JPH052406A

JPH052406A - コントローラ

Info

Publication number: JPH052406A
Application number: JP15348691A
Authority: JP
Inventors: Taketoshi Kawabe; 武俊川邊; Yoshinori Yamamura; 吉典山村
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1991-06-25
Filing date: 1991-06-25
Publication date: 1993-01-08

Abstract

(57)【要約】【目的】積分特性をもつ制御対象を、オーバーフロー
を引き起こすことなく、かつ、安定に制御し得るコント
ローラを提供することを目的とする。【構成】制御対象を模した伝達関数をもつ制御モデル
の出力が所定の限界値に達した時点でリセットする。ま
た、リセット時に発生する補正信号のスパイク成分を、
リセット補正部からの信号によって除去する。このた
め、オーバーフローを回避し、かつ、安定な制御が行な
えるようになる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、積分特性を持つ制御対
象を安定に制御するコントローラに関する。

【０００２】

【従来の技術】この種のコントローラとしては、従来よ
り、文献：安定性を保証したロバストモデルマッチン
グ、第９回ＤＳＴシンポジウムpp１３９−１４２（１９
８９）が知られている。

【０００３】図９はこの文献に示されるコントローラの
構成を概略的に示すブロック図であり、同図において伝
達関数がＧである制御対象３はコントローラ７によって
外乱補償されるようになっている。そして、コントロー
ラ７は、制御対象３と同様の伝達関数Ｇ₀をもつ制御モ
デル４と、定常ゲイン１のローパスフィルタＨ₀をＧ₀
で除した伝達関数Ｈ₀／Ｇ₀を有するフィルタ６、及び
演算部１，５から構成されている。また、図９におい
て、ｄは外乱、ｙは制御対象３の出力、ｕは制御入力、
ｖはコントローラ７の入力、ｃは制御対象３の出力と制
御モデル４の出力との偏差、ｗは補正信号である。

【０００４】いま、このシステムの伝達関数を求める
と、次の(1) 式で示される。

【０００５】ｙ＝Ｇ₀ｖ＋Ｇ₀（１−Ｈ₀）ｄ…(1) また、上記文献ではローパスフィルタＨ₀のカットオフ
周波数以下では、Ｈ₀の伝達特性は１に近づくため、制
御対象３の出力ｙは外乱ｄの影響を受けず、近似的に、ｙ＝Ｇ₀ｖ …(2) が成立することが示されている。更に、図１０に示すよ
うに、補償器８を用いてフィードバックさせ、これを基
に規範入力ｒを補正し、コントローラ入力ｖを発生させ
れば、規範入力ｒに対する制御対象３の応答を自由に調
整できることが示されている。

【０００６】次に、このような従来のコントローラの動
作を実際に伝達関数を代入して説明する。いま、制御対
象がモータである場合には、この伝達関数は例えば次の
(3)式で示される。

【０００７】Ｇ₀＝ｂ／（ｓ²＋ｓＤ） …(3) ただし、ｓは微分演算子、Ｄは粘性、ｂはゲインであ
る。

【０００８】また、ローパスフィルタＨ₀の伝達関数を
次の(4)式のように設計する。

【０００９】Ｈ₀＝ｗ₀ ²／（ｓ＋ｗ₀）² …(4) ただし、ｗ₀はローパスフィルタＨ₀のカットオフ周波
数である。

【００１０】また、(4) 式は、ｓ＝０のときＨ₀＝１と
なり、定常ゲインが１であることを示している。また、
フィルタ６の伝達関数Ｈ₀／Ｇ₀は(3) ，(4) 式から容
易に導かれ、次の(5) 式が得られる。

【００１１】Ｈ₀／Ｇ₀＝ｗ₀ ²（ｓ²＋ｓＤ）／ｂ（ｓ＋ｗ₀）² …(5) そして、(3) 〜(5) 式を用いて、図１０に示すシステム
の伝達特性を求めると、次の(6) 式となる。

【００１２】

【数１】

【００１３】ここで、規範入力ｒ＝０とし、外乱ｄが一
定値ｄ₀であるとすれば、(6) 式より伝達特性は次の
(7) 式で示される。

【００１４】ｙ／ｄ＝｛ｂ／（ｓ²＋Ｄｓ＋Ｋ）｝・｛（ｓ²＋２ｗ₀ｓ）／（ｓ＋ｗ₀）²｝ …(7) そして、時間ｔ→∞では(7) 式においてｓ＝０とすれば
良く、（ｙ／ｄ）＝０となる。従って、ｔ→∞において
一定外乱ｄ₀の出力ｙへの影響はなくなることがわか
る。

