JPH05243861A - 広帯域増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明は、広帯域増幅回路において、従来に比
してダイナミツクレンジが広くかつ 250〔ＭHz〕程度と
広帯域まで周波数特性を伸長する。 【構成】同相出力信号又は反転出力信号が入力される第
３又は第４のトランジスタと同相出力信号及び反転出力
信号と逆相及び同相の第１及び第２の差動出力を入力す
るバツフア出力段とでシングルエンド・プツシユプル出
力段を構成することにより、当該出力段に入力される第
１又は第２の差動出力と反転出力信号又は同相出力信号
の位相を互いに逆位相の関係にでき、位相のずれによる
周波数特性の劣化を有効に回避することができ、周波数
特性を従来に比して格段的に伸長させることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【目次】以下の順序で本発明を説明する。 産業上の利用分野 従来の技術（図１２〜図１４） 発明が解決しようとする課題（図１５） 課題を解決するための手段（図１、図８〜図１１） 作用（図４及び図７） 実施例（図１〜図１１） 発明の効果

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は広帯域増幅回路に関し、
特に集積回路に内蔵されるミエツタ接地型の広帯域増幅
回路に適用して好適なものである。

【０００３】

【従来の技術】従来、エミツタ接地型の広帯域増幅回路
１は、図１２に示すように、エミツタに負荷抵抗Ｒ１が
接続されたＮＰＮ型トランジスタＱ１のベースに増幅段
２を介して増幅された入力信号Ｖ_in入力し、エミツタよ
り出力信号Ｖ_out を出力するようになされている。

【０００４】また広帯域増幅回路３は（図１３）、抵抗
Ｒ１に代えてトランジスタＱ１のエミツタに電流源４を
接続することにより出力段の駆動能力を向上させ、周波
数特性を広帯域増幅回路１に比して伸長させるようにな
されている。

【０００５】同様に広帯域増幅回路５は（図１４）、Ｎ
ＰＮ型トランジスタＱ１にＰＮＰ型トランジスタＱ２を
接続して出力段をプツシユプル出力段構成とすることに
より、出力段の駆動能力を向上させるようになされてい
る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところが広帯域増幅回
路１、３及び５は、出力段に付くピン容量Ｃ及びパツド
容量等のトータル負荷容量Ｃ０を駆動しなければならな
いため、広帯域で動作し、かつ４Ｖ_P-p 程度の出力振幅
を有する出力信号Ｖ_out を出力することは困難であつ
た。

【０００７】例えば広帯域増幅回路１及び３の場合には
広帯域増幅回路１及び３は負荷容量Ｃ０の影響により発
振しやすいため、かかる発振を止めるためにトランジス
タＱ１のベースやエミツタにダンピング抵抗を接続しな
ければらなず、当該抵抗の影響により周波数特性を充分
伸長することができなかつた。

【０００８】また広帯域増幅回路５の場合にはＰＮＰ型
トランジスタＱ２のトランジシヨン周波数ｆ_T が（利得
が１となる周波数）一般に低いため高域まで周波数特性
を伸長することができなかつた。

【０００９】そこで増幅段２で増幅された入力信号Ｖ_in
を増幅回路７及び反転増幅回路８を介してＮＰＮ型トラ
ンジスタＱ１及びＱ３のベースに入力し、トランジスタ
Ｑ１及びＱ３をシングルエンド・プツシユプル動作させ
ることが考えられている（図１５）。

【００１０】ところが広帯域増幅回路６の場合には、増
幅回路７及び反転増幅回路８の遅延時間のずれの違いか
ら出力信号の位相差を 180°にとることができず、あま
り広帯域までは周波数特性を伸長することができなかつ
た。

