JPH05276070A

JPH05276070A - 終端回路

Info

Publication number: JPH05276070A
Application number: JP4016246A
Authority: JP
Inventors: Makoto Igarashi; 良五十嵐; Tatsuo Morikawa; 龍男森川
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1992-01-31
Filing date: 1992-01-31
Publication date: 1993-10-22
Anticipated expiration: 2010-01-18
Also published as: EP0554121A3; JPH073958B2; EP0554121A2; US5329190A

Abstract

(57)【要約】【目的】伝送線路の遠端でのノイズによる反射波の発
生を防止し終端インピーダンス中の消費電力を低減する
動作マージンの大きな終端回路を提供する。【構成】終端回路１０は、終端回路の動作マージンを
大きくするために、新規に、終端回路の出力段を成す第
１電位に接続された第１トランジスタ１３及び第２電位
に接続された第２トランジスタ１６のそれぞれを、入出
力特性が異なる別々の第１及び第２インバータ１，２で
駆動するように構成されている。特に、第２電位が第１
電位よりも低いとすると、第２トランジスタ１６を駆動
する第２インバータ２は、入力電圧が上昇するに従って
第１インバータ１が第１トランジスタ１３をオンにする
よりも早く第２トランジスタ１６をオフにする出力電圧
を出力するような入出力特性を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

【０００２】本発明は、伝送線路の終端回路に関し、特
に、伝送線路の入力端とは反対側の遠端に設けられて歪
みの少ない信号波の伝送を可能にし、伝送線路のノイズ
を低減し、さらに遠端を終端させる終端インピーダンス
の消費電力を低減すると共に動作マージンを大きくした
終端回路に関する。

【従来の技術】

【０００３】従来より、伝送線路によつて信号を伝送す
る場合には、伝送線路での反射により信号の波形が歪む
のを抑えるために、伝送線路の特性インピーダンスに等
しいインピーダンスで終端する終端回路が色々提案され
て用いられている。例えば、伝送線路の遠端にその特性
インピーダンスに等しい終端インピーダンスを設けた終
端回路等である。そのような終端回路は、信号の波形歪
みを抑え優れた伝搬特性をもたらしているが、しかし、
終端インピーダンスにおける電力消費が大きいという欠
点を有している。

【０００４】そこで、伝送線路の信号が変化しないとき
には終端インピーダンスに電流が流れないようにする構
成の終端回路が提案されている。例えば、特開平２−１
９６５２８号、特開昭６１−２５３２５号、IBM Techni
cal Disclosure Bulletin, Vol.32 No.4ASeptember 198
9 pp.393-395 及び IBM Technical Disclosure Bulleti
n, Vol.28 No.10March 1986 pp.4268-4269 に示されて
いるＣＭＯＳのような能動素子を用いた能動終端回路で
ある。

【０００５】そのような能動終端回路の１例を図６に示
す。この能動終端回路では、２個のＣＭＯＳインバータ
６２及び６４で構成されたラッチ回路６０が、終端回路
を成している。ラッチ回路６０には電源電圧Ｖ_ddが印加
されている。伝送線路６８から端子６６をへてラッチ回
路６０に与えられる信号電圧が、０ＶからＶ_dd近く又は
Ｖ_dd近くから０Ｖ近くであれば、ラッチ回路６０は安定
に動作する。しかしながら、Ｖ_ddの１/２程度の電圧変
化に対しては動作が不安定となる。

【０００６】このことは、図７に示されたＣＭＯＳイン
バータ６２の入出力特性を参照すればより明確となるで
あろう。即ち、Ｖ_ddを５Ｖとして示したこの入出力特性
のグラフより、信号電圧が０ＶからＶ_ddの１/２である
２．５Ｖに変化するときには、ＣＭＯＳインバータ６２
の出力電圧は５Ｖから４Ｖ付近までしか変化せず、４Ｖ
近い出力電圧ではＣＭＯＳインバータ６４の接地電位に
接続されているＮチャネルＭＯＳトランジスタをオンか
らオフにすることができず、従って、伝送線路６８の０
Ｖから２．５Ｖに変化した信号電圧は帰還線６５からオ
フにならないＮチャネルＭＯＳトランジスタを通る電流
の流れを生じ、動作は安定せず、電力を消費してしまう
ことになる。

