JPH0528524B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はマルチパス妨害を対策するダイバーシ
テイ方式のFM受信装置、特に該装置のステレオ
分離度制御回路、高域周波数成分制御回路を制御
する回路などに用いられるレベルシフト回路、例
えば入力直流電圧に含まれたマルチパス成分の変
動の大きさに応じてコンデンサの充放電特性によ
り出力直流電圧を一定値に設定、制御するレベル
シフト回路に関し、特に入力される直流電圧に重
畳する交流成分を検出して、その電圧を対応する
電流に変換する制御回路によりコンデンサの電荷
を充放電し、それに対応してそれらを含む回路網
から出力される直流電圧を下げる動作を含む直流
電圧レベルシフト回路に関する。

［従来の技術］ FMステレオ受信装置では、一般的にはアンテ
ナ及びフロントエンド、中間周波増幅・検波部、
ステレオ復調部、オーデイオ部で構成されること
が周知であり、特に、車載用FMチユーナーにお
いては車両の走行状態によりマルチパス雑音が発
生するのが知られている。

このマルチパス雑音の対策としては、その雑音
を前記中間周波増幅・検波部からのマルチパス成
分が含まれたＳメータ電圧により検出し、この電
圧に基づいて、例えば前記ステレオ復調部を制御
してモノラルとステレオとの自動切換え（ハイブ
レンド機能）を行ない、これにより、前記雑音を
低減させていた。

このような雑音を低減する制御回路は直流電圧
制御回路或いはレベルシフト回路とよばれ、前記
マルチパス雑音の程度に応じて該レベルシフト回
路の出力制御電圧を下げるような動作制御を行な
つている。

しかし、上記雑音が頻繁に発生するような場合
には、前記回路の出力制御電圧が瞬間的に低下、
即座に元の電圧に復帰して変動するために前記自
動切換えが頻繁に行なわれ、これにより、聴取者
にとつては受信再生音に違和感が生じていた。

そこで、従来のレベルシフト回路ではコンデン
サＣの充放電特性を利用し放電時定数により、前
記出力制御電圧の変化が緩やかになるように制御
し、上記音質の違和感を改善するようにしてい
た。

次に上記レベルシフト回路の問題点について説
明する。

第３図に示すように、ある直流電圧V_iがある回
路網２の入力端子１に入力され、その回路網２で
レベルシフト処理され、出力端子３で直流電圧
Voとして出力されるシステムがある。このシス
テムでは、入力される直流電圧V_iと出力直流電圧
V_pは１：１の関係を保つ必要がある。つまり、
V_i＝V_pという関係で、V_iが増加すればそれに応
じてV_pも全く同じだけ増加する。即ち、 V_i＋ΔV_i＝Vo＋ΔV_p 但し、ΔV_i＝ΔV_p しかしながら、実際にはV_i＝V_p、ΔV_i＝ΔV_pと
いう状態にはならない。それは、その回路網２で
所定のレベルシフト処理するために、いろいろな
能動素子や受動素子が使用されているが、出力は
それらの素子間のばらつき及び非線形性に依存す
るからである。もつとも、完全にV_i＝V_pにでき
なくとも、その状態に近似させることは可能であ
り、かつ実用的に許容できる範囲内に収めること
ができれば、さほど問題とはならない。

しかし、回路網２は、従来、例えば第４図に示
すように構成された直流電圧レベルシフト回路か
ら成り、かかる従来の構成では、理想状態からの
ずれが大きく、また図示のコンデンサＣを充電す
るための定電流回路I₄からの電流値を変えると、
そのずれのばらつきが大きくなり、従つてその充
電電流を変えることのできる制約を設けなければ
ならなかつた。

第４図に示す回路は、入力端子１と、抵抗R₁，
R₂及びNPNトランジスタQ₁，Q₂から成る第１レ
ベルシフト手段と、定電流回路I₁から成る第１電
流供給手段と、PNPトランジスタQ₃と定電流回
路I₂、抵抗R₃、NPNトランジスタQ₄及び定電流
回路I₃から成るレベル制御手段と、定電流回路I₄
から成る第２電流供給手段と、充放電コンデンサ
Ｃ及び抵抗R₄から成る放電電流発生手段と、抵
抗R₅と、PNPトランジスタQ₅，Q₆と、定電流回
路I₅と、抵抗R₆，R₇と、出力端子３、で構成さ
れ、次のように動作する。

第４図において、抵抗R₁は静電破壊防止用抵
抗、抵抗R₁は入力抵抗を決定する抵抗であり、
PNPトランジスタQ₁のベースに抵抗R₁を通して
直流電圧V_iが入力されると、トランジスタQ₁の
エミツタはその入力電流電圧V_iをV_BEQ1だけ高め
て出力する。その出力はさらにPNPトランジス
タQ₂のベースに入力され、該Q₂のエミツタには、
さらにV_BEQ2だけ高い電圧が現われ、トランジス
タQ₂のエミツタにおける直流電圧は、 （V_i＋V_BEQ1＋V′_BEQ2）となる。

