JPH05260662A - アクティブフィルタを利用した電圧変動抑制装置 - Google Patents
アクティブフィルタを利用した電圧変動抑制装置Info
- Publication number
- JPH05260662A JPH05260662A JP4086464A JP8646492A JPH05260662A JP H05260662 A JPH05260662 A JP H05260662A JP 4086464 A JP4086464 A JP 4086464A JP 8646492 A JP8646492 A JP 8646492A JP H05260662 A JPH05260662 A JP H05260662A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- harmonic
- equation
- voltage fluctuation
- current
- fundamental wave
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、コストアップを招かずに高調波に
基づく電圧変動の改善率を向上することを目的とする。 【構成】 本発明のアクティブフィルタを利用した電圧
変動抑制装置は、基本波無効分と各次の高調波を分離す
るフィルタ２２1 ，２２3 ，２２5 ・・・２２mと、所
定時間後の基本波無効分と各次の高調波のレベルを予測
するシステム２３1 ，２３3 ，２３5 ・・・２３m を設
け、予測レベルの電流を所定時間後に線路に注入する構
成を有している。
基づく電圧変動の改善率を向上することを目的とする。 【構成】 本発明のアクティブフィルタを利用した電圧
変動抑制装置は、基本波無効分と各次の高調波を分離す
るフィルタ２２1 ，２２3 ，２２5 ・・・２２mと、所
定時間後の基本波無効分と各次の高調波のレベルを予測
するシステム２３1 ，２３3 ，２３5 ・・・２３m を設
け、予測レベルの電流を所定時間後に線路に注入する構
成を有している。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はアクティブフィルタを利
用した電圧変動抑制装置に関し、特に、制御時間の遅れ
をなくして改善率の向上を図ったアクティブフィルタを
利用した電圧変動抑制装置に関する。
用した電圧変動抑制装置に関し、特に、制御時間の遅れ
をなくして改善率の向上を図ったアクティブフィルタを
利用した電圧変動抑制装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】高調波に基づく系統電圧の変動を抑制す
るためにアクティブフィルタを利用して逆位相の高調波
を系統に注入する電圧変動抑制装置が使用されている。
電圧変動の原因になる高調波は、電力変換装置を使用す
る鉄道用電力設備から最も多く発生するが、最近では家
電機器，ＯＡ機器等に使用される半導体応用機器からも
多く発生している。電圧変動が大きくなると、コンピュ
ータやリレー等を誤作動させたり、メモリーの破壊を招
いたり、照明にちらつきを発生させたり，等の問題が生
じる。
るためにアクティブフィルタを利用して逆位相の高調波
を系統に注入する電圧変動抑制装置が使用されている。
電圧変動の原因になる高調波は、電力変換装置を使用す
る鉄道用電力設備から最も多く発生するが、最近では家
電機器，ＯＡ機器等に使用される半導体応用機器からも
多く発生している。電圧変動が大きくなると、コンピュ
ータやリレー等を誤作動させたり、メモリーの破壊を招
いたり、照明にちらつきを発生させたり，等の問題が生
じる。
【０００３】従来の高調波による電圧変動を抑制する装
置として、図５に示されるアクティブフィルタを利用し
た電圧変動抑制装置がある。この電圧変動抑制装置は、
電源５０より負荷５１へ線路電圧ｖS に基づいて負荷電
流ｉL を供給する線路５２からＰＴ５３，及びＣＴ５４
を介して線路電圧ｖS ，及び負荷電流ｉL を入力する演
算部５５と、演算部５５によって演算された演算電流ｉ
COと線路５２へ現在供給されている補償電流ｉC との差
を出力する加算器５６と、加算器５６の差を増幅する増
幅器５７と、増幅器５７によって増幅された差信号に応
じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号を出力するＰＷＭ変調
器５８と、ＰＷＭ信号によって導通率を制御され、直流
源として動作する直流リアクトル５９からＰＷＭインバ
