI 1 and ΔI 2 do not become 0 is Equation 15 or Equation 16, and in the input voltage range shown in Equation 15, ΔI 1 is Equation 17
In the input voltage range shown in Equation 16, Δ
Since I 2 can be approximated by Formula 18, Formula 14 is Formula 19
Can be approximated by
【0034】[0034]
【数15】│Vin│≦I0 /β[Equation 15] | V in | ≦ I 0 / β
【0035】[0035]
【数16】│Vin│≦I0 ′/β′[Equation 16] | V in | ≦ I 0 ′ / β ′
【0036】[0036]
【数17】 [Equation 17]
【0037】[0037]
【数18】 [Equation 18]
【0038】[0038]
【数19】 [Formula 19]
【0039】数式19が直線となるためには、Vin 2 の
項が0であれば良いので、数式11及び数式12のよう
に設定したa、bの関係は数式20を満たせば良いこと
になる。In order for Equation 19 to be a straight line, the term V in 2 needs to be 0. Therefore, the relationship between a and b set in Equations 11 and 12 should satisfy Equation 20. Become.
【0040】[0040]
【数20】b√b=√a[Expression 20] b√b = √a
【0041】従って、数式20が成立するようにI
0 ′、β′の比を選べば、近似式においてトランスコン
ダクタンスを直線にできる。図2は、a、bの値を種々
変更した場合のトランスコンダクタンスを示す。この図
2から、トランスコンダクタンスをVin=0の値に対し
て±6%程度まで許容すれば、トランスコンダクタンス
が0でない動作入力電圧範囲に対して約0.9程度まで
利用できることが分かる。Therefore, the I
0 ', beta' be selected ratios of, possible transconductance linearity in approximation. FIG. 2 shows transconductances when various values of a and b are changed. From FIG. 2, it is understood that if the transconductance is allowed up to about ± 6% with respect to the value of V in = 0, about 0.9 can be used for the operating input voltage range where the transconductance is not zero.
【0042】次に、図3は、本発明の第2実施例に係る
差動増幅回路を示す。この第2実施例回路は、3つの差
動対、即ち、(M1、M2)のトランジスタ対及びこれ
を駆動する定電流源1(値I0)を備える差動対と、(M
3、M4)のトランジスタ対及びこれを駆動する定電流
源2(値a×I0)を備える差動対と、(M5、M6)の
トランジスタ対及びこれを駆動する定電流源3(値a′
×I0)を備える差動対とを中心に構成される。なお、
(M1、M2)(M3、M4)(M5、M6)の3つの
トランジスタ対相互間でのコンダクタンスパラメータβ
の比は、(M1、M2):(M3、M4):(M5、M
6)=1:b:b′となっている。Next, FIG. 3 shows a differential amplifier circuit according to the second embodiment of the present invention. The circuit of the second embodiment includes three differential pairs, that is, a differential pair including a transistor pair of (M1, M2) and a constant current source 1 (value I 0 ) for driving the transistor pair, and
3, a pair of transistors M4) and a constant current source 2 (value a × I 0 ) for driving the transistor pair, and a pair of transistors (M5, M6) and a constant current source 3 (value a) for driving the transistor pair. ′
X I 0 ) and a differential pair. In addition,
Conductance parameter β between three transistor pairs of (M1, M2) (M3, M4) (M5, M6)
The ratio of (M1, M2): (M3, M4): (M5, M
6) = 1: b: b '.
【0043】図3において、入力電圧Vinが印加される
差動入力対は、3つのトランジスタ対相互間において、
一方のトランジスタ(M1とM3とM5)のゲート同士
及び他方のトランジスタ(M2とM4とM6)のゲート
同士をそれぞれ共通接続して構成される。In FIG. 3, the differential input pair to which the input voltage V in is applied is defined as follows:
The gates of one transistor (M1, M3, and M5) and the gates of the other transistor (M2, M4, and M6) are commonly connected to each other.