【００１１】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、出力振幅として４〔Ｖ〕とれ、かつ 250〔ＭHz〕程
度まで周波数特性を伸長することができる広帯域増幅回
路を提案しようとするものである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め第１の発明においては、入力信号Ｖ_inを差動入力端よ
り入力し、差動出力端より同相出力信号Ｖ２及び反転出
力信号Ｖ１として出力する差動入力段１３と、第１及び
第２のトランジスタＱ１３及びＱ１４で構成され、第１
及び第２の出力端より同相出力信号Ｖ２及び反転出力信
号Ｖ１に対して逆相の第１及び第２の差動出力を出力す
る第１の差動出力段１４と、第３及び第４のトランジス
タＱ１５及びＱ１６で構成され、第３及び第４の出力端
より同相出力信号Ｖ２及び反転出力信号Ｖ１に対して逆
相の第３及び第４の差動出力を出力する第２の差動出力
段１５と、第５のトランジスタＱ１７で構成され、第１
又は第２の差動出力を入力するバツフア出力段Ｑ１７と
を備え、バツフア出力段Ｑ１７は、第１又は第２の差動
出力と逆相の同相出力信号又は反転出力信号が入力され
る第３又は第４のトランジスタＱ１５又はＱ１６とシン
グルエンド・プツシユプル出力段１２を構成し、出力端
をプツシユプル駆動するようにする。

【００１３】また第２の発明においては、第１及び第２
の差動出力段１４及び１５は、第１、第２、第３及び第
４のトランジスタＱ１３、Ｑ１４、Ｑ１５及びＱ１６と
第１、第２、第３及び第４の出力端間にカスコード接続
された第６、第７、第８及び第９のトランジスタＱ２
１、Ｑ２２、Ｑ２３及びＱ２４を有し、バツフア出力段
Ｑ１７は、第１又は第２の差動出力と逆相の同相出力信
号又は反転出力信号が入力される第３、第８又は第４、
第９のトランジスタ（Ｑ１５、Ｑ２３又はＱ１６、Ｑ２
４）とシングルエンド・プツシユプル出力段を構成し、
出力端をプツシユプル駆動するようにする。

【００１４】さらに第３の発明においては、第６及び第
７のトランジスタＱ３１及びＱ３２で構成され、第５及
び第６の出力端より同相出力信号Ｖ２及び反転出力信号
Ｖ１に対して逆相の第５及び第６の差動出力を出力する
第３の差動出力段３１と、第８のトランジスタＱ３３で
構成され、第５のトランジスタＱ１７にダーリントン接
続されると共に第３又は第４の差動出力を入力する第２
のバツフア出力段Ｑ３３とを備え、第２のバツフア出力
段Ｑ３３は、第３又は第４の差動出力と逆相の同相出力
信号及び反転出力信号が入力される第６又は第７のトラ
ンジスタＱ３１又はＱ３２とシングルエンド・プツシユ
プル出力段を構成し、出力端をプツシユプル駆動するよ
うにする。

【００１５】さらに第４の発明においては、第６及び第
７のトランジスタＱ３１及びＱ３２で構成され、第５及
び第６の出力端より同相出力信号Ｖ２及び反転出力信号
Ｖ１に対して逆相の第５及び第６の差動出力を出力する
第３の差動出力段３１と、第８のトランジスタＱ３３で
構成され、第５のトランジスタＱ１７にダーリントン接
続されると共に第３又は第４の差動出力を入力する第２
のバツフア出力段Ｑ３３とを備え、第１、第２及び第３
の差動出力段１４、１５及び３１は、第１、第２、第
３、第４、第５及び第６のトランジスタＱ１３、Ｑ１
４、Ｑ１５、Ｑ１６、Ｑ３１及びＱ３２と第１、第２、
第３、第４、第５及び第６の出力端間にカスコード接続
された第９、第１０、第１１、第１２、第１３及び第１
４のトランジスタＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４、Ｑ
４１及びＱ４２を有し、第２のバツフア出力段Ｑ３３
は、第３又は第４の差動出力と逆相の同相出力信号及び
反転出力信号が入力される第５、第１３又は第６、第１
４のトランジスタＱ３１、Ｑ４１又はＱ３２、Ｑ４２と
シングルエンド・プツシユプル出力段を構成し、出力端
をプツシユプル駆動するようにする。

