JPH05218755A - 広帯域出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明は、広帯域出力回路において、出力端子
に付く負荷容量の影響を低減させると共に消費電力を低
減させ、周波数特性を従来に比して一段と伸長する。 【構成】出力端子にコレクタでそれぞれ接続される集積
回路内の第１及び第２のトランジスタに第３及び第４の
トランジスタを出力端子を介して外部よりカスコード接
続し、当該第３のトランジスタに流れるコレクタ電流を
外部抵抗によつて出力電圧に変換する。集積回路の出力
端子に寄生する負荷容量はコレクタ電流によつて駆動さ
れることにより、負荷容量の影響によつて周波数特性が
劣化するおそれが回避され、従来に比して一段と動作帯
域を高周波数帯域まで伸ばすことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【目次】以下の順序で本発明を説明する。 産業上の利用分野 従来の技術（図４及び図５） 発明が解決しようとする課題（図６及び図７） 課題を解決するための手段（図１及び図３） 作用 実施例（図１〜図３） （１−１）実施例の全体構成（図１） （１−２）電流源１２及び１３の構成（図２） （１−３）電流源１６の構成（図３） （２）実施例の動作 （３）実施例の効果 （４）他の実施例 発明の効果

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は広帯域出力回路に関し、
特に集積回路に内蔵される低消費電力型の広帯域出力回
路に適用して好適なものである。

【０００３】

【従来の技術】従来、集積回路の出力段は図４及び図５
に示すようにエミツタフオロア出力回路によつて構成さ
れており、出力ピンＰ１より出力信号Ｖ_out を出力する
ようになされている。ここで集積回路１（図４）の出力
段は、演算増幅回路ＡＭＰ１で増幅された入力信号Ｖ_in
によつてＮＰＮ型トランジスタＱ１を駆動し、当該トラ
ンジスタＱ１のエミツタに接続された負荷抵抗Ｒ１に生
じる出力電圧Ｖ_out を出力ピンＰ１より出力するように
なされている。

【０００４】また集積回路２（図５）の出力段は、ＮＰ
Ｎ型トランジスタＱ１のエミツタに電流源３を接続して
トランジスタＱ１を定電流駆動するようになされてお
り、出力ピンＰ１より出力電圧信号Ｖ_out を出力するよ
うになされている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところが集積回路の出
力段にはピン容量（４〜５〔ｐＦ〕）やパツド容量及び
外部部品の容量等の負荷容量Ｃ１が存在し、これ等の負
荷容量Ｃ１を出力段は電圧出力信号Ｖ_out で駆動しなけ
ればならないため周波数特性を高域まで十分に伸ばすこ
とはできなかつた。

【０００６】例えば集積回路１や集積回路２の出力段の
場合には、エミツタフオロア回路であるため高周波数帯
域になると電流増幅率ｈ_FEが低下し、その結果出力イン
ピーダンスが高くなつて発振しやすくなり、この発振を
抑制するためトランジスタＱ１のベースに抵抗を接続す
る必要がある。このため集積回路１や集積回路２の場合
には、周波数特性を40〜50〔ＭHz〕程度までしか伸ばせ
られなかつた。

【０００７】そこで負荷容量Ｃ１を駆動するため出力段
をプツシユプル回路構成にすることが考えられている
（図６及び図７）。ところが集積回路４（図６）の出力
段の場合には、集積回路１や集積回路２に比べれば周波
数特性を伸ばすことができるが、それでもＮＰＮ型トラ
ンジスタＱ１とプツシユプル回路を構成するＰＮＰ型ト
ランジスタＱ２のトランジシヨン周波数ｆ_T が低い影響
により 150〔ＭHz〕程度までしか周波数特性を伸ばすこ
とができなつた。

【０００８】また集積回路５（図７）の出力段の場合に
は、ＮＰＮ型トランジスタＱ１及びＱ３を直列に接続す
ると共に、各トランジスタＱ１及びＱ３のベースにバツ
フア回路ＡＭＰ２及び反転バツフア回路ＡＭＰ３をそれ
ぞれ接続し、出力段をプツシユプル動作させるようにな
されているが、バツフア回路ＡＭＰ２と反転バツフア回
路ＡＭＰ３の遅延時間の違いにより周波数特性を十分高
域まで伸ばすことはできなかつた。