【0044】また、差動出力対は、3つのトランジスタ
対相互間において、1つのトランジスタ対(M1、M
2)の一方のトランジスタM1と残余のトランジスタ対
(M3、M4)(M5、M6)の他方トランジスタ(M
4とM6)とのドレイン同士及び1つのトランジスタ対
(M1、M2)の他方のトランジスタM2と残余のトラ
ンジスタ対(M3、M4)(M5、M6)の一方トラン
ジスタ(M3とM5)とのドレイン同士をそれぞれ共通
接続して構成される。Further, the differential output pair includes one transistor pair (M1, M1) between the three transistor pairs.
2) One transistor M1 and the other transistor (M3, M4) (M5, M6) of the remaining transistor pair (M3, M4)
4 and M6) and one transistor pair (M1, M2) and the other transistor M2 and the remaining transistor pair (M3, M4) (M5, M6) one transistor (M3 and M5) drains Are commonly connected.
【0045】以上の構成において、前述と同様の手順に
より、トランジスタ対(M1、M2)のドレイン電流の
差電流ΔI1 は数式21、トランジスタ対(M3、M
4)のドレイン電流の差電流ΔI2 は数式22、トラン
ジスタ対(M5、M6)のドレイン電流の差電流ΔI3
は数式23となるので、差動出力電流ΔIは数式24と
なる。In the above structure, the difference current ΔI 1 of the drain currents of the transistor pair (M1, M2) is calculated by the equation 21 and the transistor pair (M3, M) by the same procedure as described above.
The difference current ΔI 2 of the drain current of 4) is the formula 22 and the difference current ΔI 3 of the drain current of the transistor pair (M5, M6).
Is expressed by Expression 23, the differential output current ΔI is calculated by Expression 24.
【0046】[0046]
【数21】 [Equation 21]
【0047】[0047]
【数22】 [Equation 22]
【0048】[0048]
【数23】 [Equation 23]
【0049】[0049]
【数24】 [Equation 24]
【0050】そして、数式24において、トランスコン
ダクタンスが直線となるようにするため、Vinの3乗の
項の係数を0とおいて、a、b、a′、b′の関係を求
めると数式25となり、この第2実施例回路のトランス
コンダクタンス特性は図4に示すようになる。In order to make the transconductance a straight line in the equation 24, the coefficient of the term of the cube of V in is set to 0, and the relationship of a, b, a ', b'is obtained. Thus, the transconductance characteristic of the second embodiment circuit is as shown in FIG.
【0051】[0051]
【数25】 [Equation 25]
【0052】次に、図5は、本発明の第3実施例に係る
差動増幅回路を示す。この第3実施例回路は、前記第2
実施例回路において差動出力対の形成方法を変更しての
ものである。即ち、差動出力対は、(M1、M2)(M
3、M4)(M5、M6)の3つのトランジスタ対相互
間において、1つのトランジスタ対(M5、M6)の他
方のトランジスタM6と残余のトランジスタ対(M1、
M2)(M3、M4)の一方のトランジスタ(M1とM
3)とのドレイン同士及び1つのトランジスタ対(M
5、M6)の一方のトランジスタM5と残余のトランジ
スタ対(M1、M2)(M3、M4)の他方トランジス
タ(M2とM4)とのドレイン同士をそれぞれ共通接続
して構成される。Next, FIG. 5 shows a differential amplifier circuit according to the third embodiment of the present invention. This third embodiment circuit is the same as the second embodiment.
This is a modification of the method of forming the differential output pair in the embodiment circuit. That is, the differential output pair is (M1, M2) (M
3, M4) (M5, M6) among the three transistor pairs, the other transistor M6 of the one transistor pair (M5, M6) and the remaining transistor pair (M1,
M2) (M3, M4) one of the transistors (M1 and M4)
3) drains and one transistor pair (M
5, M6) and the other transistor (M2, M4) of the remaining transistor pair (M1, M2) (M3, M4) are commonly connected to each other.
【0053】回路動作は第2実施例回路と同様であっ
て、そのトランスコンダクタンス特性は図6に示すよう
になる。The circuit operation is similar to that of the second embodiment circuit, and its transconductance characteristic is as shown in FIG.