定電流回路I₁は、NPNトランジスタQ₃へのベ
ースバイアス電流とトランジスタQ₂へのエミツ
タ電流とを供給する。ここで、トランジスタQ₂，
Q₁のベース−エミツタ電圧V_BEQ2，V_BEQ1は、この
定電流回路I₁の電流値に依存し、通常V_BEQ2＞
V_BEQ1である。このベース−エミツタ間電圧V_BEは
次式で求められる。

V_BE≒V_T．l_oI_E1／I_S1 但し、V_T：kT／ｑ ｑ：電子の電荷（1.602×10^-19Coulomb） ｋ：ボルツマン定数（1.38×10^-2J／Ｋ） Ｔ：絶対温度(K) I_S1：逆方向飽和電流 I_E1：エミツタを流れる電流 従つて、トランジスタQ₂とトランジスタQ₁を
比較すれば、トランジスタQ₂のエミツタ電流が
かなり大きい。

次に、トランジスタQ₂のエミツタ電位がトラ
ンジスタQ₃のベース電位となるため、トランジ
スタQ₃のエミツタ電位は、（V_i＋V_BEQ1＋V_BEQ2−
V_BEQ3）となる。

そして、電流源I₃の電流が流れていなければ、
抵抗R₃の両端の電位差は０となり、その電位が
抵抗R₃を介してトランジスタQ₄のベース電位と
なる。

従つて、トランジスタQ₄のエミツタ電位は
（V_i＋V_BEQ1＋V_BEQ2−V_BEQ3＋V_BEQ4）となる。さら
に、定電流回路I₄が充電電流源として働き、図示
のコンデンサＣを充電し、該コンデンサＣへの充
電が終わると、抵抗R₄を通して放電電流を流す。
この放電電流は抵抗R₅にも流れるが、トランジ
スタQ₅のh_feが大きいから、その抵抗R₅に流れる
電流は無視できる程小さい。

従つて、トランジスタQ₅のベース電位は（V_i
＋V_BEQ1＋V_BEQ2−V_BEQ3＋V_BEQ4＋I₄R₄）となる。
トランジスタQ₅のエミツタ電位は上記ベース電
位からV_BEQ5を引いた電位である。従つて、トラ
ンジスタQ₆を介して出力端子３に現われる直流
電圧V_pは次のようになる。

V_p＝V_i＋V_BEQ1＋V_BEQ2−V_BEQ3＋V_BEQ4＋I₄R₄−V_BEQ5−V
_BEQ6 この関係を入出力特性としてグラフで表わす
と、第５図に示すようになる。それは第４図の回
路において、I₁＝I₂という関係から V_BEQ2＝V_BEQ3 となり、また、電流I₄はI₅より小さい。即ち、 I₄＜I₅ V_BEQ1＋V_BEQ4＜V_BEQ5＋V_BEQ6 という関係が成り立つからである。第５図中のグ
ラフ５は理想状態を表わし、グラフ６，７はばら
つきの大きさを表わす。

さて、この第４図に示す回路は直流電圧レベル
シフト機能の中に、入力される直流電圧に重畳さ
れる交流成分を検出して、その交流成分の大きさ
に比例してその回路から出力される直流電圧を下
げる動作も合わせて行なう機能も含んでいる。

つまり、電流源８により入力される直流電圧V_i
に重畳される交流成分を検出し、この交流成分の
電圧に応じた電流に変換している。この電流によ
り、PNPトランジスタQ₄のベース電圧を下げて、
PNPトランジスタQ₄をオンにし、前記コンデン
サＣに充電されていた電荷を放電させ、放電が終
わるとコンデンサＣを再び充電するため前記定電
流回路I₄からの充電電流をコンデンサＣに供給す
る。これらの制御を電流源８が行なつている。