【００１６】さらに第５の発明においては、第１、第２
又は第１、第２、第３の差動増幅出力段１４、１５又は
１４、１５、３１は、第１及び第２、第３及び第４、第
５及び第６のトランジスタＱ１３及び１４、Ｑ１５及び
Ｑ１６、Ｑ３１及びＱ３２のトランジスタの共通エミツ
タに接続された負荷抵抗を電流源とするようにする。

【００１７】

【作用】第１の発明においては、シングルエンド・プツ
シユプル出力段１２に入力される第１又は第２の差動出
力と反転出力信号Ｖ２又は同相出力信号Ｖ１の位相は互
いに逆位相の関係になることにより、位相のずれによる
周波数特性の劣化を有効に回避することができる。これ
により４〔Ｖ〕と大きな出力振幅でありながら周波数特
性を 250〔ＭHz〕程度まで伸長させることができる。

【００１８】第２の発明においては、第１、第２、第３
及び第４のトランジスタＱ１３、Ｑ１４、Ｑ１５及びＱ
１６に第６、第７、第８及び第９のトランジスタＱ２
１、Ｑ２２、Ｑ２３及びＱ２４をカスコード接続するこ
とにより、出力段のミラー容量の影響をなくすことがで
き、さらに一段と周波数特性を高域まで伸長することが
できる。

【００１９】第３の発明においては、第８のトランジス
タＱ３３を第５のトランジスタＱ１７にダーリントン接
続し、最終出力段に流れるコレクタ電流として一段と大
きな電流を流すことができることにより、従来に比して
一段と周波数特性を伸長することができる。

【００２０】第４の発明においては、第８のトランジス
タＱ３３を第５のトランジスタＱ１７にダーリントン接
続すると共に、第１、第２、第３、第４、第５及び第６
のトランジスタＱ１３、Ｑ１４、Ｑ１５、Ｑ１６、Ｑ３
１及びＱ３２に第９、第１０、第１１、第１２、第１３
及び第１４のトランジスタＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ
２４、Ｑ４１及びＱ４２をカスコード接続することによ
り、従来に比して出力段のミラー容量を低減することが
できると共に、最終出力段に流れるコレクタ電流として
一段と大きな電流を流すことができ、従来に比して一段
と周波数特性を伸長することができる。

【００２１】第５の発明においては、第１、第２及び第
３の差動増幅出力段１４、１５及び３１の電流源１７、
１８及び３２を負荷抵抗とすることにより、回路素子を
一段と減少させることができ、消費電力を小さくかつ従
来に比して一段と周波数特性を伸長することができる。

【００２２】

【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。

【００２３】図１において、１０は全体として広帯域増
幅回路を示し、ギルバートアンプ１１にプツシユプル出
力段１２を接続した構成を有している。ギルバートアン
プ１１は、電流源独立型の差動入力段１３及び電流源共
通型の差動出力段１４で構成されている。

【００２４】差動入力段１３は、一対のＮＰＮ型トラン
ジスタＱ１１及びＱ１２で構成され、トランジスタＱ１
１及びＱ１２のエミツタ及び電流源１５及び１６間には
入力抵抗Ｒ_INが接続されている。因みに電流源１５及び
１６は一定電流Ｉ０を引き込むようになされている。

【００２５】またトランジスタＱ１１及びＱ１２のコレ
クタには他端に所定電圧Ｅ１が与えられるダイオードＤ
１及びＤ２が接続されており、当該接続中点より入力信
号Ｖ_inの反転出力信号Ｖ１及び同相出力信号Ｖ２を後段
の差動出力段１４に出力するようになされている。