ータ電流ｉ’C を出力する電流形ＰＷＭインバータ６０
と、ＰＷＭインバータ電流ｉ’Cから不要高調波電流を
除去して線路５２へ補償電流ｉC を注入する高調波除去
フィルタ６１より構成されている。
置として、図５に示されるアクティブフィルタを利用し
た電圧変動抑制装置がある。この電圧変動抑制装置は、
電源５０より負荷５１へ線路電圧ｖS に基づいて負荷電
流ｉL を供給する線路５２からＰＴ５３，及びＣＴ５４
を介して線路電圧ｖS ，及び負荷電流ｉL を入力する演
算部５５と、演算部５５によって演算された演算電流ｉ
COと線路５２へ現在供給されている補償電流ｉC との差
を出力する加算器５６と、加算器５６の差を増幅する増
幅器５７と、増幅器５７によって増幅された差信号に応
じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号を出力するＰＷＭ変調
器５８と、ＰＷＭ信号によって導通率を制御され、直流
源として動作する直流リアクトル５９からＰＷＭインバ
ータ電流ｉ’C を出力する電流形ＰＷＭインバータ６０
と、ＰＷＭインバータ電流ｉ’Cから不要高調波電流を
除去して線路５２へ補償電流ｉC を注入する高調波除去
フィルタ６１より構成されている。
【０００４】以上の構成において、ＰＴ５３，及びＣＴ
５４から線路電圧ｖS ，及び負荷電流ｉL が演算部５５
に供給されると、演算部５５は線路電圧ｖS と同相の負
荷電流ｉL の基本波有効分ｉLDを求め、次に、ｉCO＝ｉ
L −ｉLDの演算を行って〔基本波無効分＋高調波分〕を
求め、この演算電流ｉCOは加算器５６で現在高調波除去
フィルタ６１より線路５２へ供給されている補償電流ｉ
c との差を演算され、その差が増幅器５７を介してＰＷ
Ｍ変調器５８に入力する。ＰＷＭ変調器５８はその差信
号に基づいてＰＷＭ点弧パルスを発生して電流形ＰＷＭ
インバータ６０に供給し、その導通率を制御することに
よって演算電流ｉCOを打ち消すＰＷＭインバータ電流
ｉ’C を生成し、これを高調波除去フィルタ６１によっ
て高調波を除去して補償電流ｉC として線路５２へ注入
する。その結果、線路５２の〔基本波無効分＋高調波
分〕が補償電流ｉC によって相殺され、負荷５１に加え
られる線路電圧ｖS の電圧変動が抑制される。
５４から線路電圧ｖS ，及び負荷電流ｉL が演算部５５
に供給されると、演算部５５は線路電圧ｖS と同相の負
荷電流ｉL の基本波有効分ｉLDを求め、次に、ｉCO＝ｉ
L −ｉLDの演算を行って〔基本波無効分＋高調波分〕を
求め、この演算電流ｉCOは加算器５６で現在高調波除去
フィルタ６１より線路５２へ供給されている補償電流ｉ
c との差を演算され、その差が増幅器５７を介してＰＷ
Ｍ変調器５８に入力する。ＰＷＭ変調器５８はその差信
号に基づいてＰＷＭ点弧パルスを発生して電流形ＰＷＭ
インバータ６０に供給し、その導通率を制御することに
よって演算電流ｉCOを打ち消すＰＷＭインバータ電流
ｉ’C を生成し、これを高調波除去フィルタ６１によっ
て高調波を除去して補償電流ｉC として線路５２へ注入
する。その結果、線路５２の〔基本波無効分＋高調波
分〕が補償電流ｉC によって相殺され、負荷５１に加え
られる線路電圧ｖS の電圧変動が抑制される。
【０００５】図６の(a) は以上述べたアクティブフィル
タの補償が遅れた場合の補償効果を示し、ΔＱL は負荷
の変動値，ΔＱF はアクティブフィルタの補償値，ΔＱ
A は補償後の変動値にそれぞれ相当し、アクティブフィ
ルタの補償値ΔＱF がωt だけ遅れて線路に注入されて
いることを示している。
タの補償が遅れた場合の補償効果を示し、ΔＱL は負荷
の変動値，ΔＱF はアクティブフィルタの補償値，ΔＱ
A は補償後の変動値にそれぞれ相当し、アクティブフィ
ルタの補償値ΔＱF がωt だけ遅れて線路に注入されて
いることを示している。
【０００６】補償後の変動値ΔＱA を算出すると、
【数１】
【０００７】以上から明らかな通り、ωt を０に近ずけ
ると補償効果が大になる。
ると補償効果が大になる。
【０００８】図６の(b) は負荷の変動値ΔＱL を有する
線路に時間ｔだけ遅れてΔＱF の補償値をアクティブフ
ィルタから線路に注入したところ補償後の変動値がΔＱ
A になったことを示している。
線路に時間ｔだけ遅れてΔＱF の補償値をアクティブフ
ィルタから線路に注入したところ補償後の変動値がΔＱ
A になったことを示している。
【０００９】図７は以上述べた制御時間の遅れｔに対す
る電圧変動の改善率Ｋを示したものであり、次の計算式
に基づく。