［発明が解決しようとする課題］ 以上の説明から、第４図に示す従来のレベルシ
フト回路においては出力電圧V_pはI₄R₄に依存す
るから、入力電圧V_iに対し出力電圧V_pが理想状
態からかなり大きくずれるだけでなく、コンデン
サＣの充電電流の大きさによつて大きくばらつく
という欠点があつた、 本発明の目的は、第５図のグラフ５のように入
力直流電圧と出力直流電圧の関係を１：１の理想
状態に近付け、かつ出力電圧が充電電流の変化に
依存し変動しないようにする直流電圧レベルシフ
ト回路を提供することである。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するため、本発明の直流電圧レ
ベルシフト回路は、電源側から所定の電源電圧が
供給され入力される直流信号の電圧レベルを所定
レベルシフトして第１レベルシフト信号を出力す
る第１レベルシフト手段と、前記第１レベルシフ
ト手段の出力側と電源側との間に接続され、前記
第１レベルシフト信号を所定レベルに設定するよ
うに所定の電流を該第１レベルシフト手段に供給
する第１電流供給手段と、前記第１レベルシフト
信号を入力して該信号の電圧レベルを所定レベル
シフトして該電圧レベルを制御するレベル制御手
段と、前記レベル制御手段の出力側と接地側れと
の間に接続され、該レベル制御手段の出力側に充
電後の放電電流を供給する放電電流発生手段と、
前記放電電流発生手段の出力側と電源側との間に
接続され、該放電電流発生手段に充電電流を供給
する第２電流供給手段と、を備えた直流電圧レベ
ルシフト回路において、前記第２電流供給手段の
出力側と前記第１電流供給手段及び前記レベル制
御手段の入力側との間に接続され、前記第２電流
供給手段により供給される充電電流に対応する電
流を前記レベル制御手段に出力し、前記放電電流
発生手段の充電電流による電圧降下を相殺する補
正電圧制御手段と、を有し、前記充電電流による
電圧降下を相殺することにより、前記放電電流発
生手段からの出力直流電圧を一定制御することを
特徴とする。

また本発明の回路は下記の２つの実施態様をと
ることができる。

第１の実施態様において、前記補正電圧制御手
段は、コレクタとベースとが接続されると共に、
エミツタがアースに接続され該コレクタに前記第
２電流供給手段からの電流が供給された第１のト
ランジスタと、前記第１のトランジスタのベース
とベースとが接続されると共に、エミツタがアー
スに接続されコレクタからの出力電流が前記第１
電流供給手段の出力側に供給される第２のトラン
ジスタと、前記第１電流供給手段と前記第１レベ
ルシフト手段との間に介在された抵抗と、で成
る。

第２の実施様態においては、前記放電電流発生
手段は、充放電用コンデンサと、該コンデンサか
らの放電電流を設定する放電時定数設定用抵抗
と、で成り、前記補正電圧制御手段の抵抗は該放
電時定数設定用抵抗と略等しいエミツタ抵抗であ
ることを特徴とする。

［作用］ 第１電流供給手段から供給される所定の電流に
より第１レベルシフト手段は入力直流信号の電圧
レベルを所定レベルシフトして第１レベルシフト
信号を出力する。

第１レベルシフト信号の電圧レベルはレベル制
御手段により制御され、このレベル制御手段の出
力側には充電後の放電電流が供給される。放電電
流発生手段には第２電流供給手段から充電電流が
供給されると共に補正電圧制御手段が上記充電電
流に対応する電流を前記レベル制御手段に出力
し、前記放電電流発生手段の充電電流による電圧
降下を相殺する。

［実施例］ 以下図面に示す本発明の実施例を説明する。

第１図は本発明による直流電圧レベルシフト回
路の一実施例で、第４図と同一符号は同一又は類
似の回路を示す。第１図の実施例において、その
特徴的構成は定電流回路I₄の出力側とアースとの
間に接続された夫々のトランジスタQ₇及びQ₈と、
定電流回路I₁とトラジスタQ₂との間に接続された
抵抗R₈とから成る補正電圧制御手段を設けたこ
とにある。

即ち、入力電流電圧V_iが入力端子１に入力さ
れ、トランジスタQ₁及びQ₂で電位が上昇させら
れることは第４図について説明した通りである。

トランジスタQ₂とQ₃の間に抵抗R₈が接続され、
かつトランジスタQ₃のベース端子にトランジス
タQ₇及びQ₈で構成される電流制御回路が接続さ
れる。

この電流制御回路において、トランジスタQ₇
は、コレクタとベースと接続され、ダイオードと
同様な構成になつており、トランジスタQ₇のコ
レクタには充電電流I₄（I₄′＋I₄″）の分流値I₄′が流
れており、従つて、トランジスタQ₈のコレクタ
を流れる電流値もミラー回路のミラー効果により
I₄′となる。

そして、充電電流I₄の分流値I₄″はコンデンサＣ
を充電後抵抗R₄を流れて、トランジスタQ₄のエ
ミツタ電流となる。

ここで、I₄＝I₄′＋I₄″（I₄′＝I₄″となるように構
成）である。

従つて、入力直流電圧V_iから出力直流電圧V_p
に至るまでの経過を式で表わすと次のようにな
る。

V_p＝Vi＋V_BEQ1＋V_BEQ2＋（I₁＝I₄′）R₈−V_BEQ3＋V_BEQ4
＋I₄″R₄−V_BEQ5−V_BEQ6 ここで、R₄＝R₈という条件のもので、I₄′＝
I₄″つまり、I₄′R₈＝I₄″R₄となる。