【０００７】また、信号電圧が５Ｖから２．５Ｖに変化
するときには、ＣＭＯＳインバータ６２の出力電圧は０
Ｖから４Ｖ付近まで変化し、４Ｖ近い出力電圧ではＣＭ
ＯＳインバータ６４の電源電圧に接続されているＰチャ
ネルＭＯＳトランジスタをオンからオフにすることはで
きるが、しかし、ＣＭＯＳインバータ６４の接地電位に
接続されているＮチャネルＭＯＳトランジスタをオンに
してしまい、従って、伝送線路６８の５Ｖから２．５Ｖ
に変化した信号電圧は帰還線６５からオンになったＮチ
ャネルＭＯＳトランジスタを通る電流の流れを生じ、や
はり、動作は安定せず、電力を消費してしまうことにな
る。

【０００８】ところで、伝送線路の信号電圧が電源電圧
Ｖ_ddの半分程度になるようなことは、次のような場合に
起きる。例えば、伝送線路の入力端及び遠端の両端にお
いて伝送線路の特性インピーダンスに等しいインピーダ
ンスで終端させることにより、それら両端での信号波の
反射を抑えて理想的な信号伝送を行おうとする場合であ
る。この場合、伝送線路の遠端には、入力信号の電圧変
化の半分位の電圧変化の信号波が生じる。

【０００９】従って、伝送線路の入力端及び遠端の両端
での信号波の反射を抑えて理想的な信号伝送を行う場合
には、伝送線路の遠端に設けられる終端回路は、入力信
号の電圧変化の半分位の電圧変化の信号波に対して安定
に動作することができるように大きな動作マージンが確
保されていなければならないが、従来の終端回路には、
そのようなことは確保されていなかった。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】

【００１１】このように、従来の終端回路は、伝送線路
の入力端及び遠端の両端での信号波の反射を抑えて理想
的な信号伝送を行う場合には、動作が不安定になるとい
う問題を生じる。

【００１２】それ故に、本発明の目的は、伝送線路にお
いて信号波の反射を抑えると共にノイズによる反射波の
発生を防止する動作マージンの大きな終端回路を提供す
ることである。

【００１３】本発明の目的には、終端インピーダンス中
の消費電力を低減する動作マージンの大きな終端回路を
提供することも含まれる。

【００１４】また、本発明の目的には、入力信号の電圧
変化の半分位の電圧変化の信号波に対して安定に動作す
ることができる終端回路を提供することも含まれる。

【００１５】そして、本発明の目的には、伝送信号の定
常状態における終端インピーダンス中の消費電力を零に
することができる終端回路を提供することも含まれる。

【００１６】さらに、本発明の目的には、伝送線路の遠
端を伝送線路の特性インピーダンスで終端して信号電圧
の変化に対するノイズの発生を抑止する終端回路を提供
することも含まれる。

【００１７】

【課題を解決するための手段】

【００１８】本発明による終端回路は、終端回路の動作
マージンを大きくするために、新規に、終端回路の出力
段を成す第１電位に接続された第１トランジスタ及び第
２電位に接続された第２トランジスタのそれぞれを、入
出力特性が異なる別々の第１及び第２インバータで駆動
するように構成されている。特に、第２電位が第１電位
よりも低いとすると、第２トランジスタを駆動する第２
インバータは、入力電圧が上昇するに従って第１インバ
ータが第１トランジスタをオンにするよりも早く第２ト
ランジスタをオフにする出力電圧を出力するような入出
力特性を有する。例えば、伝送線路へ入力される信号の
最大電圧の半分位の小さな電圧の信号波に対して、第１
インバータは第１トランジスタをオンにはしないような
出力電圧を出力する入出力特性を有し、第２インバータ
は第２トランジスタをオフにするような出力電圧を出力
する入出力特性を有する。

【００１９】従って、本発明による終端回路は、従来よ
りも小さい電圧変化の信号波に対しても応答することが
できる。このため、そのような小さい電圧変化の信号波
に応答して、第１トランジスタ及び第２トランジスタの
うちのいずれか一方のオン状態にあるトランジスタのみ
がオフ状態になり、しかる後に、他方のオフ状態にある
トランジスタがオン状態に変化する。このように、本発
明による終端回路は、小さい電圧変化の信号波に対して
も応答することができるように構成されているので、大
きな動作マージンを有している。

【００２０】また、本発明による終端回路は、伝送信号
の定常状態における終端インピーダンス中には電流が流
れないように構成されているので、消費電力を大幅に低
減することができる。

【００２１】さらに、本発明による終端回路は、伝送線
路の遠端を伝送線路の特性インピーダンスで終端するよ
うに構成されているので、遠端での反射によるノイズの
増大を抑止することができる。