る電圧変動の改善率Ｋを示したものであり、次の計算式
に基づく。
【数２】 図７では変動周波数ｆ＝１０Ｈｚとしている。
【００１０】図７より明らかな通り、制御時間の遅れｔ
を小にすることにより改善率を大にすることができ、線
路の電圧変動を抑制することができる。
を小にすることにより改善率を大にすることができ、線
路の電圧変動を抑制することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のアクテ
ィブフィルタを利用した電圧変動抑制装置によると、演
算部の演算時間とそれに基づいて電流形インバータを駆
動するのに５ｍｓ程度の時間を要するので、改善率を７
５％程度以上にすることができないという不都合があ
る。その時間を短縮するためには、演算部のハードウェ
アの量を増加する必要があり、その結果、装置のコスト
アップを招く。
ィブフィルタを利用した電圧変動抑制装置によると、演
算部の演算時間とそれに基づいて電流形インバータを駆
動するのに５ｍｓ程度の時間を要するので、改善率を７
５％程度以上にすることができないという不都合があ
る。その時間を短縮するためには、演算部のハードウェ
アの量を増加する必要があり、その結果、装置のコスト
アップを招く。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は上記問題点に鑑
み、コストアップを招かずに電圧変動の改善率を向上す
るため、線路から入力した負荷源流から基本波有効分を
減算して基本波無効分と各次の高調波分の和の電流信号
を算出する手段と、和の電流信号を基本波と各次の高調
波に分離する手段と、基本波と各次の高調波に基づいて
所定の時間後の基本波と各次の高調波を予測する手段
と、予測された基本波と各次の高調波に基づいて注入電
流を生成し、所定の時間になったとき線路に注入する手
段を備えたアクティブフィルタを利用した電圧変動抑制
装置を提供するものである。
み、コストアップを招かずに電圧変動の改善率を向上す
るため、線路から入力した負荷源流から基本波有効分を
減算して基本波無効分と各次の高調波分の和の電流信号
を算出する手段と、和の電流信号を基本波と各次の高調
波に分離する手段と、基本波と各次の高調波に基づいて
所定の時間後の基本波と各次の高調波を予測する手段
と、予測された基本波と各次の高調波に基づいて注入電
流を生成し、所定の時間になったとき線路に注入する手
段を備えたアクティブフィルタを利用した電圧変動抑制
装置を提供するものである。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の一実施例に係るアクティブフ
ィルタを利用した電圧変動抑制装置を示し、線路電圧Ｖ
s と負荷電流ＩL の不要成分を除去するアナログフィル
タ１１，１２と、アナログフィルタ１１，１２より出力
される電圧信号と電流信号の所定の周波数でサンプリン
グしてデジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換器１３，１４
と、デジタル電圧信号とデジタル電流信号を入力して、
矩形波の電圧信号と電流信号を出力する矩形化回路１
５，１６と、矩形波の電圧信号と電流信号の位相差θを
検出するため両者を加算する加算器１７と、加算信号に
基づいて位相差信号ｃｏｓθを出力するｃｏｓ回路１８
と、負荷電流ＩL に位相差信号ｃｏｓθを乗じて有効電
流成分ＩL ｃｏｓθを出力する乗算器１９と、有効電流
成分ＩLｃｏｓθの５０Ｈｚの周波数成分を通過させる
ことにより基本波有効分を生成するフィルタ２０と、負
荷電流ＩL から基本波有効分を減じることにより〔基本
波無効分＋高調波分〕を出力する減算器２１を有する。
本発明のアクティブフィルタを利用した電圧変動抑制装
置は更に、〔基本波無効分＋高調波分〕を基本波，及び
各次数の高調波にそれぞれ分離するフィルタ２２1 ，２
２3 ，２２5 ・・・２２m （ｍは奇数）と、各フィルタ
の出力値ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 ・・・ｆn を入力して以下に
述べる予測近似の演算を行う予測近似システム２３1 ，
２３3 ，２３5 ・・・２３m と、装置全体の同期をとる
クロック信号を発生するクロック発生回路２４と、アク
ティブフィルタ指示値を出力する加算器２５を有する。
ィルタを利用した電圧変動抑制装置を示し、線路電圧Ｖ
s と負荷電流ＩL の不要成分を除去するアナログフィル
タ１１，１２と、アナログフィルタ１１，１２より出力