【0054】次に、図7は、本発明の第4実施例に係る
差動増幅回路を示す。この第4実施例回路は、4つの差
動対、即ち、(M1、M2)のトランジスタ対及びこれ
を駆動する定電流源1(値I0)を備える差動対と、(M
3、M4)のトランジスタ対及びこれを駆動する定電流
源2(値a×I0)を備える差動対と、(M5、M6)の
トランジスタ対及びこれを駆動する定電流源3(値a′
×I0)を備える差動対と、(M7、M8)のトランジス
タ対及びこれを駆動する定電流源4(値a″×I0)を備
える差動対とを中心に構成される。なお、(M1、M
2)(M3、M4)(M5、M6)(M7、M8)の4
つのトランジスタ対相互間でのβの比は、(M1、M
2):(M3、M4):(M5、M6):(M7、M
8)=1:b:b′:b″となっている。Next, FIG. 7 shows a differential amplifier circuit according to the fourth embodiment of the present invention. The circuit according to the fourth embodiment includes four differential pairs, that is, a differential pair including a transistor pair of (M1, M2) and a constant current source 1 (value I 0 ) for driving the transistor pair, and (M
3, a pair of transistors M4) and a constant current source 2 (value a × I 0 ) for driving the transistor pair, and a pair of transistors (M5, M6) and a constant current source 3 (value a) for driving the transistor pair. ′
X I 0 ), and a differential pair including a (M7, M8) transistor pair and a constant current source 4 (value a ″ × I 0 ) for driving the transistor pair. , (M1, M
2) 4 of (M3, M4) (M5, M6) (M7, M8)
The ratio of β between two transistor pairs is (M1, M
2): (M3, M4): (M5, M6): (M7, M
8) = 1: b: b ′: b ″.
【0055】図7において、入力電圧Vinが印加される
差動入力対は、4つのトランジスタ対相互間において、
一方のトランジスタ(M1とM3とM5とM7)のゲー
ト同士及び他方のトランジスタ(M2とM4とM6とM
8)のゲート同士をそれぞれ共通接続して構成される。In FIG. 7, the differential input pair to which the input voltage V in is applied has four transistor pairs, and
The gates of one transistor (M1, M3, M5, and M7) and the other transistor (M2, M4, M6, and M)
8) The gates are commonly connected to each other.
【0056】また、差動出力対は、4つのトランジスタ
対相互間において、(M1、M2)(M5、M6)の2
つのトランジスタ対の一方のトランジスタ(M1とM
5)と(M3、M4)(M7、M8)の2つのトランジ
スタ対の他方のトランジスタ(M4とM8)とのドレイ
ン同士及び(M1、M2)(M5、M6)の2つのトラ
ンジスタ対の他方のトランジスタ(M2とM6)と(M
3、M4)(M7、M8)の2つのトランジスタ対の一
方のトランジスタ(M3とM7)とのドレイン同士をそ
れぞれ共通接続して構成される。In addition, the differential output pair has two (M1, M2) (M5, M6) between four transistor pairs.
One transistor of one transistor pair (M1 and M
5) and (M3, M4) (M7, M8), the drains of the other transistor (M4 and M8) of the two transistor pairs and the other of the two transistor pairs of (M1, M2) (M5, M6). Transistors (M2 and M6) and (M
3, M4) (M7, M8) and one of the transistors (M3 and M7) of the two transistor pairs are commonly connected to each other.
【0057】以上の構成において、追加した差動対にお
けるトランジスタM7、同M8のドレイン電流の差電流
ΔI4 は数式26となるので、当該差動増幅回路の差動
出力電流は数式27となり、これに数式21、同22、
同23及び同26の近似式を代入し、トランスコンダク
タンスが直線となるためにa、b、a′、b′、a″、
b″が満たすべき関係式を求めると数式28となる。こ
の第4実施例回路のトランスコンダクタンス特性は図8
のようになる。In the above configuration, the difference current ΔI 4 of the drain currents of the transistors M7 and M8 in the added differential pair is given by the equation 26, and the differential output current of the differential amplifier circuit is given by the equation 27. Equations 21 and 22,
By substituting the approximate expressions of 23 and 26 and the transconductance becomes a straight line, a, b, a ′, b ′, a ″,
The relational expression that b ″ must satisfy is given by Expression 28. The transconductance characteristic of the circuit of the fourth embodiment is shown in FIG.
become that way.