【実施例】

【００２２】次に図を参照しながら本発明の実施例につ
いて説明する。

【００２３】本発明の１実施例による終端回路を図１に
示す。図１に示された終端回路１０において、インバー
タ１は電源電圧Ｖ_ddと接地電位との間に直列接続された
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１１及びＮチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ１２で構成され、インバータ２も電源電
圧Ｖ_ddと接地電位との間に直列接続されたＰチャネルＭ
ＯＳトランジスタ１４及びＮチャネルＭＯＳトランジス
タ１５で構成されている。インバータ１の出力はＰチャ
ネルＭＯＳトランジスタ１３を駆動し、インバータ２の
出力はＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６を駆動する。

【００２４】出力段は、第１トランジスタを成す電源電
圧Ｖ_ddに接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３
と、第２トランジスタを成す接地電位に接続されたＮチ
ャネルＭＯＳトランジスタ１６と、ＰチャネルＭＯＳト
ランジスタ１３とＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６と
の間に直列接続された抵抗３と抵抗４とで構成されてい
る。出力段の出力は、出力ノードを成す抵抗３と抵抗４
との接続点から帰還線１７によつてインバータ１及びイ
ンバータ２の入力に帰還されている。入力端子１８が伝
送線路の遠端に接続される。

【００２５】終端回路１０おいて伝送線路の特性インピ
ーダンスで終端するようにするために、ＰチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ１３のオン状態のインピーダンスと抵抗
３との和がその特性インピーダンスにほぼ等しくなるよ
うに選択される。同様に、ＮチャネルＭＯＳトランジス
タ１６のオン状態のインピーダンスと抵抗４との和がそ
の特性インピーダンスにほぼ等しくなるように選択され
る。

【００２６】図１に示された終端回路１０おいては、伝
送線路の遠端を伝送線路の特性インピーダンスで終端す
るようにするために、出力段は第１及び第２トランジス
タの他に抵抗３と抵抗４とを有しており、これらの抵抗
が終端インピーダンスを伝送線路の特性インピーダンス
にほぼ等しくするのに用いられている。出力段をこのよ
うな構成にすると、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３
とＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６のオン状態のイン
ピーダンスを小さく選んで、主として抵抗３及び４によ
り終端インピーダンスを設定することができるため、電
流と電圧に関して直線性の優れた高性能終端が可能とな
る。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３の特性パ
ラメータ及び抵抗３の値の設定とＮチャネルＭＯＳトラ
ンジスタ１６の特性パラメータ及び抵抗４の値の設定と
を独立に行うことができるため、回路設計の自由度は大
きくなる。

【００２７】出力段は、そのような１対の抵抗を第１ト
ランジスタと第２トランジスタとの間に設ける代わり
に、第１トランジスタと第２トランジスタとの接続点と
出力ノードとの間に抵抗を設けて構成することもでき
る。この場合も、第１トランジスタのオン状態のインピ
ーダンスとその抵抗との和が伝送線路の特性インピーダ
ンスにほぼ等しくなるように選択され、そして、第２ト
ランジスタのオン状態のインピーダンスとその抵抗との
和が伝送線路の特性インピーダンスにほぼ等しくなるよ
うに選択される。このように、抵抗の値は、第１トラン
ジスタ及び第２トランジスタの両方のオン状態のインピ
ーダンスを考慮して設定されるので、先に示した場合に
比べて、回路設計の自由度は小さくなるが、抵抗が１個
で済むため、回路構成は簡単になる。また、このような
回路構成の出力段でもやはり、主として抵抗でもって終
端インピーダンスを設定することができるため、電流と
電圧に関して直線性の優れた高性能終端が可能となる。

【００２８】さて、図２及び図３を参照して図１に示さ
れた終端回路の動作を説明する。

【００２９】図２は、図１に示された終端回路で伝送線
路を終端した場合を示している。終端回路及びその構成
素子については図１と同じものには同じ参照番号が用い
られている。伝送線路２４は、入力端側の端子２２が抵
抗２５を介して信号源２０に接続され、遠端側の端子２
３が終端回路１０の入力端子１８に接続されている。抵
抗２５は伝送線路２４の特性インピーダンスにほぼ等し
くなるように選択される。