【００２６】一方、差動出力段１４は、一対のＮＰＮ型
トランジスタＱ１３及びＱ１４で構成され、トランジス
タＱ１３及びＱ１４の共通エミツタには一定電流２Ｉ１
を引き込む電流源１７が接続されるようになされてい
る。

【００２７】またトランジスタＱ１３及びＱ１４のコレ
クタには他端に電源電圧Ｖ_CCが与えられる負荷抵抗Ｒ_l
がそれぞれ接続されており、互いに位相が 180°異なる
反転出力信号Ｖ１及び同相出力信号Ｖ２を反転し、接続
中点Ｐ１及びＰ２より後段のプツシユプル出力段１２に
出力するようになされている。

【００２８】これによりギルバートアンプ１１は、入力
信号Ｖ_inを次式、

【数１】 で与えられる利得Ｇ倍した同相出力信号Ｖ３及び反転出
力信号Ｖ４をプツシユプル出力段１２に出力するように
なされている。

【００２９】プツシユプル出力段１２は、差動対をなす
トランジスタＱ１３、Ｑ１４に対してカスケード接続さ
れ、差動対１５を構成するＮＰＮ型トランジスタＱ１５
及びＱ１６とトランジスタＱ１５に対して縦列接続され
たＮＰＮ型トランジスタＱ１７により構成されている。

【００３０】ここでトランジスタＱ１５及びＱ１７に
は、電流源１８よりアイドリング電流Ｉ_out が供給さ
れ、それぞれ互いに逆相の反転出力信号Ｖ１及び同相出
力信号Ｖ３によつてプツシユプル駆動されるようになさ
れている。すなわちトランジスタＱ１５は、電圧出力で
出力段に付く負荷容量Ｃを駆動し、一方トランジスタＱ
１７は反転出力信号Ｖ１に対して逆位相の電流出力によ
り負荷抵抗Ｃを駆動するようになされている。

【００３１】また電流源１８は、広帯域増幅回路１０を
動作させたい周波数ｆ_max が高い程、また負荷容量Ｃ及
び出力振幅Ｖ_p-p が大きい程、一般に大きな電流量Ｉ
_min を供給する必要がある。

【００３２】これは広帯域まで周波数特性を伸長させよ
うとすると、トランジスタの駆動能力を向上させるため
にセル面積が大きくしなければならず、この際トランジ
スタに付く各容量（ベース・エミツタ間空乏層容量
Ｃ_je、ベース・コレクタ間容量Ｃ_jc及びコレクタ・基板
容量Ｃ_js）が大きくなるため出力段に多くの電流量Ｉ
_minを供給せねばならないためである（図２）。

【００３３】ところがベース・エミツタ間容量にはベー
ス・エミツタ間空乏層容量Ｃ_jeの他にベース蓄積容量Ｃ
_b が存在し、当該ベース蓄積容量Ｃ_b はコレクタ・エミ
ツタ間に流れる電流に比例して増加するため広帯域まで
周波数特性を伸長させる必要がある場合には、一層大き
な電流量が必要となる。

【００３４】この実施例の場合、電流源１８に引き込ま
れる一定電流２Ｉ_out は、次式

【数２】 の値に設定されている。

【００３５】この電流量Ｉ_min は、出力振幅をＶ_p-p と
し、動作させたい周波数をｆ_max とし、そのときの負荷
容量をＣとした場合における波形の立ち上がり立ち下が
り時間ｔ_min とした場合に、次式

【数３】

【数４】 の関係式より与えられる。

【００３６】ところでトランジスタＱ１５及びＱ１６か
ら電流源１８に引き込まれるアイドリング電流Ｉ
_out （＝Ｉ_min ／２）はトランジスタＱ１５及びＱ１６
が差動対を構成するため従来に比して半分となり、この
結果トランジスタＱ１５及びＱ１６の駆動能力は従来の
半分以下のもので良いようになされている。