【０００９】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、従来に比して一段と周波数特性を高域まで伸長する
ことができる広帯域出力回路を提案しようとするもので
ある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め第１の発明においては、第１及び第２のトランジスタ
Ｑ１７及びＱ１８によつて構成され、コレクタが第１及
び第２の出力端子Ｐ１０及びＰ１１にそれぞれ接続され
ると共に、ベースに供給される入力電圧Ｖ１及びＶ２で
駆動される差動増幅手段と、差動増幅手段が実装された
集積回路１１の外部に設けられると共に、ベースが直流
電源端子Ｐ１３に接続され、第１の出力端子Ｐ１０を介
して第１のトランジスタＱ１７とカスコード接続される
第３のトランジスタＱ１１と、第３のトランジスタＱ１
１とカスケード接続されると共に、第２の出力端子Ｐ１
１を介して第２のトランジスタＱ１８とカスコード接続
される第４のトランジスタＱ１２と、第３のトランジス
タＱ１１のコレクタに接続され、第３のトランジスタＱ
１１より第１の出力端子Ｐ１１を介して第１のトランジ
スタＱ１１に供給されるコレクタ電流Ｉ₁ ±ｉを出力電
圧Ｖ_out に変換する外部負荷抵抗Ｒ１１とを備え、第１
の出力端子Ｐ１０に寄生する負荷容量Ｃ１はコレクタ電
流Ｉ₁ ±ｉで駆動されるようにする。

【００１１】また第２の発明においては、差動増幅手段
は、直流電源端子Ｐ１３に供給される電源電圧Ｅ３を駆
動電源とするようにする。

【００１２】さらに第３の発明においては、第１及び第
２のトランジスタＱ１７及びＱ１８の共通エミツタに温
度による特性変動が小さい電流源１６を接続する。

【００１３】

【作用】第１の発明においては、集積回路１１の信号出
力を第１及び第３のトランジスタに流れるコレクタ電流
Ｉ₁ ±ｉとし、第１の出力端子に寄生する負荷容量Ｃ１
を電流駆動することにより、周波数特性を劣化させてい
た負荷容量Ｃ１の影響を無視することができ、従来に比
して一段と周波数特性を高域まで伸ばすことができる。

【００１４】また第２の発明においては、差動増幅手段
の駆動電源を直流電源端子Ｐ１３より第３及び第４のト
ランジスタに直流電源を供給する電源電圧Ｅ３と共用す
ることにより、出力電圧のダイナミツクレンジを広く設
定できると共に、集積回路１１内の消費電力を小さくで
きる。これにより集積回路１１の動作時の温度上昇を抑
えることができ、放熱手段を設けることなく広帯域出力
回路を集積回路内に実装することができる。

【００１５】また第３の発明においては、第１及び第２
のトランジスタＱ１７及びＱ１８の共通エミツタに接続
される電流源を温度による特性変動が小さい電流源１６
とすることにより、広帯域出力回路全体の利得を動作温
度によらず安定に保つことができる。

【００１６】

【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。

【００１７】（１−１）実施例の全体構成 図１において１０は出力回路を示し、集積回路１１内に
内蔵されたギルバート型演算増幅回路を用いることによ
り出力段からの出力を従来の電圧出力に代えて電流出力
とし、外部接続されたＮＰＮ型トランジスタＱ１１及び
外部負荷抵抗Ｒ１１を介して出力電圧Ｖ_out を取り出す
ようになされている。

【００１８】ここでギルバート型演算増幅回路は、一対
のＮＰＮ型トランジスタＱ１５及びＱ１６により構成さ
れ、トランジスタＱ１５のベースにはバイアス電圧Ｅ１
に入力信号Ｖ_inが重畳された電圧が供給されると共に、
トランジスタＱ１６のベースにはバイアス電圧Ｅ１が供
給されるようになされている。

【００１９】またトランジスタＱ１５及びＱ１６のエミ
ツタには電流源１２及び１３が接続されており、各エミ
ツタと電流源１２及び１３との各接続中点は負荷抵抗Ｒ
１５を介して互いに接続されるようになされている。こ
こで電流源１２及び１３は、負荷抵抗Ｒ１５の温度特性
に対して反比例する温度特性を有する電流Ｉ₀ を供給す
るようになされている。