される電圧信号と電流信号の所定の周波数でサンプリン
グしてデジタル信号を出力するＡ／Ｄ変換器１３，１４
と、デジタル電圧信号とデジタル電流信号を入力して、
矩形波の電圧信号と電流信号を出力する矩形化回路１
５，１６と、矩形波の電圧信号と電流信号の位相差θを
検出するため両者を加算する加算器１７と、加算信号に
基づいて位相差信号ｃｏｓθを出力するｃｏｓ回路１８
と、負荷電流ＩL に位相差信号ｃｏｓθを乗じて有効電
流成分ＩL ｃｏｓθを出力する乗算器１９と、有効電流
成分ＩLｃｏｓθの５０Ｈｚの周波数成分を通過させる
ことにより基本波有効分を生成するフィルタ２０と、負
荷電流ＩL から基本波有効分を減じることにより〔基本
波無効分＋高調波分〕を出力する減算器２１を有する。
本発明のアクティブフィルタを利用した電圧変動抑制装
置は更に、〔基本波無効分＋高調波分〕を基本波，及び
各次数の高調波にそれぞれ分離するフィルタ２２1 ，２
２3 ，２２5 ・・・２２m （ｍは奇数）と、各フィルタ
の出力値ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 ・・・ｆn を入力して以下に
述べる予測近似の演算を行う予測近似システム２３1 ，
２３3 ，２３5 ・・・２３m と、装置全体の同期をとる
クロック信号を発生するクロック発生回路２４と、アク
ティブフィルタ指示値を出力する加算器２５を有する。
【００１４】次に、予測近似システム２３1 ，２３3 ，
２３5 ・・・２３m の行う予測近似の演算を説明する。
この演算においては、最小二乗法とニュートンの差商公
式が利用される。
２３5 ・・・２３m の行う予測近似の演算を説明する。
この演算においては、最小二乗法とニュートンの差商公
式が利用される。
【００１５】最小二乗法とは与えられた何個かの数値を
滑らかに通る曲線を、その近似曲線との二乗誤差が最小
になるように規定する方法である。まず、近似したい方
程式を
滑らかに通る曲線を、その近似曲線との二乗誤差が最小
になるように規定する方法である。まず、近似したい方
程式を
【数３】 として、これをｎ個の点（ｘ1 ，ｙ1 ），（ｘ2 ，
ｙ2 ），・・（ｘN ，ｙN ）に当てはめると仮定する。
実際の点（ｘ1 ，ｙ1 ）と近似方程式との誤差は
ｙ2 ），・・（ｘN ，ｙN ）に当てはめると仮定する。
実際の点（ｘ1 ，ｙ1 ）と近似方程式との誤差は
【数４】 と表される。この値には正と負があり、誤差同志打ち消
し合うのでδi を二乗して和をつくる。
し合うのでδi を二乗して和をつくる。
【数５】 ゆえにＥをできる限り小さくするように、ａ，ｂを決定
する。一般的な最小化問題では、（３）式のａ，ｂにつ
いての一次偏導関数を０とおき、ａ，ｂについての連立
方程式を解く。
する。一般的な最小化問題では、（３）式のａ，ｂにつ
いての一次偏導関数を０とおき、ａ，ｂについての連立
方程式を解く。
【数６】
【数７】 これを整理して
【数８】
【数９】 (6),(7) を解くことによりａ，ｂを得る。
【００１６】各次数の高調波は定性的にｃｏｓ関数とｓ
ｉｎ関数の線形和（三角関数）で表すことができる。従
って、最小二乗法に基づく近似したい式は以下の通りと
表すことができる。
ｉｎ関数の線形和（三角関数）で表すことができる。従
って、最小二乗法に基づく近似したい式は以下の通りと
表すことができる。
【数１０】 ここで、（８）式のａINとａ2Nを最小二乗法により決定
する。誤差関数を入力値と近似値の二乗としそれを最小
にする。ゆえに誤差関数Ｅは
する。誤差関数を入力値と近似値の二乗としそれを最小
にする。ゆえに誤差関数Ｅは
【数１１】 となる。これをａ1N，ａ2Nで偏微分して０とおくと、
【数１２】
【数１３】 となり、これを整理すると、
【数１４】
【数１５】 となる。ここで、
【数１６】
【数１７】
【数１８】
【数１９】
【数２０】 とおくと、
【数２１】
【数２２】 よって、
【数２３】
【数２４】 と求められる。
【００１７】次に、入力値をｆ2 ，ｆ3 ・・・ｆN+1 と
してａ1 N+1 ，ａ2 N+1 を求める。この際(15)〜(20)の
計算を最初から行わず、次のように簡略化して演算量を
減ずる。
してａ1 N+1 ，ａ2 N+1 を求める。この際(15)〜(20)の
計算を最初から行わず、次のように簡略化して演算量を
減ずる。
【数２５】
【数２６】
【数２７】
【数２８】
【数２９】 そして
【数３０】
【数３１】 となる。つまりＡN+1 を求めるのにＮ個の和で求めず