【００３７】これによりトランジスタに寄生する各容量
Ｃπ、Ｃ_jc及びＣ_jsは従来の半分以下とでき、負荷容量
のトータル量Ｃ０も減少し、発振に対しても強くなり周
波数特性も向上することができるようになされている。

【００３８】またこれによりトランジスタＱ１５及びト
ランジスタＱ１７は、低出力インピーダンスのシングル
エンド・プツシユプル回路として動作し、約 250〔ＭH
z〕の高域まで広帯域増幅回路１０の周波数特性を伸長
することができるようになされている。

【００３９】以上の構成において、広帯域増幅回路１０
はギルバートアンプ１１で入力信号Ｖ_inを増幅すると、
入力信号Ｖ_inと同相の同相出力信号Ｖ３及び逆相の反転
出力信号Ｖ１をプツシユプル出力段１２に出力する。

【００４０】ここでプツシユプル出力段１２は、従来の
広帯域増幅回路６の場合と異なり互いに逆位相の関係に
ある同相出力信号Ｖ３及び反転出力信号Ｖ１を入力し、
負荷容量Ｃをプツシユプル駆動する。

【００４１】例えば同相出力信号Ｖ３が論理「Ｈ」に立
ち上がる期間、トランジスタＱ１７がオン動作するのに
対して他方のトランジスタＱ１７はオフ動作し、トラン
ジスタＱ１７は電圧出力により容量負荷Ｃを低インピー
ダンス駆動する。

【００４２】これに対して同相出力信号Ｖ３が論理
「Ｌ」に立ち下がる期間、トランジスタＱ１７は負荷容
量Ｃに蓄積されている電荷の影響によつてエミツタ電位
がベース電位より高くなり、トランジスタＱ１７はオフ
動作する。

【００４３】これに対して他方のトランジスタＱ１５の
ベース電位は同相出力信号Ｖ３に対して逆相の反転出力
信号Ｖ１が入力されるため論理「Ｈ」に立ち上がり、ト
ランジスタＱ１５がオン動作する。このときトランジス
タＱ１５のコレクタ電流は反転出力信号Ｖ１に比例して
増加し、負荷容量Ｃより高速に電荷を引き出す。

【００４４】このようにトランジスタＱ１５は、容量負
荷Ｃに蓄積された電荷をコレクタ電流が増加した分速く
放電することができ、（すなわち速く論理レベルを立ち
上げることができ）、トランジスタＱ１７のオフ期間を
従来に比して短縮することができる。

【００４５】またこの実施例の場合、トランジスタＱ１
５及びＱ１７に流れるアイドリング電流は、電流源１８
に引き込まれる電流２Ｉ_out の半分Ｉ_out となるため、
出力インピーダンスＺ_out はトランジスタのベース抵抗
ｒ_bbを用いて、次式

【数５】 と表すことができる（図３）。

【００４６】ところが入力信号Ｖ_inが高周波帯域になる
と電流増幅率ｈ_FEが低下するため、（５）式の第２項は
大きくなり、出力インピーダンスＺ_out は次式

【数６】 に示すようにインダクタンスＬと等価に表すことができ
る。

【００４７】これにより出力段はインダクタンスＬと容
量Ｃによる発振器とみなすことができる。このため従来
のように負荷容量Ｃ及びＣπが大きく、ＮＰＮ型トラン
ジスタのトランジシヨン周波数ｆ_T が低い場合には低域
にピーキングをもち（図４において実線で示す）、さら
にこのピーキングを抑圧するダンピング抵抗の影響のた
め周波数特性（図４において破線で示す）を高域に伸長
することができなかつた。

【００４８】これに対してこの実施例の場合には、合成
容量Ｃπが小さくなる分ピーキング（図４において一点
鎖線で示す）を従来に比して高域にシフトすることがで
き、広帯域増幅回路１０の周波数特性を従来に比して一
段と高域に伸長することができる。