【００２０】さらにトランジスタＱ１５及びＱ１６のコ
レクタにはダイオードＤ１及びＤ２が接続されており、
当該ダイオードＤ１及びＤ２によつて対数圧縮された反
転出力Ｖ１及び同相出力Ｖ２がバツフアアンプ１４及び
１５を介して後段の差動増幅回路に差動入力として供給
されるようになされている。因みにダイオードＤ１及び
Ｄ２の他端には、電源電圧Ｅ２が供給されている。

【００２１】ここで差動増幅回路は、一対のＮＰＮ型ト
ランジスタＱ１７及びＱ１８により構成され、トランジ
スタＱ１７及びＱ１８のベースにそれぞれ入力される反
転出力Ｖ１及び同相出力Ｖ２によつて駆動されるように
なされている。因みにトランジスタＱ１７及びＱ１８の
エミツタには電流源１６が共通に接続され動作温度の変
動よらず特性の変動の少くない電流２Ｉ₁ が供給される
ようになされている。

【００２２】またトランジスタＱ１７及びＱ１８は、信
号出力端子Ｐ１０及びＰ１１を介して集積回路１１の外
部に設けられたＮＰＮ型トランジスタＱ１１及びＱ１２
とそれぞれカスコード接続されており、これによりミラ
ー容量が低減されると共に電圧振幅の変化が電流振幅の
変化として外部に取り出せるようになされている。

【００２３】因みにトランジスタＱ１１及びＱ１２はカ
スケード接続されており、各トランジスタＱ１１及びＱ
１２のベースには集積回路１１より直流電源電圧Ｅ３が
電源出力端子Ｐ１３を介して供給されるようになされて
いる。ここで電源出力端子Ｐ１３及び信号出力端子Ｐ１
０、Ｐ１１には集積回路１１のパツド容量及びピン容量
がそれぞれ存在するが、電源出力端子Ｐ１３は直流電圧
出力であるため周波数特性への影響はない。

【００２４】また信号出力端子Ｐ１０及びＰ１１の端子
電圧は集積回路１１の外部に設けられたトランジスタＱ
１１及びＱ１２のエミツタ抵抗ｒ_e によつて生じる振幅
分の変動で済むためほぼ２〔Ｖ〕に保たれており、また
インピーダンスも低いため従来のように端子に付く負荷
容量Ｃ１によつて周波数特性が劣化するおそれを有効に
回避することができるようになされている。

【００２５】ここでＮＰＮ型トランジスタＱ１１のコレ
クタには外部抵抗Ｒ１１が接続されるようになされてお
り、当該外部抵抗Ｒ１１の他端には12〔Ｖ〕の電源電圧
が外部電源より供給されるようになされている。これに
より集積回路１１内の電源電圧を低く抑えたまま外部抵
抗Ｒ１１に論理振幅の大きい論理出力Ｖ３を得ることが
できる。

【００２６】また外部抵抗Ｒ１１とトランジスタＱ１１
の接続中点にはＮＰＮ型トランジスタＱ１３のベースが
接続されており、入力信号Ｖ_inに同相の論理出力Ｖ３に
よつて負荷抵抗Ｒ１２に生じる電圧を出力信号Ｖ_out と
して出力するようになされている。

【００２７】ここで出力回路１０の周波数特性は出力端
子Ｐ１０及びＰ１１の負荷容量Ｃ１の影響が小さく抑え
られることにより、周波数特性は外付けのトランジスタ
Ｑ１１及びＱ１３のコレクタ容量Ｃ_obと外部抵抗Ｒ１１
の抵抗値Ｒ₁₁によつて定まり、次式

【数１】 で与えらる。因に（１）式のコレクタ容量Ｃ_obは 0.5
〔pF〕と出力端子Ｐ１０に付く負荷容量Ｃ１に対して一
桁小さいため、出力回路１０の周波数特性は 250〔ＭH
z〕と広帯域まで伸長することができる。

【００２８】（１−２）電流源１２及び１３の構成 電流源１２及び１３は、抵抗値の比が３対１の抵抗Ｒ２
０及びＲ２１を有し、当該抵抗Ｒ２０及びＲ２１の接続
中点にはＮＰＮ型トランジスタＱ２１のベースが接続さ
れるようになされている（図２）。