に、ＡN からｉ＝１のデータを減算し、ｉ＝Ｎ＋１のデ
ータを加えることにより求めるという手段を取る。Ｂ
N+1 ，ＣN+1 ，ＤN+1 ，ＥN+1 ，ＦN+1 についても同様
であり、全体では６（Ｎ−２）回の計算量が省略でき
る。
に、ＡN からｉ＝１のデータを減算し、ｉ＝Ｎ＋１のデ
ータを加えることにより求めるという手段を取る。Ｂ
N+1 ，ＣN+1 ，ＤN+1 ，ＥN+1 ，ＦN+1 についても同様
であり、全体では６（Ｎ−２）回の計算量が省略でき
る。
【００１８】最後に、ニュートンの差商公式を使いｔD
（ｍｓ）後のａ1D ａ2Dを求める。ニュートンの差商公
式は、関数ｆ（ｘ）に対し当てはまる曲線を近似する方
法であり、任意の曲線近似に効果がある。その公式は次
のようになる。
（ｍｓ）後のａ1D ａ2Dを求める。ニュートンの差商公
式は、関数ｆ（ｘ）に対し当てはまる曲線を近似する方
法であり、任意の曲線近似に効果がある。その公式は次
のようになる。
【数３２】 すなわち、式(29)までで求めたａ1 N-3M，ａ1 N-2M, ａ
1 N-M,ａ1 N とａ2 N-3M, ａ2 N-2M, ａ2 N-M,ａ2 N を
用い
1 N-M,ａ1 N とａ2 N-3M, ａ2 N-2M, ａ2 N-M,ａ2 N を
用い
【数３３】 ａ2 D もａ1 D と同様にして求める。ここでｔN は現在
時刻，ｔD はサンプリング時間
時刻，ｔD はサンプリング時間
【数３４】 である。このａ1 D ａ2 D を式（８）に代入し、ｔ＝
ｔN ＋ｔD としてｔD 後の出力値を求める。
ｔN ＋ｔD としてｔD 後の出力値を求める。
【００１９】図２は以上述べた予測近似システム２
３1 ，２３3 ，２３5 ，・・・２３m の演算の流れを示
している。
３1 ，２３3 ，２３5 ，・・・２３m の演算の流れを示
している。
【００２０】以下、本発明の動作を説明する。図示され
ないＰＴ，ＣＴから線路電圧ＶS ，負荷電流ＩL がアナ
ログフィルタ１１，１２を経てＡ／Ｄ変換器１３，１４
に入力すると、Ａ／Ｄ変換器１３はデジタル電圧信号を
矩形化回路１５に、Ａ／Ｄ変換器１４はデジタル電流信
号を矩形化回路１６，乗算器１９，及び減算器２１にそ
れぞれ出力する。矩形化回路１５，１６はそれぞれデジ
タル電圧信号，デジタル電流信号を矩形化して加算器１
７に出力すると、加算器１７は加算信号をｃｏｓ回路１
８に出力する。ｃｏｓ回路１８は、デジタル電圧信号と
デジタル電流信号の位相差θに基づいてｃｏｓθの位相
差信号を発生して乗算器１９に出力する。乗算器１９は
Ａ／Ｄ変換器１４のデジタル電流信号とｃｏｓθに基づ
いてＩL ｃｏｓθの演算を行って、電流有効分を算出す
る。この電流有効分はフィルタ２０によって５０Ｈｚの
基本波以外のものが除去されて基本波有効分とされて減
算器２１に入力する。減算器２１では、Ａ／Ｄ変換器１
４からのデジタル電流信号から基本波有効分が減算さ
れ、除去される対象である〔基本波無効分＋高調波〕の
高調波信号が生成される。この高調波信号がフィルタ２
２1 ，２２3 ・・・２２m に通されて基本波，及び各次
数の高調波に分離された後各サンプリング毎の信号
ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 ・・・として予測近似システム２
３1 ，２３3 ，・・・２３m に入力し、前述した演算を
施される。演算結果として得られたａ1 D とａ2 D を式
（８）に代入することにより、次の予測近似式が得られ
る（図２参照）。
ないＰＴ，ＣＴから線路電圧ＶS ，負荷電流ＩL がアナ
ログフィルタ１１，１２を経てＡ／Ｄ変換器１３，１４
に入力すると、Ａ／Ｄ変換器１３はデジタル電圧信号を
矩形化回路１５に、Ａ／Ｄ変換器１４はデジタル電流信
号を矩形化回路１６，乗算器１９，及び減算器２１にそ
れぞれ出力する。矩形化回路１５，１６はそれぞれデジ
タル電圧信号，デジタル電流信号を矩形化して加算器１
７に出力すると、加算器１７は加算信号をｃｏｓ回路１
８に出力する。ｃｏｓ回路１８は、デジタル電圧信号と
デジタル電流信号の位相差θに基づいてｃｏｓθの位相
差信号を発生して乗算器１９に出力する。乗算器１９は
Ａ／Ｄ変換器１４のデジタル電流信号とｃｏｓθに基づ
いてＩL ｃｏｓθの演算を行って、電流有効分を算出す
る。この電流有効分はフィルタ２０によって５０Ｈｚの
基本波以外のものが除去されて基本波有効分とされて減
算器２１に入力する。減算器２１では、Ａ／Ｄ変換器１
４からのデジタル電流信号から基本波有効分が減算さ