【００１５】また、フィルタ６の出力を考えると、外乱
ｄから補正信号ｗまでの伝達関数は、Ｇ＝Ｇ₀として次
の(8) 式で示される。

【００１６】ｗ＝Ｈ₀ｄ …(8) ここで、ローパスフィルタＨ₀は、定常ゲインが１であ
るので、一定外乱ｄ₀に対し、時定数経過後では補正信
号ｗは一定値ｄ₀となる。いま、規範入力ｒはｒ＝０に
設定されているので、制御入力ｕは、ｕ＝−ｄ₀とな
る。

【００１７】また、制御モデル４は積分特性（極にｓ＝
０がある）を有するため、このモデル４の出力ｙ₀は、
一定外乱ｄ₀に対して限りなく増加することになる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】このように、従来のコ
ントローラにあっては、制御対象３が積分特性を持つ場
合には、一定外乱が発生すると、制御対象３の出力自体
は安定であるが、制御モデル３の出力ｙ₀が時間ととも
に増大してしまう。そこで、この制御モデル４の出力ｙ
₀に合わせてダイナミックレンジを大きくすると、出力
ｙ₀が小さいときの演算精度が悪くなり、また、出力ｙ
₀の精度を向上させるためダイナミックレンジを小さく
すると、制御モデル４がオーバーフローを起こｗしまう
という欠点があった。

【００１９】この発明はこのような従来の課題を解決す
るためになされたもので、その目的とするところは、オ
ーバーフローを起こさず積分特性をもつ制御対象を正確
に制御し得るコントローラを提供することにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、積分特性を有する制御対象を制御するコ
ントローラにおいて、前記制御対象を模した伝達関数を
有し、制御入力に対する出力値が所定の限界値に達した
場合にリセットする演算手段と、前記演算手段のリセッ
ト直前の前記出力値の符号を監視し、この符号に応じた
フラグを出力するフラグ発生手段と、前記制御対象出力
と制御モデル出力との偏差に基づき、前記制御入力を補
正する補正信号を生成して出力する補正信号生成手段
と、前記フラグ発生手段の出力を基に前記補正信号を修
正するリセット補正手段とを有することが特徴である。

【００２１】

【作用】上述の如く構成すれば、演算手段の出力値が所
定の限界値に達した場合にリセットされ、リセット時に
は、フラグ信号が出力される。このフラグ信号は、リセ
ット直前の出力値の符号に応じたものである。

【００２２】そして、リセット時には補正信号生成手段
から出力される補正信号にスパイク成分が発生するの
で、リセット補正部では、このフラグの符号に応じて、
補正信号を修正し、これによって、補正信号のスパイク
成分を除去する。

【００２３】従って、積分特性をもつ制御対象において
も、オーバーフローを引き起こすことなく、かつ正確な
制御が可能となる。

【００２４】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図２は、例えば自動車に用いられる四輪操舵の回
転角を制御するシステムを示しており、コントローラ２
１と、電流アンプ２２と、電源２３と、モータ２４と、
ギヤ２５と、エンコーダ２６と、出力軸２８から構成さ
れている。

【００２５】そして、コントローラ２１に、例えば目標
回転角３０°が設定されると、この制御信号ｕ（ｋ）が
電流アンプ２２に出力され、電源２３から該電流アンプ
２２の制御下でモータ２４に電流が供給される。これに
よって、モータ２４は回転し、この回転動力はギヤ２５
を通じて出力軸２８へと伝達される。このとき、出力軸
に作用する力が外乱となるので、モータ２４の回転が乱
されることになるが、これはエンコーダ２６に検出され
コントローラ２１にフィードバックされるので、電流値
が制御され、モータ２４の回転角度が設定値となるよう
に制御される。図１は、このようなシステムのモータ２
４を制御対象とした連続系コントローラ２１の構成を示
すブロック図であり、コントローラ１７と補償器８によ
り構成される。同図において、コントローラ１７は、コ
ントローラ入力ｖを補正して制御対象３の外乱を補償す
るものであり、演算手段としての制御モデル１１と、フ
ラグ発生部１２と、リセット補正部１３と、補正信号生
成手段としてのフィルタ１５、及び各演算部１，１４，
１６から構成されている。尚、図１の演算部２，９、補
償器８は図１０のものと同じであり詳細な説明は省略す
る。