【００３０】図３は、入力の最大電圧及び電源電圧Ｖ_dd
を５Ｖとして、終端回路１０を構成している２個のイン
バータ１及び２の入出力特性を示している。特性曲線３
１がインバータ１の入出力特性を表し、特性曲線３２が
インバータ２の入出力特性を表している。特性曲線３２
より、インバータ２は、入力電圧が０Ｖから２．５Ｖに
変化したときに出力電圧が５Ｖから０．３Ｖになるの
で、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６を確実にオフに
できる。また、インバータ２は、入力電圧が５Ｖから
２．５Ｖに変化したときに出力電圧が０Ｖから０．３Ｖ
位にしかならないので、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
１６を決してオンにはしない。

【００３１】図２を参照するに、初期条件として端子２
１、２２及び２３の電位を０Ｖとすると、ＰチャネルＭ
ＯＳトランジスタ１１及び１４はオンであり、Ｎチャネ
ルＭＯＳトランジスタ１２及び１５はオフである。従っ
て、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３及びＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ１６のゲートの電位は、電源電圧Ｖ
_ddを５Ｖとして説明しているので、電源電圧Ｖ_ddの５Ｖ
となり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３はオフであ
り、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６はオンである。

【００３２】この場合、抵抗４とＮチャネルＭＯＳトラ
ンジスタ１６のオン抵抗の和が伝送線路２４の特性イン
ピーダンスにほぼ等しい値に選ばれているので、伝送線
路２４はその特性インピーダンスで終端される。このた
め、伝送線路２４の遠端でのノイズによる反射波の発生
は防止される。そして、接地電位に接続されたＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ１６がオンになっていて抵抗４の
一方は接地電位になっており、また、伝送線路２４の端
子２３の電位が０Ｖになっていて帰還線１７により抵抗
４の他方も接地電位と同じ０Ｖになっているので、抵抗
４には電流は流れず、それ故に、伝送線路２４の信号電
圧が０Ｖの定常状態での電力消費は零である。

【００３３】次に、信号源２０により端子２１の電位を
０Ｖから５Ｖに変化させると、抵抗２５が伝送線路２４
の特性インピーダンスに等しい値に選ばれているので、
端子２２の電位変化は０Ｖから２．５Ｖとなる。この電
位変化は伝送線路２４を伝搬して端子２３に現れる。そ
して、端子２３は抵抗４とＮチャネルＭＯＳトランジス
タ１６のオン抵抗により伝送線路２４の特性インピーダ
ンスで終端されていて、伝送線路２４の遠端での反射波
の発生は防止されているので、端子２３の電位は２．５
Ｖに保持される。

【００３４】この端子２３における電位変化にインバー
タ２が応答する。即ち、図３に示されたインバータ２の
入出力特性の特性曲線３２から明らかなように、入力電
圧が０Ｖから２．５Ｖに変化すると、その出力電圧は５
Ｖからほぼ０Ｖに変化する。インバータ２の出力電圧が
ほぼ０Ｖになるので、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１
６はオフにされる。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６
がオフにされると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６
を通って接地電位へ流れる電流は遮断されるので、抵抗
４中を流れている電流は、向きを変えて伝送線路２４の
端子２２の方向に伝搬するようになる。このことは、Ｎ
チャネルＭＯＳトランジスタ１６を流れる電流の遮断に
伴って、伝送線路２４の端子２３に０Ｖから２．５Ｖに
電位変化する反射波が発生するのと同等である。その端
子２３の電位は、反射波が重畳される結果として５Ｖと
なる。また、この反射波は、伝送線路２４の入力端側に
設けられている伝送線路２４の特性インピーダンスに等
しい抵抗２５により終端されて、伝送線路２４の端子２
２で再び反射されることはない。

【００３５】さらに、伝送線路２４の端子２３の電位が
５Ｖになると、図３から明らかなように、インバータ１
の出力電圧は５Ｖ付近から０Ｖにまで変化して、Ｐチャ
ネルＭＯＳトランジスタ１３はオフからオンになる。Ｐ
チャネルＭＯＳトランジスタ１３がオンになると、抵抗
３とＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３のオン抵抗の和
が伝送線路２４の特性インピーダンスにほぼ等しい値に
選ばれているので、伝送線路２４はその特性インピーダ
ンスで終端される。従って、後で詳しく述べるが、伝送
線路２４にノイズ（通常＋１．５Ｖ以下）が誘起される
場合には、その特性インピーダンスで終端されているた
め、ノイズによる反射波の発生は防止される。そして、
電源電圧Ｖ_ddの５Ｖに接続されたＰチャネルＭＯＳトラ
ンジスタ１３がオンになっていて抵抗３の一方は５Ｖに
なっており、また、伝送線路２４の端子２３の電位が５
Ｖになっていて帰還線１７により抵抗３の他方も５Ｖに
なっているので、抵抗３には電流は流れず、それ故に、
伝送線路２４の信号電圧が５Ｖの定常状態での電力消費
は零である。