れ、除去される対象である〔基本波無効分＋高調波〕の
高調波信号が生成される。この高調波信号がフィルタ２
２1 ，２２3 ・・・２２m に通されて基本波，及び各次
数の高調波に分離された後各サンプリング毎の信号
ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 ・・・として予測近似システム２
３1 ，２３3 ，・・・２３m に入力し、前述した演算を
施される。演算結果として得られたａ1 D とａ2 D を式
（８）に代入することにより、次の予測近似式が得られ
る（図２参照）。
【数３５】
【００２１】予測近似システム２３1 ，２３3 ，・・・
２３m はそれぞれＦ（ｔ＋ｔD ）を演算し、その結果に
基づく予測高調波信号を出力する。各予測高周調信号は
加算器２５で加算されて加算予測高調波信号（基本波無
効分を含む）となってＰＷＭ変調器（図示せず）に入力
する。この後は前述した方法と同じ方法によって電流形
ＰＷＭインバータを含むアクティブフィルタで予測補償
電流を発生し、予測時間と一致するタイミングで線路に
注入する。
２３m はそれぞれＦ（ｔ＋ｔD ）を演算し、その結果に
基づく予測高調波信号を出力する。各予測高周調信号は
加算器２５で加算されて加算予測高調波信号（基本波無
効分を含む）となってＰＷＭ変調器（図示せず）に入力
する。この後は前述した方法と同じ方法によって電流形
ＰＷＭインバータを含むアクティブフィルタで予測補償
電流を発生し、予測時間と一致するタイミングで線路に
注入する。
【００２２】本発明を評価するために５次の高調波を利
用してシミュレーションを行った。結果を図３に示す。
サンプリングポイント数Ｎ＝１０，サンプリング間隔ｔ
S ＝０．８ｍｓ，予測時間ｔD ＝５ｍｓ，ニュートンの
差商公式におけるサンプリング間隔Ｍ＝３とした。
用してシミュレーションを行った。結果を図３に示す。
サンプリングポイント数Ｎ＝１０，サンプリング間隔ｔ
S ＝０．８ｍｓ，予測時間ｔD ＝５ｍｓ，ニュートンの
差商公式におけるサンプリング間隔Ｍ＝３とした。
【００２３】図３において実線が入力として計測された
値を示し、点線が予測値として計算された値を示す。こ
の予測値は高調波の挙動を数式として模擬したものであ
る。これによりａ1 ，ａ2 の初期値の求め方から予測開
始まで、しいては高調波が大きく変化したときの予測の
性能などが表される。つまりステップ１までの入力で第
１番目のａ1 ，ａ2 を計算し、ステップ２までの入力で
漸次ａ1 ，ａ2 を求め、それから５ｍｓ後の予測値を計
算している。図３からわかるようにデータ数の少ない初
めの数ｍｓは予測値と計測値は差があるが、データ数が
多くなると予測値と計測値はほとんど一致する。
値を示し、点線が予測値として計算された値を示す。こ
の予測値は高調波の挙動を数式として模擬したものであ
る。これによりａ1 ，ａ2 の初期値の求め方から予測開
始まで、しいては高調波が大きく変化したときの予測の
性能などが表される。つまりステップ１までの入力で第
１番目のａ1 ，ａ2 を計算し、ステップ２までの入力で
漸次ａ1 ，ａ2 を求め、それから５ｍｓ後の予測値を計
算している。図３からわかるようにデータ数の少ない初
めの数ｍｓは予測値と計測値は差があるが、データ数が
多くなると予測値と計測値はほとんど一致する。
【００２４】図４は制御時間の遅れを可変にする演算を
説明するものであり、計測値に基づいて演算した指示値
を線路へ送出する時間と、制御時間の遅れを一致させる
ことができる。
説明するものであり、計測値に基づいて演算した指示値
を線路へ送出する時間と、制御時間の遅れを一致させる
ことができる。
【００２５】図４において、基準時間Ｔの垂直線が指示
値の曲線と交わる点ＴD の上下に等距離を置いて水平線
１１，１２を描く。指示値の曲線が計測値の曲線と水平
線１１，１２とに交わる時間ＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤを
演算する。次に、Ｔ１＝ＴＡ−ＴＢ，Ｔ２＝ＴＣ−ＴＤ
を演算し、Ｔ１≒０，Ｔ２≠０であれば、指示値の出力
時間をＴＡだけ進める。このようにすることにより、時
間、場所に関係なく予測近似システムを最適に動作させ
ることができる。また、この演算はリアルタイムで行う
ものでなく、過去の記録を使って行う。
値の曲線と交わる点ＴD の上下に等距離を置いて水平線
１１，１２を描く。指示値の曲線が計測値の曲線と水平
線１１，１２とに交わる時間ＴＡ，ＴＢ，ＴＣ，ＴＤを
演算する。次に、Ｔ１＝ＴＡ−ＴＢ，Ｔ２＝ＴＣ−ＴＤ