【００２６】制御モデル１１は、制御対象３を模した伝
達関数を有しており、後述するように、出力値が所定の
限界値に達するたびにリセットされるようになってい
る。

【００２７】フラグ発生部１２は、制御モデル１１にお
いてリセットが行なわれた際に、その直前の出力値の符
号（プラス、マイナス）を監視し、プラスである場合に
はフラグＦ_r＝１を出力し、マイナスのときはＦ_r＝−
１を出力する。

【００２８】フィルタ１５は、定常ゲイン１のローパス
フィルタの特性を伝達関数Ｇ₀で除した特性となる伝達
関数を有しており、制御モデル１１の出力ｙ₀と制御対
象３の出力ｙとの偏差εから補正信号ｗ′を生成して出
力する。

【００２９】リセット補正部１３は、後述するように、
制御モデル１１でリセットが行なわれた際に、フィルタ
１５の出力ｗ′に発生するスパイク成分を除去するため
のスパイク補正信号を出力するものである。この補正信
号は、フラグ発生部１２からのフラグＦ_rの符号によっ
て正負が切換わるようになっている。

【００３０】次に、本実施例の作用について説明する。
いま、制御対象３は積分特性を有しているので、制御モ
デル１１の伝達関数Ｇ₀を従来技術の(3) 式と同様に、
次の(9) 式の如く決める。

【００３１】Ｇ₀＝ｂ／（ｓ²＋Ｄｓ） …(9) ただし、ｓは微分演算子、Ｄは粘性、ｂはゲインであ
る。また、ローパスフィルタＨ₀の伝達関数を、(4) 式
と同様に次の(10)式の如く設計する。

【００３２】Ｈ₀＝ｗ₀ ²／（ｓ＋ｗ₀）² …(10) ただし、ｗ₀はローパスフィルタＨ₀のカットオフ周波
数である。また、(10)式は、ｓ＝０のときＨ₀＝１とな
り、定常ゲインが１であることを示している。そして、
フィルタ１５の伝達関数Ｈ₀／Ｇ₀は、(9) ，(10)式か
ら容易に導かれ、次の(11)式が得られる。

【００３３】Ｈ₀／Ｇ₀＝ｗ₀ ²（ｓ²＋Ｄｓ）／ｂ（ｓ＋ｗ₀）² …(11) また、制御モデル１１の入出力特性から、ｙ₀＝Ｇ₀ｕ …(12) なる関係が得られ、ここで、(12)式を次の(13)，(14)式
に分割する。

【００３４】ｙ₀′＝ｂ・ｕ／（Ｓ＋Ｄ） …(13) ｙ₀＝ｙ₀′／ｓ …(14) つまり、(9) 式に示したＧ₀を｛ｂ／（ｓ＋Ｄ）｝と、
（１／ｓ）に分割して演算しているのである。そして、
(13)式は一次フィルタを示す伝達関数であるので、定常
値は（ｂ／Ｄ）であり、一定外乱に対してオーバーフロ
ーを引き起こす危険は少ない。また、(14)式を書き下す
と、容易に次の(15)式が得られる。

【００３５】

【数２】

【００３６】ただし、ｙ₀′(t) ，ｙ₀(t) は時刻ｔの
ときのｙ₀′，ｙ₀の値、ｔ₁は（０＜ｔ₁＜ｔ）とす
る。

【００３７】(15)式は積分特性を有するので、一定の制
御入力ｕに対してオーバーフローを起こす危険がある。
従って、オーバーフローを回避するために、制御モデル
１１では次の(16)，(17)式に従って出力ｙ₀(t) をリセ
ットする。