【００４９】因に増幅段１４の負荷抵抗Ｒ_L 及びトラン
ジスタＱ１３のコレクタ・基板間容量Ｃ_CSはローパスフ
イルタを構成し、出力段のピーキングをカツトオフする
ため周波数特性は２点鎖線（図４）に示すようになる。
また広帯域増幅回路１０と同様に互いに逆位相の入力信
号により出力段をシングルエンド・プツシユプル駆動す
る回路構成として図５に示す構成が考えられるが、この
場合には広帯域増幅回路１０の場合に比して出力ダイナ
ツクレンジが狭くなる。

【００５０】これは広帯域増幅回路１８の場合、トラジ
スタＱ１５のエミツタ電位Ｖ_E は入力信号Ｖ_inと同相に
増減するのに対してトランジスタＱ１７の出力信号Ｖ
_out は入力信号Ｖ_inと逆相に増減するためにエミツタ電
位Ｖ_E の山と出力信号Ｖ_out の谷が同期し、出力ダイナ
ミツクレンジが狭くなるからである（図６）。

【００５１】これに対してこの実施例の場合、トランジ
スタＱ１５のベース電位はダイオードＤ１により対数圧
縮されてほぼ一定であるため、入力信号Ｖ_inの半振幅分
大きくすることができる（図７）。ここでＶ_sat はトラ
ンジスタＱ１５のコレクタ・エミツタ間飽和電圧であ
る。

【００５２】これにより広帯域増幅回路１０は従来に比
して格段的に高速でプツシユプル出力段１２をプツシユ
プル駆動することができ、また出力ダイナミツクレンジ
を従来に比して一段と広くとれ、モノリシツク集積回路
で出力振幅４〔Ｖ〕の広帯域増幅回路の周波数特性を 2
50〔ＭHz〕程度まで伸長することができる。

【００５３】以上の構成によれば、広帯域増幅回路１０
の前段をギルバートアンプ１１とし、後段を差動出力段
１４に対してカスケード接続されるトランジスタＱ１５
及び当該トランジスタＱ１５とシングルエンド・プツシ
ユプル出力段をなすトランジスタＱ１７で構成すること
により、互いに逆位相の反転出力信号Ｖ１及び同相出力
信号Ｖ３でトランジスタＱ１５及びＱ１７をプツシユプ
ル駆動することができ、従来に比して一段と高域まで周
波数特性を伸長することができる。

【００５４】なお上述の実施例においては、広帯域増幅
回路１０を図１に示すように構成する場合について述べ
たが、本発明はこれに限らず、互いにカスケード接続さ
れた差動出力段１４及び差動出力段１５を構成するトラ
ンジスタＱ１３、Ｑ１４及びＱ１５、Ｑ１６のそれぞれ
にＮＰＮ型トランジスタＱ２１、Ｑ２２及びＱ２３、Ｑ
２４をカスコード接続する場合にも適用し得る（図
８）。

【００５５】この広帯域増幅回路２０の場合（以下カス
コード接続型という）、トランジスタＱ１３、Ｑ１４及
びＱ１５、Ｑ１６のミラー容量を無視することができ、
従来に比して周波数特性を一段と高域まで伸長すること
ができる。

【００５６】また上述の実施例においては、広帯域増幅
回路１０を図１に示すように構成する場合について述べ
たが、本発明はこれに限らず、差動出力段１４に対して
２段の差動出力段１５及び３１をカスケード接続すると
共に、ＮＰＮ型のトランジスタＱ３３をトランジスタＱ
１７にダーリントン接続する場合にも適用し得る（図
９）。

【００５７】この広帯域増幅回路４０の場合（以下ダー
リントン接続型という）、第２の差動出力段３１のバツ
フアトランジスタＱ３３に流れるコレクタ電流を広帯域
増幅回路１０の場合に比して一段と大きな電流とするこ
とができ、周波数特性を一段と高域まで伸長することが
できる。