【００３６】以上の説明より、伝送線路２４に０Ｖから
５Ｖに変化する信号が入力される場合には、Ｎチャネル
ＭＯＳトランジスタ１６がオンになっていることにより
伝送線路２４の端子２３がその特性インピーダンスで終
端されている状態で、伝送線路２４の端子２３の電位が
０Ｖから５Ｖの半分の２．５Ｖになるにもかかわらずイ
ンバータ２の入出力特性によりＮチャネルＭＯＳトラン
ジスタ１６がオフにされて、ＮチャネルＭＯＳトランジ
スタ１６を通る電流は遮断されるので、伝送線路２４の
端子２３には２．５Ｖ電圧が増加する反射波が発生す
る。この反射波により伝送線路２４の端子２３の電位が
５Ｖに変化してＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３がオ
ンになることにより、伝送線路２４の端子２３がその特
性インピーダンスで再び終端されるのである。

【００３７】このように、本発明による終端回路１０
は、信号波が遠端に到着した時にのみ反射波の発生を許
容して伝送線路２４の遠端である端子２３の電圧レベル
を倍変化するように構成されている。即ち、終端回路１
０は、信号波の＋２．５Ｖ程度の電位変化に応答して動
作し、＋２．５Ｖ程度の反射波の発生を許容する。しか
しながら、＋２．５Ｖよりも小さい通常＋１．５Ｖ以下
の電位変化であるノイズに対しては、図３に示されたイ
ンバータ１及び２の入出力特性の特性曲線３１及び３２
から明らかなように、入力電圧が０Ｖから１．５Ｖに変
化しても、それらの出力電圧は５Ｖ付近のままでほとん
ど変わらないので、インバータ１によりＰチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ１３はオフにされたままであり、また、
インバータ２によりＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６
はオンにされたままでオフにされることはなく、それ故
に、終端回路１０が動作することはない。そのようなノ
イズは、終端回路１０により伝送線路２４の特性インピ
ーダンスにほぼ等しいインピーダンスで終端されて抑制
される。

【００３８】結局、信号波及びノイズのいずれに対して
も、出力段のＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３及びＮ
チャネルＭＯＳトランジスタ１６が同時にオンになるこ
とはないので、ノイズの低減ばかりでなく電力消費をも
大幅に低減することができる。

【００３９】次に、信号源２０により端子２１の電位を
５Ｖから０Ｖに変化させると、伝送線路２４の端子２２
の電位は５Ｖから２．５Ｖに変化する、即ち、端子２２
では振幅２．５Ｖの負の電位変化が生じる。この電位変
化が伝送線路２４を伝搬し、伝送線路２４の端子２３に
現れると、図３に示されたインバータ１の入出力特性の
特性曲線３１から明らかなように、インバータ１の出力
電圧は０Ｖから５Ｖ付近まで変化して、ＰチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ１３がオンからオフにされ、Ｐチャネル
ＭＯＳトランジスタ１３を通る電流は遮断される。

【００４０】ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３を通る
電流が遮断される結果として、伝送線路２４の端子２３
に振幅２．５Ｖの負の電位変化に等しい反射波が発生す
る。この反射波が伝送線路２４を伝搬して端子２３に現
れる電位変化に重畳し、伝送線路２４の端子２３の電位
は零になる。また、前述したように、この反射波は伝送
線路２４の端子２２の方に伝搬して伝送線路２４の特性
インピーダンスに等しい抵抗２５により終端されるの
で、この反射波がその端子２２で再び反射されることは
ない。

【００４１】さらに、伝送線路２４の端子２３の電位が
０Ｖになると、図３から明らかなように、インバータ２
の出力電圧は０Ｖ付近から５Ｖにまで変化して、Ｎチャ
ネルＭＯＳトランジスタ１６はオフからオンになる。Ｎ
チャネルＭＯＳトランジスタ１６がオンになると、抵抗
４とＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６のオン抵抗の和
が伝送線路２４の特性インピーダンスにほぼ等しい値に
選ばれているので、伝送線路２４の遠端はその特性イン
ピーダンスで終端される。従って、後で詳しく述べる
が、伝送線路２４にノイズ（通常−１．５Ｖ以下）が誘
起される場合には、その特性インピーダンスで終端され
ているため、ノイズによる反射波の発生は防止される。
そして、接地電位の０Ｖに接続されたＮチャネルＭＯＳ
トランジスタ１６がオンになっていて抵抗４の一方は０
Ｖになっており、また、伝送線路２４の端子２３の電位
が０Ｖになっていて帰還線１７により抵抗４の他方も０
Ｖになっているので、抵抗４には電流は流れず、それ故
に、伝送線路２４の信号電圧が０Ｖの定常状態での電力
消費は零である。