を演算し、Ｔ１≒０，Ｔ２≠０であれば、指示値の出力
時間をＴＡだけ進める。このようにすることにより、時
間、場所に関係なく予測近似システムを最適に動作させ
ることができる。また、この演算はリアルタイムで行う
ものでなく、過去の記録を使って行う。
【００２６】以上説明した通り、本発明のアクティブフ
ィルタを利用した電圧変動抑制装置によると、基本波無
効分と高調波の短時間後の値を予測し、その予測値を線
路に注入するので、制御時間の遅れをなくし、コストア
ップを招かずに電圧変動の改善率を向上することができ
る。
ィルタを利用した電圧変動抑制装置によると、基本波無
効分と高調波の短時間後の値を予測し、その予測値を線
路に注入するので、制御時間の遅れをなくし、コストア
ップを招かずに電圧変動の改善率を向上することができ
る。
【図１】本発明の実施例を示すブロック図。
【図２】本発明の演算部のフローチャート。
【図３】本発明を評価するシュミレーション結果を示す
説明図。
説明図。
【図４】本発明の電圧変動抑制装置を更に発展させる演
算を示す説明図。
算を示す説明図。
【図５】従来のアクティブフィルタを使用した電圧変動
抑制装置を示すブロック図。
抑制装置を示すブロック図。
【図６】高調波を相殺する注入電流の遅れの影響を示す
説明図。
説明図。
【図７】制御時間の遅れと改善率の関係を示すグラフ。
１１，１２ アナログフィルタ １３，１４
Ａ／Ｄ変換器 １５，１６ 矩形化回路 １７ 加
算器 １８ ｃｏｓ回路 １９ 乗
算器 ２０ 基本波通過フィルタ ２１ 減
算器 ２２1 ，２２3 ，・・・２２m 各次高調波フィルタ ２３1 ，２３3 ，・・・２３m 各次高調波予測近似
回路 ２４ クロック信号発生回路 ２５ 加算器
Ａ／Ｄ変換器 １５，１６ 矩形化回路 １７ 加
算器 １８ ｃｏｓ回路 １９ 乗
算器 ２０ 基本波通過フィルタ ２１ 減
算器 ２２1 ，２２3 ，・・・２２m 各次高調波フィルタ ２３1 ，２３3 ，・・・２３m 各次高調波予測近似
回路 ２４ クロック信号発生回路 ２５ 加算器
Claims (2)
- 【請求項１】 線路から入力した負荷電流から基本波有
効分を減算して基本波無効分と各次の高調波分の和の電
流信号を算出する手段と、 前記和の電流信号を基本波と各次の高調波に分離する手
段と、 前記基本波と各次の高調波に基づいて所定の時間後の基
本波と各次の高調波を予測する手段と、 予測された基本波と各次の高調波に基づいて注入電流を
生成し、前記所定の時間になったとき前記線路に注入す
る手段を備えていることを特徴とするアクティブフィル
タを利用した電圧変動抑制装置。 - 【請求項２】 前記予測する手段は、前記分離された基
本波，及び各次の高調波毎に複数の計測値を入力する手
段と、 前記複数の計測値から最小二乗法に基づいて基本波，及
び各次の高調波毎に、Ｆ（ｔ）＝ａ1Nｃｏｓｍω0 ｔ＋
ａ2Nｓｉｎｍω0 ｔのａ1N ,及びａ2Nを決定する手段
と、 前記ａ1N，及び前記ａ2Nからニュートン差商公式に基づ
いて前記Ｆ（ｔ）式における時間ｔD 後の係数ａ1D，及
びａ2Dを決定する手段を含む請求項１のアクティブフィ
ルタを利用した電圧変動抑制装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4086464A JPH05260662A (ja) | 1992-03-10 | 1992-03-10 | アクティブフィルタを利用した電圧変動抑制装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4086464A JPH05260662A (ja) | 1992-03-10 | 1992-03-10 | アクティブフィルタを利用した電圧変動抑制装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05260662A true JPH05260662A (ja) | 1993-10-08 |
Family
ID=13887682
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4086464A Pending JPH05260662A (ja) | 1992-03-10 | 1992-03-10 | アクティブフィルタを利用した電圧変動抑制装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05260662A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008306831A (ja) * | 2007-06-07 | 2008-12-18 | Meidensha Corp | 高調波電流補償装置 |