【００５８】さらに上述の実施例においては、広帯域増
幅回路１０を図１に示すように構成する場合について述
べたが、本発明はこれに限らず、図８及び図９との対応
部分に同一符号を付して示す図１０に示すように、カス
ケード接続型とダーリントン接続型を組み合わせる場合
にも広く適用し得る。

【００５９】さらに上述の実施例においては、入力信号
Ｖ_inを差動入力段１３のトランジスタＱ１１に入力する
場合について述べたが、本発明はこれに限らず、入力信
号Ｖ_in及び反転入力信号Ｖ_in0 を一対のトランジスタＱ
１１及びＱ１２の双方に入力する場合にも広く適用し得
る。このようにすれば広帯域増幅の利得Ｇを従来に比し
て２倍にすることができる。

【００６０】さらに上述の実施例においては、入力信号
Ｖ_inに対して逆相の反転出力信号Ｖ１が入力されるトラ
ンジスタＱ１３を用いて出力段のトランジスタＱ１５及
びＱ１７をシングルエンド・プツシユプル動作させる場
合について述べたが、本発明はこれに限らず、入力信号
Ｖ_inに対して同相の入力信号Ｖ２が入力されるトランジ
スタＱ１４を用いて出力段をプツシユプル駆動し、出力
信号Ｖ_out に対して逆相の出力信号Ｖ_out0を出力するよ
うにしても良い。

【００６１】さらに上述の実施例においては、広帯域増
幅回路１０及び２０を図１及び図８に示すように構成
し、出力段を構成するの差動出力段に電流源１７及び１
８を接続する場合について述べたが、本発明はこれに限
らず、抵抗Ｒ１１及びＲ１２を接続するようにしても良
い（図１１）。

【００６２】この広帯域増幅回路５０の場合、利得Ｇは
トランジスタＱ２のエミツタ電位Ｅを用いて、次式

【数７】 で与えられ、また電流減を抵抗Ｒ１１及びＲ１２だけで
構成できることにより、一段と少ない素子数で広帯域増
幅回路を構成することができる。

【００６３】

【発明の効果】上述のように本発明によれば、同相出力
信号又は反転出力信号が入力される第３又は第４のトラ
ンジスタと同相出力信号及び反転出力信号と逆相第１及
び第２の差動出力を入力するバツフア出力段とでシング
ルエンド・プツシユプル出力段を構成することにより、
当該出力段に入力される第１又は第２の差動出力と反転
出力信号又は同相出力信号の位相を互いに逆位相の関係
にでき、位相のずれによる周波数特性の劣化を有効に回
避することができ、周波数特性を従来に比して格段的に
伸長させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による広帯域増幅回路の一実施例を示す
等価回路図である。