【００２９】また抵抗Ｒ２１と接地電位間には、ダイオ
ードＤ１１〜Ｄ１４で構成されるレベルシフト回路が接
続されており、トランジスタＱ２１に抵抗２０及びＲ２
１で内分された電圧を供給するようになされている。

【００３０】因みにトランジスタＱ２１のエミツタには
抵抗Ｒ２２が接続されており、ＮＰＮ型トランジスタＱ
２２及び負荷抵抗Ｒ２３を介して電流Ｉ₀ が流れるよう
になされている。さらにトランジスタＱ２２のコレクタ
及びベースはそれぞれＮＰＮ型トランジスタＱ２３のベ
ース及びエミツタと接続され、当該ベース及びエミツタ
の接続中点Ｐ２０には抵抗２４が他端を接地して接続さ
れている。

【００３１】またＮＰＮ型トランジスタＱ２４はベース
で接続中点Ｐ２０と接続されると共に、ギルバート型演
算増幅回路の差動対を構成するトランジスタＱ１５（Ｑ
１６）にコレクタで接続されるようになされている。こ
こで当該トランジスタＱ２４のエミツタには抵抗Ｒ２３
と同抵抗値の抵抗Ｒ２５が接続され、トランジスタＱ２
２と同じ電流Ｉ₀ が流れるようになされている。

【００３２】ここでトランジスタＱ２１よりトランジス
タＱ２２に流れる電流Ｉ₀ は、次式

【数２】 の関係式で表すことができる。この実施例の場合、抵抗
Ｒ２０と抵抗２１との抵抗値の比が３：１であることに
より、次式

【数３】 に示すように、電流Ｉ₀ は集積回路１０内の内部抵抗Ｒ
１５に反比例することになる。

【００３３】これにより内部抵抗Ｒ１５と電流Ｉ₀ の積
で与えられる入力信号のダイナミツクレンジＲ₁₅・Ｉ₀
は動作温度の変動に依存せずほぼ一定とすることができ
るようになされている。

【００３４】（１−３）電流源１６の構成 電流源１６は、図３に示すように、カレントミラー定電
流回路を構成するＰＮＰ型トランジスタＱ３１及びＱ３
２、オペアンプ３１及びバツフアトランジスタＱ３３に
より構成されている。ここでオペアンプ３１の非反転入
力端にはバンドギヤツプ回路より動作温度の変動によら
ず安定な基準電圧Ｖ_ref が供給されるようになされ、ま
た反転入力端にはバツフアトランジスタＱ３３の出力が
帰還されるようになされている。

【００３５】さらにバツフアトランジスタＱ３３のエミ
ツタには、電流出力端子Ｐ１５を介して温度依存特性の
ない外部抵抗Ｒ３１が接続されており、次式

【数４】 で与えられる温得のないコレクタ電流Ｉ₁ が流れるよう
になされている。

【００３６】これにより電流源１６は、差動対を構成す
るトランジスタＱ１７及びＱ１８に温度依存性のない電
流Ｉ₁ を供給することができ、出力回路１０全体の利得
Ｇを温度の変動によらず安定にできるようになされてい
る。

【００３７】（２）実施例の動作 以上の構成において、集積回路１１は入力信号Ｖ_inを一
対のＮＰＮ型トランジスタＱ１５及びＱ１６で構成され
るギルバート型演算増幅回路で増幅すると、出力端子Ｐ
１０及びＰ１１に接続されたトランジスタＱ１７及びＱ
１８の各ベースに入力信号Ｖ_inの反転出力Ｖ１及び同相
出力Ｖ２を供給する。

【００３８】このとき集積回路１１は、集積回路の出力
段を構成するトランジスタＱ１７及びＱ１８によつて反
転出力Ｖ１及び同相出力Ｖ２を電流出力に変換し、出力
ピンＰ１０を介して外部抵抗Ｒ１１を流れるコレクタ電
流Ｉ₁ ±ｉを制御する。ところで出力端子Ｐ１０及びＰ
１１の端子電圧は、外付けのトランジスタＱ１１及びＱ
１２のエミツタ電位が与えられるために出力電流の増減
によらずほぼ一定である。