【００４２】以上の説明より、伝送線路２４に５Ｖから
０Ｖに変化する信号が入力される場合には、Ｐチャネル
ＭＯＳトランジスタ１３がオンになっていることにより
伝送線路２４の端子２３がその特性インピーダンスで終
端されている状態で、伝送線路２４の端子２３の電位が
５Ｖから５Ｖの半分の２．５Ｖになってもインバータ１
の入出力特性によりＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３
がオフにされて、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３を
通る電流は遮断されるので、伝送線路２４の端子２３に
は２．５Ｖ電圧が減少する反射波が発生する。この反射
波により伝送線路２４の端子２３の電位が０Ｖに変化し
てＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６がオンになること
により、伝送線路２４の端子２３がその特性インピーダ
ンスで再び終端されるのである。

【００４３】このように、信号波の電位が降下する場合
にもやはり、本発明による終端回路１０は、信号波が遠
端に到着した時にのみ反射波の発生を許容して伝送線路
２４の遠端である端子２３の電圧レベルを倍変化するよ
うに構成されている。即ち、終端回路１０は、信号波の
−２．５Ｖ程度の電位変化に応答して動作し、−２．５
Ｖ程度の反射波の発生を許容する。しかしながら、−
２．５Ｖよりも小さい通常−１．５Ｖ以下の電位変化で
あるノイズに対しては、図３に示されたインバータ１及
び２の入出力特性の特性曲線３１及び３２から明らかな
ように、入力電圧が５Ｖから３．５Ｖに変化しても、そ
れらの出力電圧は０Ｖ付近のままでほとんど変わらない
ので、インバータ１によりＰチャネルＭＯＳトランジス
タ１３はオンにされたままでオフにされることはなく、
また、インバータ２によりＮチャネルＭＯＳトランジス
タ１６はオフにされたままであり、それ故に、終端回路
１０が動作することはない。そのようなノイズは、終端
回路１０により伝送線路２４の特性インピーダンスにほ
ぼ等しいインピーダンスで終端されて抑制される。

【００４４】そして、この場合にもやはり、信号波及び
ノイズのいずれに対しても、出力段のＰチャネルＭＯＳ
トランジスタ１３及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ１
６が同時にオンになることはないので、ノイズの低減ば
かりでなく電力消費をも大幅に低減することができる。

【００４５】認識されるように、本発明による終端回路
は、従来の終端回路にみられた伝送線路の入力端及び遠
端の両端での信号波の反射を抑えて理想的な信号伝送を
行う場合に動作が不安定になるという問題を見事に解決
している。本発明による終端回路を伝送線路に適用する
と、伝送線路の入力端の電位変化が伝送線路を伝搬して
遠端に現れると共に、遠端で実質的に同位相の反射波が
発生してそれらが重畳するので、波形歪を伴うことはな
い。

【００４６】これまでの説明では、本発明による終端回
路としてＣＭＯＳトランジスタを用いた回路が述べられ
たが、本発明はＣＭＯＳトランジスタを用いた回路に限
定されるものではなく、バイポーラトランジスタを用い
て本発明による終端回路を構成することもできる。

【００４７】例えば、バイポーラトランジスタを用いた
終端回路の１例を図４に示す。図４に示された終端回路
では、２個のＣＭＯＳインバータ１及び２はそのまま使
用されているが、出力段にＰチャネルＭＯＳトランジス
タ１３及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ１６に代わっ
てそれぞれＰＮＰバイポーラトランジスタ４２及びＮＰ
Ｎバイポーラトランジスタ４６が使用されている。抵抗
４３及び４４は、入力端子４８に接続される伝送線路が
帰還線４７を介してその特性インピーダンスで終端され
るように選択されている。

【００４８】さらに、バイポーラトランジスタを用いた
終端回路の他の例を図５に示す。図５に示された終端回
路では、全てバイポーラトランジスタが用いられてい
る。この終端回路の動作について説明する。初期条件と
して伝送線路の遠端に接続される入力端子５８の電位が
０Ｖであるとすると、ＰＮＰバイポーラトランジスタ５
２及びＮＰＮバイポーラトランジスタ５４はそれぞれオ
フ及びオンである。