【0058】[0058]
【数26】 [Equation 26]
【0059】[0059]
【数27】 [Equation 27]
【0060】[0060]
【数28】 [Equation 28]
【0061】次に、図9は、本発明の第5実施例に係る
差動増幅回路を示す。この第5実施例回路は、前記第4
実施例回路において差動出力対の形成方法を変更しての
ものである。即ち、差動出力対は、(M1、M2)(M
3、M4)(M5、M6)(M7、M8)の4つのトラ
ンジスタ対相互間において、(M1、M2)(M7、M
8)の2つのトランジスタ対の一方のトランジスタ(M
1とM7)と(M3、M4)(M5、M6)の2つのト
ランジスタ対の他方のトランジスタ(M4とM6)との
ドレイン同士及び(M1、M2)(M7、M8)の2つ
のトランジスタ対の他方のトランジスタ(M2とM8)
と(M3、M4)(M5、M6)の2つのトランジスタ
対の一方のトランジスタ(M3とM5)とのドレイン同
士をそれぞれ共通接続して構成される。Next, FIG. 9 shows a differential amplifier circuit according to the fifth embodiment of the present invention. This fifth embodiment circuit is the same as the fourth embodiment.
This is a modification of the method of forming the differential output pair in the embodiment circuit. That is, the differential output pair is (M1, M2) (M
3, M4) (M5, M6) (M7, M8) between four transistor pairs (M1, M2) (M7, M
8) one of the two transistor pairs (M)
1 and M7) and (M3, M4) (M5, M6) of the two transistor pairs of the other transistor (M4 and M6) and (M1, M2) (M7, M8) of the two transistor pairs. The other transistor (M2 and M8)
And (M3, M4) (M5, M6), the drains of one of the transistors (M3 and M5) of the two transistor pairs are commonly connected.
【0062】回路動作は第4実施例回路と同様であっ
て、そのトランスコンダクタンス特性は図10に示すよ
うになる。The circuit operation is similar to that of the fourth embodiment circuit, and its transconductance characteristic is as shown in FIG.
【0063】[0063]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の差動増幅
回路によれば、2組の差動対(第1発明)または3組以
上の差動対(第2発明)をそのFET対相互間の入出力
を所定の関係で接続し、特別の付加回路を要せずに構成
できるので、回路規模を増大させることなくトランスコ
ンダクタンスの直線性を改善できる差動増幅回路を提供
できる効果がある。As described above, according to the differential amplifier circuit of the present invention, two pairs of differential pairs (first invention) or three or more pairs of differential pairs (second invention) are used as FET pairs. Since the input and output of each other are connected in a predetermined relationship and can be configured without any special additional circuit, it is possible to provide a differential amplifier circuit that can improve the linearity of transconductance without increasing the circuit scale. is there.
【図1】本発明の第1実施例に係る差動増幅回路の回路
図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a differential amplifier circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図2】第1実施例回路のトランスコンダクタンス特性
図である。FIG. 2 is a transconductance characteristic diagram of the first embodiment circuit.
【図3】本発明の第2実施例に係る差動増幅回路の回路
図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a differential amplifier circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図4】第2実施例回路のトランスコンダクタンス特性
図である。FIG. 4 is a transconductance characteristic diagram of the second embodiment circuit.
【図5】本発明の第3実施例に係る差動増幅回路の回路
図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a differential amplifier circuit according to a third embodiment of the present invention.
【図6】第3実施例回路のトランスコンダクタンス特性
図である。FIG. 6 is a transconductance characteristic diagram of the circuit of the third embodiment.
【図7】本発明の第4実施例に係る差動増幅回路の回路
図である。FIG. 7 is a circuit diagram of a differential amplifier circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
【図8】第4実施例回路のトランスコンダクタンス特性
図である。FIG. 8 is a transconductance characteristic diagram of the fourth embodiment circuit.
【図9】本発明の第5実施例に係る差動増幅回路の回路
図である。FIG. 9 is a circuit diagram of a differential amplifier circuit according to a fifth embodiment of the present invention.