【００３８】

【数３】

【００３９】

【数４】

【００４０】ただし、ｉはリセット回数を表わす整数、
ｙ₀₀はリセット限界値、ｔ_1iはｙ₀(t) の演算値がリセ
ット限界値ｙ₀₀に達したときの時刻を示す。

【００４１】図３（Ａ）は一定入力ｕ（ｕ＞０）に対す
る制御モデル１１の出力ｙ₀(t) を示す特性図であり、
同図の曲線Ｌ₁〜Ｌ₃から理解されるようにｙ₀(t) は
限界値ｙ₀₀に達する時間ｔ₁₁，ｔ₁₂においてリセットさ
れている。また、リセットを行なわない場合には、曲線
Ｌ₀のように出力ｙ₀(t) が時間とともに大きくなり、
オーバーフローを引き起こしてしまう。

【００４２】つまり、(16)，(17)式の演算によって、制
御モデル１１の出力ｙ₀(t) のオーバーフローを防止し
ているのである。また、リセットした場合でもリセット
時点以外では出力ｙ₀(t) の傾きは変化しないので、制
御に影響はない。しかし、リセット時、即ち、時刻ｔ_1i
（ｉ＝１，２，…）においてはｙ₀(t) が急変するの
で、図３（Ｂ）に示すように、フィルタ１５から出力さ
れる補正信号ｗ′には大きなスパイク３１が発生する。
また、図３（Ａ）では出力ｙ₀(t) が正側からリセット
される例、つまり、フラグ発生部１２からの出力Ｆ_rが
Ｆ_r＝１の場合について示しているが、出力ｙ₀（ｔ）
が負側からリセットする場合、即ち、Ｆ_r＝−１となる
こともあり、このときは同図（Ｂ）に示すスパイク３１
は負側に突出する形状となる。従って、このままでは正
確な制御ができず、スパイク３１を除去する必要があ
る。以下、スパイク３１の除去方法について説明する。

【００４３】スパイク成分は、ｙ₀（ｔ_1i）（＝±
ｙ₀₀）→０としたことにより発生するので、時刻ｔ_1iで
のリセットに対応するスパイク成分Ｗ_si(t) は、次の(1
8)，(19)式で示される。

【００４４】Ｗ_si(t) ＝（Ｈ₀／Ｇ₀）・ｙ₀₀・Ｕ（ｔ−ｔ_1i）（Ｆ_r＝−１） …(18) Ｗ_si(t) ＝（−Ｈ₀／Ｇ₀）・ｙ₀₀・Ｕ（ｔ−ｔ_1i）（Ｆ_r＝＋１） …(19) ただし、Ｕ（ｔ−ｔ_1i）は時刻ｔ＝ｔ_1iで立上がる単位
ステップ関数であり、次の(20)，(21)式で示される。

【００４５】Ｕ（ｔ−ｔ_1i）＝０（ｔ＜ｔ_1i） …
(20) ＝１（ｔ≧ｔ_1i） …(21) 従って、図１のリセット補正部１３では、(18)，(19)式
の演算を行ない、その総和、即ち、

【００４６】

【数５】

【００４７】を求めて演算部１６に出力すれば、図３
（Ｂ）に示すスパイク３１を除去することができる。し
かし、(18),(19) 式の演算では、入力が大きくなりオー
バーフローの恐れがある。そこで実際には、リセット補
正部１３では、(18),(19) 式と等価なインパルス応答を
発生するフィルタを設定し、この応答を出力するように
している。以下、この算出方法について述べる。

【００４８】いま、ラプラス演算子をｑとすると、スパ
イク成分Ｗ_si(t) のラプラス変換は、次の(23)式で示さ
れる。

【００４９】Ｗ_si(q) ＝（±Ｈ₀／Ｇ₀）・ｙ₀₀Ｕ(q) ＝（ｗ₀ ²／ｂ）（ｑ＋Ｄ）・ｙ₀₀／（ｑ＋ｗ₀）² …(23) これは、次の(24)式に示すフィルタＦ(s) のインパル
ス応答に担当する。

【００５０】Ｆ(s) ＝ｙ₀₀（ｗ₀ ²／ｂ）（ｓ＋Ｄ）／（ｓ＋ｗ₀）² …(24) 以上の結果からリセット補正部１３は、例えば、図４に
示す如く構成することができる。即ち、図１に示す制御
モデル１１にてリセットが行なわれ、フラグ発生部１２
からフラグＦ_r（＋又は−）が出力されると、インパル
ス発生器３２は、図３（Ｃ）に示す如くのインパルス信
号を出力する。このインパルス信号は、幅ａ、高さ１／
ａの近似インパルスであり、ａの値はできるだけ小さく
する。一般にはローパスフィルタＨ₀のカットオフ周波
数ｗ₀の逆数１／ｗ₀より十分小さく選べば良い。