-
1992
- 1992-03-10 JP JP4086464A patent/JPH05260662A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008306831A (ja) * | 2007-06-07 | 2008-12-18 | Meidensha Corp | 高調波電流補償装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Lee et al. | A novel control method for three-phase PWM rectifiers using a single current sensor | |
| JP6468342B1 (ja) | 電力変換装置 | |
| KR20090054473A (ko) | 전력 변환 장치 | |
| Jun et al. | Performance comparison of model predictive control methods for active front end rectifiers | |
| Petric et al. | A jitter amplification phenomenon in multisampled digital control of power converters | |
| JP3234909B2 (ja) | インバータ制御装置、およびインバータの制御方法 | |
| Low | A DSP-based single-phase AC power source | |
| JP2018113779A (ja) | 電力変換装置及びその高調波抑制方法 | |
| JP2001186752A (ja) | 電源高調波抑制装置および空気調和機 | |
| JPH09238472A (ja) | Ｐｗｍ制御装置 | |
| JPH05260662A (ja) | アクティブフィルタを利用した電圧変動抑制装置 | |
| JP3070606B1 (ja) | 電力変換装置 | |
| Arshad et al. | Genetic algorithm tuned adaptive discrete-time sliding mode controller for grid-connected inverter with an LCL filter | |
| KR102662694B1 (ko) | 전압 리플 보상 장치 및 방법 | |
| JP3298441B2 (ja) | 電圧形ｐｗｍインバータの電圧制御装置 | |
| JP3237698B2 (ja) | 帰還制御装置 | |
| JP3112589B2 (ja) | インバータ制御装置 | |
| Abe et al. | Multirate perfect tracking control of single-phase inverter with inter sampling for arbitrary waveform | |
| JP3212850B2 (ja) | 特定周波数成分信号の動作位相算出方法および装置並びにアクティブフィルタのデジタル制御システム | |
| JP2003102127A (ja) | アクティブフィルタ装置の制御方法 | |
| Stinson et al. | Analytical Determination of the Harmonic Disturbance Rejection in a Synchronous Reference Frame Phase Locked Loop | |
| Aigner et al. | Broadband Active Common Mode EMI Suppression of Motor Inverters with Adaptive FIR Filters Using Delay-Compensated Digital Gate Control Signals | |
| JP2005224093A (ja) | パルス幅変調インバータ装置及びその制御方法 | |
| JPH06178550A (ja) | Ｖｖｖｆインバータの電流制御装置 | |
| JP3504007B2 (ja) | アクティブフィルタの制御方法及び装置 |