【図10】第5実施例回路のトランスコンダクタンス特
性図である。FIG. 10 is a transconductance characteristic diagram of the fifth embodiment circuit.
【図11】従来の差動増幅回路の回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram of a conventional differential amplifier circuit.
【図12】従来の差動増幅回路の回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram of a conventional differential amplifier circuit.
【図13】従来の差動増幅回路の回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram of a conventional differential amplifier circuit.
1〜4 定電流源 M1〜M8 MOSトランジスタ Vin 入力電圧1 to 4 constant current source M1~M8 MOS transistor V in input voltage
Claims (2)
が、一方の差動対におけるFET(MOSトランジス
タ)対の一方のFETと他方の差動対におけるFET対
の他方のFETとのゲート同士及び一方の差動対におけ
るFET対の他方のFETと他方の差動対におけるFE
T対の一方のFETとのゲート同士をそれぞれ共通接続
して構成され; 差動出力対が、各差動対におけるFE
T対の一方のFETのドレイン同士及び他方のFETの
ドレイン同士をそれぞれ共通接続して構成される; こ
とを特徴とする差動増幅回路。1. A differential input pair is constituted by two differential pairs; a differential input pair is one FET of a FET (MOS transistor) pair in one differential pair and the other FET of a FET pair in the other differential pair. And the FE in the other differential pair and the other FET of the FET pair in the one differential pair
The gates of one of the FETs of the T pair are commonly connected to each other; the differential output pair is an FE in each differential pair.
A differential amplifier circuit, which is configured by connecting drains of one FET of the T pair and drains of the other FET in common.
差動入力対が、各差動対におけるFET(MOSトラン
ジスタ)対の一方のFETのゲート同士及び他方のFE
Tのゲート同士をそれぞれ共通接続して構成され; 差
動出力対が、少なくとも1つのFET対の他方のFET
と残余のFET対の一方のFETとのドレイン同士及び
その少なくとも1つのFET対の一方のFETと残余の
FET対の他方のFETとのドレイン同士をそれぞれ共
通接続して構成される; ことを特徴とする差動増幅回
路。2. Comprised of N (N ≧ 3) differential pairs;
The differential input pair includes the gates of one FET of the FET (MOS transistor) pair in each differential pair and the FE of the other FET.
The gates of T are commonly connected to each other; the differential output pair is the other FET of at least one FET pair
And drains of one of the remaining FET pairs and one of the FETs of the at least one FET pair and the other drains of the remaining FET pair of the pair of FETs are commonly connected, respectively. Differential amplifier circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12002592A JP2914005B2 (en) | 1992-04-14 | 1992-04-14 | Differential amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12002592A JP2914005B2 (en) | 1992-04-14 | 1992-04-14 | Differential amplifier circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05291850A true JPH05291850A (en) | 1993-11-05 |
JP2914005B2 JP2914005B2 (en) | 1999-06-28 |
Family
ID=14776051
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP12002592A Expired - Lifetime JP2914005B2 (en) | 1992-04-14 | 1992-04-14 | Differential amplifier circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2914005B2 (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6927629B2 (en) * | 2000-06-13 | 2005-08-09 | Fujitsu Limited | Differential amplifier having improved balanced and linearity |
KR100736394B1 (en) * | 2005-11-01 | 2007-07-09 | 삼성전자주식회사 | Differential circuit having improved linearity, differential amplifier and mixer circuit comprising the same |
JP2008017058A (en) * | 2006-07-04 | 2008-01-24 | Sharp Corp | Voltage-current conversion circuit, and design method and design system therefor |
-
1992
- 1992-04-14 JP JP12002592A patent/JP2914005B2/en not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US6927629B2 (en) * | 2000-06-13 | 2005-08-09 | Fujitsu Limited | Differential amplifier having improved balanced and linearity |
KR100736394B1 (en) * | 2005-11-01 | 2007-07-09 | 삼성전자주식회사 | Differential circuit having improved linearity, differential amplifier and mixer circuit comprising the same |
JP2008017058A (en) * | 2006-07-04 | 2008-01-24 | Sharp Corp | Voltage-current conversion circuit, and design method and design system therefor |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2914005B2 (en) | 1999-06-28 |
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