【００３９】これによりインピーダンスは低くなり、５
〔pF〕の負荷容量Ｃ１にも係わらず周波数特性は外付け
のトランジスタＱ１１及びＱ１３のコレクタ容量Ｃ_obと
外部抵抗Ｒ１１によつて（１）式で求まり、 250〔ＭH
z〕程度と従来に比して格段的に周波数特性を伸長する
ことができる。

【００４０】また出力回路１０全体の利得Ｇは、トラン
ジスタＱ１５及びＱ１６のエミツタ抵抗ｒ_e の存在を無
視すると、集積回路１１内の内部抵抗Ｒ１５及び電流源
１２、１３及び１６の電流Ｉ₀ 及びＩ₁ に基づいて、次
式

【数５】 で求めることができる。

【００４１】このとき全体の利得Ｇは、出力段の外部抵
抗Ｒ₁₁が温度依存性を有しないのに対して内部抵抗Ｒ１
５が温度依存性をもつため、集積回路１１の動作温度に
よつて利得Ｇに温度依存特性が表れるおそれがあるが、
この内部抵抗Ｒ１５の温度依存特性は（３）式に示すよ
うに内部抵抗の温度特性に反比例する電流源１２、１３
の電流Ｉ₀ によつて打ち消される。

【００４２】また電流源１６の電流Ｉ₁ は（４）式に示
すように温度依存特性を有しないため、集積回路１１全
体の利得Ｇは動作温度の変動によらず一定とすることが
できる。ところで出力回路１０の周波数特性をさらに広
帯域まで伸長したい場合、（１）式より分母のコレクタ
容量Ｃ_obが固定のため内部抵抗Ｒ１５の抵抗値Ｒ₁₅を小
さくする必要があるが、当該抵抗値Ｒ₁₅と電流源１２、
１３の電流Ｉ₀ との積Ｒ₁₅・Ｉ₀ は入力信号Ｖ_inのダイ
ナミツクレンジを設定するため単独では小さくすること
ができない。

【００４３】そこで電流Ｉ₀ を大きくすることによつて
抵抗値Ｒ₁₅を小さくすれば周波数特性をさらに伸長する
ことができる。ところがこのように消費電流を増やすと
一般に集積回路１１のチツプ温度が上昇するため集積回
路に放熱用のフインを接続したり、パツケージ自体を大
型にして熱抵抗を下げる必要がある。

【００４４】しかしこの実施例の場合、外付けのトラン
ジスタＱ１１及びＱ１２にベース電圧を供給する基準電
圧Ｅ３を低くして当該トランジスタＱ１１及びＱ１２の
エミツタ電位Ｅ_A を小さく設定すれば、出力電流Ｉ₁ が
増加する場合にも集積回路内の消費電力Ｗを、次式

【数６】 のように低くできるため動作温度の上昇ΔＴは小さくて
済み、放熱板を付けなくとも広帯域の出力回路を通常の
パツケージ内に収めることができる。

【００４５】さらにこのようにエミツタ電位Ｅ_A を小さ
くすれば外部抵抗Ｒ１１の論理振幅を大きくとれるため
出力ダイナミツクレンジを一段と拡大することができ
る。ここで基準電源Ｅ２は、出力段の差動増幅対が動作
すると共に電流源１６が動作する範囲内に設定すれば良
い。

【００４６】因みにこの実施例の場合、集積回路１１の
出力端子Ｐ１０及びＰ１１に対して外付けしたトランジ
スタＱ１１、Ｑ１２を集積回路内に設けることも考えら
れるが、この場合には出力電圧で出力端子Ｐ１０に付く
負荷容量Ｃ１を駆動しなければならないため周波数特性
が劣化する。

【００４７】（３）実施例の効果 以上の構成によれば、集積回路１１の出力端子Ｐ１０に
寄生する負荷容量を外付けの外部抵抗Ｒ１１及び外付け
のトランジスタＱ１１を順次介して集積回路１１内に流
れ込むコレクタ電流Ｉ₁ ±ｉで駆動し、当該コレクタ電
流Ｉ₁ ±ｉによつて外部抵抗Ｒ１１に生じる電圧を出力
電圧信号Ｖ_out として取り出すことにより、出力端子Ｐ
１０に寄生する負荷容量による周波数特性の劣化をなく
すことができ、従来に比して一段と高域まで周波数特性
を伸長することができる。