【図２】トランジスタの接合容量の説明に供する略線図
である。

【図３】トランジスタの等価回路を示す略線図である。

【図４】本発明の広帯域増幅回路の周波数特性を示す特
性曲線図である。

【図５】従来のプツシユプル出力段を示す等価回路図で
ある。

【図６】その出力ダイナミツクレンジの説明に供する特
性曲線図である。

【図７】本発明の出力ダイナミツクレンジの説明に供す
る特性曲線図である。

【図８】他の実施例の説明に供する等価回路図である。

【図９】他の実施例の説明に供する等価回路図である。

【図１０】他の実施例の説明に供する等価回路図であ
る。

【図１１】他の実施例の説明に供する等価回路図であ
る。

【図１２】従来の広帯域増幅回路の説明に供する等価回
路図である。

【図１３】従来の広帯域増幅回路の説明に供する等価回
路図である。

【図１４】従来の広帯域増幅回路の説明に供する等価回
路図である。

【図１５】従来の広帯域増幅回路の説明に供する等価回
路図である。

【符号の説明】

１、３、５、６、１０、１８、２０、３０、４０、５０
……広帯域増幅回路、１１……ギルバートアンプ、１２
……プツシユプル出力段、１３、１４、１５、３１……
差動出力段、１６、１７、１８、３２……電流源。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号を差動入力端より入力し、差動出
   力端より同相出力信号及び反転出力信号として出力する
   差動入力段と、 第１及び第２のトランジスタで構成され、第１及び第２
   の出力端より上記同相出力信号及び反転出力信号に対し
   て逆相の第１及び第２の差動出力を出力する第１の差動
   出力段と、 第３及び第４のトランジスタで構成され、第３及び第４
   の出力端より上記同相出力信号及び反転出力信号に対し
   て逆相の第３及び第４の差動出力を出力する第２の差動
   出力段と、 第５のトランジスタで構成され、上記第１又は第２の差
   動出力を入力するバツフア出力段とを具え、上記バツフ
   ア出力段は、上記第１又は第２の差動出力と逆相の上記
   同相出力信号又は反転出力信号が入力される上記第３又
   は第４のトランジスタとシングルエンド・プツシユプル
   出力段を構成し、出力端をプツシユプル駆動することを
   特徴とする広帯域増幅回路。
2. 【請求項２】上記第１及び第２の差動出力段は、上記第
   １、第２、第３及び第４のトランジスタと第１、第２、
   第３及び第４の出力端間にカスコード接続された第６、
   第７、第８及び第９のトランジスタを有し、 上記バツフア出力段は、上記第１又は第２の差動出力と
   逆相の上記同相出力信号又は反転出力信号が入力される
   上記第３、第８又は第４、第９のトランジスタとシング
   ルエンド・プツシユプル出力段を構成し、出力端をプツ
   シユプル駆動することを特徴とする請求項１に記載の広
   帯域増幅回路。
3. 【請求項３】第６及び第７のトランジスタで構成され、
   第５及び第６の出力端より上記同相出力信号及び反転出
   力信号に対して逆相の第５及び第６の差動出力を出力す
   る第３の差動出力段と、 第８のトランジスタで構成され、上記第５のトランジス
   タにダーリントン接続されると共に上記第３又は第４の
   差動出力を入力する第２のバツフア出力段とを具え、上
   記第２のバツフア出力段は、上記第３又は第４の差動出
   力と逆相の上記同相出力信号及び反転出力信号が入力さ
   れる上記第６又は第７のトランジスタとシングルエンド
   ・プツシユプル出力段を構成し、出力端をプツシユプル
   駆動することを特徴とする請求項１に記載の広帯域増幅
   回路。
4. 【請求項４】第６及び第７のトランジスタで構成され、
   第５及び第６の出力端より上記同相出力信号及び反転出
   力信号に対して逆相の第５及び第６の差動出力を出力す
   る第３の差動出力段と、 第８のトランジスタで構成され、上記第５のトランジス
   タにダーリントン接続されると共に上記第３又は第４の
   差動出力を入力する第２のバツフア出力段とを具え、 上記第１、第２及び第３の差動出力段は、上記第１、第
   ２、第３、第４、第５及び第６のトランジスタと第１、
   第２、第３、第４、第５及び第６の出力端間にカスコー
   ド接続された第９、第１０、第１１、第１２、第１３及
   び第１４のトランジスタを有し、上記第２のバツフア出
   力段は、上記第３又は第４の差動出力と逆相の上記同相
   出力信号及び反転出力信号が入力される上記第５、第１
   ３又は第６、第１４のトランジスタとシングルエンド・
   プツシユプル出力段を構成し、出力端をプツシユプル駆
   動することを特徴とする請求項１に記載の広帯域増幅回
   路。
5. 【請求項５】上記第１、第２又は第１、第２、第３の差
   動増幅出力段は、第１及び第２、第３及び第４、第５及
   び第６のトランジスタの共通エミツタに接続された負荷
   抵抗を電流源とすることを特徴とする請求項１、請求項
   ２、請求項３又は請求項４に記載の広帯域増幅回路。