【００４９】この場合、抵抗５６とＮＰＮバイポーラト
ランジスタ５４のオン抵抗の和が伝送線路の特性インピ
ーダンスにほぼ等しい値に選ばれているので、伝送線路
はその特性インピーダンスで終端されている。このた
め、伝送線路の遠端でのノイズによる反射波の発生は防
止される。そして、接地電位に接続されたＮＰＮバイポ
ーラトランジスタ５４がオンになっていて抵抗５６の一
方は接地電位になっており、また、伝送線路の遠端に接
続される入力端子５８の電位が０Ｖになっていて帰還線
５７により抵抗５６の他方も接地電位と同じ０Ｖになっ
ているので、抵抗５４には電流は流れず、それ故に、伝
送線路の信号電圧が０Ｖの定常状態での電力消費は零で
ある。

【００５０】次に、伝送線路の遠端に接続される入力端
子５８の電位が０Ｖから２．５Ｖに変化すると、ダイオ
ード７２はオンからオフに変化し、ＰＮＰバイポーラト
ランジスタ５３及びＮＰＮバイポーラトランジスタ５４
がオンからオフに変化する。ＮＰＮバイポーラトランジ
スタ５４がオフになると、帰還線５７を介しての反射波
により入力端子５８の電位は２．５Ｖから５Ｖに変化す
る。この変化に伴って、ＮＰＮバイポーラトランジスタ
５１がオフからオンに変化する。その結果として、ＰＮ
Ｐバイポーラトランジスタ５２がオフからオンに変化す
る。

【００５１】この場合、抵抗５５とＰＮＰバイポーラト
ランジスタ５２のオン抵抗の和が伝送線路の特性インピ
ーダンスにほぼ等しい値に選ばれているので、伝送線路
はその特性インピーダンスで終端されている。このた
め、やはり伝送線路の遠端でのノイズによる反射波の発
生は防止される。そして、５Ｖの第１電位Ｖ１に接続さ
れたＰＮＰバイポーラトランジスタ５２がオンになって
いて抵抗５５の一方は５Ｖになっており、また、伝送線
路の遠端に接続される入力端子５８の電位が５Ｖになっ
ていて帰還線５７により抵抗５５の他方も５Ｖになって
いるので、抵抗５５には電流は流れず、それ故に、伝送
線路の信号電圧が５Ｖの定常状態での電力消費は零であ
る。

【００５２】さて、図５に示された終端回路に使用され
ている素子のそれぞれの役割について述べる。第１電位
Ｖ１を５Ｖそして第２電位Ｖ２を３Ｖとすると、ダイオ
ード７１は入力端子５８の電位が約３Ｖ以上の場合にＮ
ＰＮバイポーラトランジスタ５１のベースに過剰電流が
流れないように挿入され、一方、抵抗８１はＮＰＮバイ
ポーラトランジスタ５１をオンにするためのベース電流
を供給するために設けられている。抵抗８３はＰＮＰバ
イポーラトランジスタ５２のベースに過剰電流が流れな
いように挿入され、そして、抵抗８２はＰＮＰバイポー
ラトランジスタ５２がオンからオフに切り替わるのを助
けるために設けられている。

【００５３】さらに、ダイオード７２は入力端子５８の
電位が約２．５Ｖ以上の場合に抵抗８５を介して３Ｖの
第２電位Ｖ２に流れる電流を阻止するために挿入されて
いる。抵抗８５はＰＮＰバイポーラトランジスタ５３の
ベースに過剰電流が流れないように挿入され、抵抗８４
はＰＮＰバイポーラトランジスタ５３がオンからオフに
切り替わるのを助けるために設けられている。同様に、
抵抗８６はＮＰＮバイポーラトランジスタ５４がオンか
らオフに切り替わるのを助けるために設けられている。

【００５４】ところで、図５に示された終端回路におい
ても、ＮＰＮバイポーラトランジスタ５１及びＰＮＰバ
イポーラトランジスタ５３のオン状態での電流は小さい
値に選ぶことができるので、終端回路に要する電力を低
減することが可能である。

【発明の効果】

【００５５】本発明により、伝送線路の遠端でのノイズ
による反射波の発生を防止して終端インピーダンス中の
消費電力を低減することができるばがでなく、入力信号
の電圧変化の半分位の電圧変化に対して安定に動作する
ことができる動作マージンの大きな終端回路が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施例による終端回路を示す図であ
る。