【００５１】また、フラグＦ_rは切換スイッチ３５にも
供給されており、フラグがＦ_r＝１のときにはスイッチ
３５を倍率１のアンプ３３側に接続させ、Ｆ_r＝−１の
ときには倍率が−１のアンプ３４側に接続させる。

【００５２】従って、Ｆ_r＝１、即ち、出力ｙ₀(t) が
正側からリセットされた場合には、インパルス出力はア
ンプ３３、切換スイッチ３５を介して、フィルタ３６に
供給され、図３（Ｄ）に示す如くのリセット補正信号Σ
Ｗ_si(t) が出力されるのである。なお、Ｆ_r＝−１の際
には、図３（Ｄ）とは符号が逆となるリセット補正信号
が出力される。

【００５３】その後、このリセット補正信号ΣＷ_si(t)
は、図１に示す演算点１６にて、フィルタ１５の出力
Ｗ′との減算が行なわれ、その減算結果が補正信号ｗと
して演算部１に供給される。

【００５４】このようにして、本実施例では、制御モデ
ル１１の出力ｙ₀(t) が所定の限界値以上となった時点
でリセットしているので、オーバーフローを引き起こす
という不具合は解消される。また、リセット時に発生す
る補正信号のスパイク成分を、リセット補正部１３から
の出力信号にて除去しているので、リセットの影響を受
けることなく、正確な制御が行なえる。

【００５５】図５は本発明の第２実施例を示す構成図で
あり、離散系モデルを用いてコントローラ５１を構成し
た例を示している。そして、この例では補償器５２が設
けられており、他の構成は図１の連続系モデルと同様で
ある。

【００５６】いま、積分特性を有する制御対象４４の伝
達関数を次の(25)式の如く決める。

【００５７】Ｇ₀＝（ｂ₁Ｚ＋ｂ₀）／（Ｚ−１）（Ｚ−ａ₁）（ａ₁≠１） …(25) ただし、ｂ₁，ｂ₀は係数である。また、定常ゲイン１
のローパスフィルタＨ₀を次の(26)式の如く決める。

【００５８】ここで、制御モデル４５の入出力特性は、次の(27)式
で示される。

【００５９】ｙ₀(K) ＝Ｇ₀ｕ(K) …(27) そして、(25)式を用いて(27)式を分割すれば、中間信号
ｙ₀ ^*(K) を用いて次の(28)、(29)式が得られる。

【００６０】ｙ₀ ^*(K) ＝（ｂ₁Ｚ＋ｂ₀）ｕ(K) ／（Ｚ−ａ₁） …(28) ｙ₀(K) ＝ｙ₀ ^*(K) ／（Ｚ−１） …(29) ここで、(28)式の（ｂ₁Ｚ＋ｂ₀）／（Ｚ−ａ₁）
は、定常値が（ｂ₁＋ｂ₀）／（１−ａ₁）であり、
（ａ₁≠１）とされているので、この定常値は有限とな
り、一定の制御入力ｕ(K) に対してオーバーフローは起
こりにくい。

【００６１】一方、(29)式においては、分子、分母をＺ
で割って書き下すと、次の(30)式が得られる。

【００６２】ｙ₀(K) ＝ｙ₀ ^*(K-1) ＋ｙ₀ ^*(K-2) ＋ｙ₀ ^*(K-3) ＋……＋ｙ₀ ^*(0) …(30) (30)式は積算の演算であるからオーバーフローが起こり
易い。そこで、制御モデル４５では、次の(31)、(32)式
によって出力ｙ₀(K) を出力する。

【００６３】即ち、ｙ₀(K-1) の絶対値が所定の限界値ｙ₀₀よりも
大きくなった時点でｙ₀(K) の値をリセットしている。
これは、図６（Ａ）に示されるように、サンプリング回
数Ｋの増加とともに出力ｙ₀(K) が段階的に増加し、限
界値ｙ₀₀を越えた時点でリセットされる。従って、制御
モデル４５の出力ｙ₀(K) はオーバーフローを引き起こ
すことはない。