従つて、 V_p＝V_i＋V_BEQ1＋V_BEQ2＋I₁R₈−V_BEQ3＋V_BEQ4−V_BEQ5−V
_BEQ6 この式では充電電流に依存するI₄″・R₄が消去
されることになり、これにより充電電流の変化に
依存しない出力直流電圧が得られることが理解さ
れる。

次に、定電流値I₁＞I₄＝I₄′＋I₄″という条件であ
るから、そのI₁R₈の電圧降下分だけ電位は上昇す
る。その様子を第２図の入出力特性に示す。図中
のグラフ４は第１図に示すレベルシフト回路の特
性を示し、グラフ４は他のグラフ６，７に較べ、
I₁R₈＝（I₁−I₄′）R₈＋I₄″R₄に等しい値だけ上にあ
る。

つまり、充電電流I₄の変化に左右されず、さら
にI₁R₈の電圧降下分第４図に示す従来のレベルシ
フト回路で得られる値よりも高い値の特性とな
り、理想状態に近づくことが理解される。理想状
態に近いということは、入力直流電圧V_iが減衰す
ることなく、出力直流電圧V_pに表わされるとい
うことを意味する。

［発明の効果］ 以上説明した通り、本発明によれば、コンデン
サを充電するための電流値が変化しても入力と出
力の直流電圧特性が変化せず、またその特性が理
想状態（減衰がない）に近づくという利点が得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による直流電圧レベルシフト回
路の回路図、第２図は第１図に示すレベルシフト
回路の入出力特性を示す特性図、第３図は従来の
直流電圧レベルシフト回路を説明するための説明
図、第４図は従来の直流電圧レベルシフト回路の
回路図、第５図は第４図に示すレベルシフト回路
の入出力特性を示す特性図である。 １……入力端子、３……出力端子、I₁，I₂，I₄，
I₅……定電流回路、Q₁，Q₂，Q₄……NPNトラン
ジスタ、Q₃，Q₅，Q₆，Q₇，Q₈……PNPトランジ
スタ、Ｃ……コンデンサ、R₈，R₄……抵抗、V_i
……入力直流電圧、V_p……出力電流電圧。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電源側から所定の電源電圧が供給され入力さ
   れる直流信号の電圧レベルを所定レベルシフトし
   て第１レベルシフト信号を出力する第１レベルシ
   フト手段と、 前記第１レベルシフト手段の出力側と電源側と
   の間に接続され、前記第１レベルシフト信号を所
   定レベルに設定するように所定の電流を該第１レ
   ベルシフト手段に供給する第１電流供給手段と、 前記第１レベルシフト信号を入力し該信号の電
   圧レベルを所定レベルシフトして該電圧レベルを
   制御するレベル制御手段と、 前記レベル制御手段の出力側と接地側との間に
   接続され、該レベル制御手段の出力側に充電後の
   放電電流を供給する放電電流発生手段と、 前記放電電流発生手段の出力側と電源側との間
   に接続され、該放電電流発生手段に充電電流を供
   給する第２電流供給手段と、 を備えた直流電圧レベルシフト回路において、 前記第２電流供給手段の出力側と前記第１電流
   供給手段及び前記レベル制御手段の入力側との間
   に接続され、前記第２電流供給手段により供給さ
   れる充電電流に対応する電流を前記レベル制御手
   段に出力し、前記放電電流発生手段の充電電流に
   よる電圧降下を相殺する補正電圧制御手段と、 を有し、 前記充電電流による電圧降下を相殺することに
   より、前記放電電流発生手段からの出力直流電圧
   を一定制御することを特徴とする直流電圧レベル
   シフト回路。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の直流電圧レベル
   シフト回路において、 前記補正電圧制御手段は、コレクタとベースと
   が接続されると共に、エミツタがアースに接続さ
   れ該コレクタに前記第２電流供給手段からの電流
   が供給された第１のトランジスタと、前記第１の
   トランジスタのベースとベースとが接続されると
   共に、エミツタがアースに接続されコレクタから
   の出力電流が前記第１電流供給手段の出力側に供
   給される第２のトランジスタと、前記第１電流供
   給手段と前記第１レベルシフト手段との間に介在
   された抵抗と、で成ることを特徴とする直流電圧
   レベルシフト回路。 ３ 特許請求の範囲第１項又は第２項記載の直流
   電圧レベルシフト回路において、 前記放電電流発生手段は、充放電用コンデンサ
   と、該コンデンサからの放電電流を設定する放電
   時定数設定用抵抗と、で成り、前記補正電圧制御
   手段の抵抗は該放電時定数設定用抵抗と略等しい
   エミツタ抵抗であることを特徴とする直流電圧レ
   ベルシフト回路。