【図２】図１に示された終端回路で伝送線路を終端した
場合を示す図である。

【図３】図１に示された終端回路を構成している２個の
インバータの入出力特性を示す図である。

【図４】本発明の１実施例によるバイポーラトランジス
タを用いた終端回路を示す図である。

【図５】本発明の１実施例によるバイポーラトランジス
タを用いた他の終端回路を示す図である。

【図６】従来の終端回路を示す図である。

【図７】図６に示された従来の終端回路を構成している
入力段インバータの入出力特性を示す図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者森川龍男滋賀県野洲郡野洲町大字市三宅800番地日本アイ・ビー・エム株式会社野洲事業所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】出力ノードが伝送線路の遠端に接続され、
第１電位に接続された第１トランジスタと第２電位に接
続された第２トランジスタとを有し、前記伝送線路の遠
端を前記伝送線路の特性インピーダンスに実質的に等し
いインピーダンスで終端する出力段と、前記伝送線路の遠端と前記第１トランジスタの制御電極
との間に接続され、前記伝送線路の遠端における信号に
応答して前記第１トランジスタを駆動する第１インバー
タと、前記伝送線路の遠端と前記第２トランジスタの制御電極
との間に接続され、前記伝送線路の遠端における信号に
応答して前記第２トランジスタを駆動し、前記第１イン
バータの入出力特性とは異なる入出力特性を有する第２
インバータと、を備える終端回路。
【請求項２】前記第２電位は前記第１電位よりも低く、
前記第２インバータは、入力電圧が上昇するに従って前
記第１インバータが前記第１トランジスタをオンにする
よりも早く前記第２トランジスタをオフにする出力電圧
を出力するような入出力特性を有する請求項１の終端回
路。
【請求項３】前記出力段は、前記第１トランジスタと前
記第２トランジスタとの接続点と前記出力ノードとの間
に接続された抵抗を有し、導通時の前記第１トランジス
タ及び前記抵抗の全インピーダンスと導通時の前記第２
トランジスタ及び前記抵抗の全インピーダンスとが前記
伝送線路の特性インピーダンスに実質的に等しい請求項
１の終端回路。
【請求項４】前記出力段は、前記第１トランジスタと前
記出力ノードとの間に接続された一方の抵抗と、前記第
２トランジスタと前記出力ノードとの間に接続された他
方の抵抗とを有し、導通時の前記第１トランジスタ及び
前記一方の抵抗の全インピーダンスと導通時の前記第２
トランジスタ及び前記他方の抵抗の全インピーダンスと
が前記伝送線路の特性インピーダンスに実質的に等しい
請求項１の終端回路。
【請求項５】前記第１インバータ及び前記第２インバー
タは、夫々、前記第１電位と前記第２電位との間に直列
接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタ及びＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタで構成されている請求項１又は請
求項２の終端回路。
【請求項６】前記第１インバータは、前記第１電位に接
続された第１抵抗と、当該第１抵抗に接続された第２抵
抗と、コレクタが当該第２抵抗にそしてエミッタが第３
電位に接続されたＮＰＮバイポーラトランジスタと、当
該ＮＰＮバイポーラトランジスタのベースと前記第１電
位との間に接続された第３抵抗と、前記ＮＰＮバイポー
ラトランジスタのベースと前記伝送線路の遠端との間に
接続された第１ダイオードとから成り、前記第２インバータは、前記第２電位に接続された第４
抵抗と、エミッタが前記第３電位にそしてコレクタが前
記第４抵抗に接続されたＰＮＰバイポーラトランジスタ
と、当該ＰＮＰバイポーラトランジスタのベースと前記
第３電位との間に接続された第５抵抗と、前記ＰＮＰバ
イポーラトランジスタのベースに接続された第６抵抗
と、当該第６抵抗と前記伝送線路の遠端との間に接続さ
れた第２ダイオードとから成る、請求項１又は請求項２
の終端回路。
【請求項７】前記第１電位は電源電圧であって前記第１
トランジスタはＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、
前記第２電位は接地電位であって前記第２トランジスタ
はＮチャネルＭＯＳトランジスタである請求項３又は請
求項４の終端回路。
【請求項８】前記第１電位は電源電圧であって前記第１
トランジスタはＰＮＰバイポーラトランジスタであり、
前記第２電位は接地電位であって前記第２トランジスタ
はＮＰＮバイポーラトランジスタである請求項３又は請
求項４の終端回路。