【００４８】また集積回路１１内の駆動電圧を低くでき
ることにより、出力回路１０の消費電力は外付けされた
トランジスタＱ１１で多く消費され、動作時における集
積回路１１の温度上昇が従来に比して格段的に小さくな
ることにより、広帯域出力回路を放熱板のないチツプ内
に実装することができる。

【００４９】さらに集積回路１１は、信号出力を電流出
力とすることにより、出力端子Ｐ１０に寄生する負荷容
量の影響により発振するおそれを有効に回避することが
できる。

【００５０】（４）他の実施例 なお上述の実施例においては、集積回路１１内に設けら
れたギルバート型演算増幅回路及び差動増幅回路の駆動
電源と外付けのトランジスタＱ１１及びＱ１２のベース
に供給される駆動電源とを別に設定する場合について述
べたが、本発明はこれに限らず、共通の駆動電源により
電源電圧を供給する場合に適用しても良い。これにより
出力信号のダイナミツクレンジを一段と広くとることが
できる。

【００５１】また上述の実施例においては、集積回路１
０は入力信号Ｖ_inと同相の出力を出力する場合について
述べたが、本発明はこれに限らず、逆相の出力を出力端
子Ｐ１１より取り出す場合や同相出力及び反転出力の双
方を出力する場合にも適用し得る。

【００５２】さらに上述の実施例においては、広帯域出
力回路を図１に示すように構成する場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、集積回路１１からの出力を
電流出力とする場合に広く適用し得る。

【００５３】

【発明の効果】上述のように本発明によれば、出力端子
にコレクタでそれぞれ接続される第１及び第２のトラン
ジスタに第３及び第４のトランジスタを出力端子を介し
て外部よりカスコード接続し、当該第３のトランジスタ
に流れるコレクタ電流で集積回路の出力端子に寄生する
負荷容量を駆動することにより、負荷容量の影響を無視
することができ、従来に比して一段と動作帯域を高周波
数帯域まで伸ばすことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による広帯域出力回路の一実施例を示す
接続図である。

【図２】電流源１２及び１３の構成を示す接続図であ
る。

【図３】電流源１６の構成を示す接続図である。

【図４】従来の広帯域増幅回路の説明に供する接続図で
ある。

【図５】従来の広帯域増幅回路の説明に供する接続図で
ある。

【図６】従来の広帯域増幅回路の説明に供する接続図で
ある。

【図７】従来の広帯域増幅回路の説明に供する接続図で
ある。

【符号の説明】

１０……出力回路、１１……集積回路、１２、１３、１
６……電流源、Ｒ１１、Ｒ１２……外部抵抗、Ｒ１５…
…内部抵抗、Ｑ１１〜Ｑ１３……外部トランジスタ、Ｑ
１５〜Ｑ１８……内部トランジスタ、Ｅ１〜Ｅ３……電
源電圧。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１及び第２のトランジスタによつて構成
   され、コレクタが第１及び第２の出力端子にそれぞれ接
   続されると共に、ベースに供給される入力電圧で駆動さ
   れる差動増幅手段と、 上記差動増幅手段が実装された集積回路の外部に設けら
   れると共に、ベースが直流電源端子に接続され、上記第
   １の出力端子を介して上記第１のトランジスタとカスコ
   ード接続される第３のトランジスタと、 上記第３のトランジスタとカスケード接続されると共
   に、上記第２の出力端子を介して上記第２のトランジス
   タとカスコード接続される第４のトランジスタと、 上記第３のトランジスタのコレクタに接続され、上記第
   ３のトランジスタより上記第１の出力端子を介して上記
   第１のトランジスタに供給されるコレクタ電流を出力電
   圧に変換する外部負荷抵抗とを具え、上記第１の出力端
   子に寄生する負荷容量は上記コレクタ電流で駆動される
   ことを特徴とする広帯域出力回路。
2. 【請求項２】上記差動増幅手段は、上記直流電源端子に
   供給される電源電圧を駆動電源とすることを特徴とする
   請求項１に記載の広帯域出力回路。
3. 【請求項３】上記第１及び第２のトランジスタの共通エ
   ミツタに温度による特性変動が小さい電流源を接続する
   ことを特徴とする請求項１に記載の広帯域出力回路。