【００６４】また、リセット時には前述した第１実施例
と同様に、フィルタ４９の出力ｗ′(K) に図６（Ｂ）に
示す如くのスパイクが発生する。同図において、Ｋ_iは
リセットが行なわれたときのサンプル回数である。従っ
て、このままでは正確な制御はできず、このスパイク成
分を除去しなければならない。以下、この除去方法につ
いて説明する。

【００６５】サンプル回数Ｋ_iでのリセットに対応する
スパイク成分をＷ_si(K) とすると、このスパイク成分Ｗ
_si(K) は次の(33)式で表される。

【００６６】Ｗ_si(K) ＝（Ｈ₀／Ｇ₀）・ｙ₀（Ｋ_i）・Ｕ_Ki(K) …(33) ただし、ｙ₀（Ｋ_i）は、Ｋ＝Ｋ_iでのｙ₀の値、Ｕ_Ki
は次の(34)、(35)式で示される単位ステップ関数であ
る。

【００６７】また、すべてのリセットに対応するスパイク成分Ｗ_s
(K) は、次の(36)式で示される。

【００６８】

【数６】

【００６９】従って、図５に示すリセット補正部４７で
は、(36)式にて求められるスパイク成分Ｗ_s(K) を出力
すれば良い。

【００７０】いま、(33)式を(25)、(26)式を用いて書き
下すと、次の(37)式が得られる。

【００７１】Ｗ_si(Z) ＝｛１−ｈ）Ｚ（Ｚ−ａ₁） ÷（ｂ₁Ｚ＋ｂ₀）（Ｚ−ｈ）｝ ×｛（Ｚ−１）ｙ₀（Ｋ_i）Ｕ_Ki(Z) ／Ｚ｝ …(37) ただし、Ｗ_si(Z) 、Ｕ_Ki(Z) は、信号Ｗ_si(K) 、Ｕ
_Ki(K) のＺ変換を表わす。また、ＺはＺ演算子である。

【００７２】(37)式において、右辺の（Ｚ−１）ｙ₀（Ｋ_i）Ｕ_Ki(Z) …(38) は、図６（Ｃ）に示すように、高さｙ₀（Ｋ_i）、継続
時間Ｋ_iからＫ_i+1までのパルスを表わしている。従っ
て、フィルタＦ(Z) を、Ｆ(Z) ＝（１−ｈ）Ｚ（Ｚ−ａ₁）／（ｂ₁Ｚ+ ｂ₀）（Ｚ−ｈ） …(39) と定義すれば、スパイク成分Ｗ_s(K) は次の(40)式で示
される。

【００７３】Ｗ_s(K) ＝Ｆ(Z) Ｕ_f(K) …(40) ただし、Ｕ_f(K) は次の(41)式で示されるパルス関数で
ある。

【００７４】そして、図５に示すリセット補正部４７では、上述の
演算でスパイク成分ｗ_s(K) を求め、これを演算部５０
に出力し、補正信号ｗ′(K) のスパイク成分が取除かれ
るのである。なお、以上の説明では、制御モデル４５の
出力ｙ₀(K) が正側からリセットされる場合、即ち、フ
ラグ発生部４６の出力Ｆ_rがＦ_r＝１の場合について述
べたが、出力ｙ₀が負側からリセットされる場合、即
ち、Ｆ_r＝−１のときには、符号を反転させたスパイク
成分Ｗ_s(K) を求めれば良い。

【００７５】次に、上述した図５に示すコントローラ５
１での動作を、図７、図８に示すフローチャートを参照
して系統的に説明する。

【００７６】コントローラ５１の制御モデル４５では、
サンプリングタイミングとなるたび、即ち、ｔ＝ＫＴと
なるたびに（ステップＳＴ１でＹＥＳ）、(30)式にてｙ
₀(K) を演算する（ステップＳＴ２）。そして、この演
算結果から、｜ｙ₀（Ｋ−１）｜＞ｙ₀₀ …(42) が成立するか否かが判定され（ステップＳＴ３）、成立
しない場合（ステップＳＴ３でＮＯ）には、制御モデル
４５の出力は限界値に達していないので、(31)式にて出
力ｙ₀(K) を求める（ステップＳＴ４）。また、(42)式
が成立する場合（ステップＳＴ３でＹＥＳ）には、制御
モデル４５が限界値ｙ₀₀を越えているので、出力ｙ
₀（Ｋ−１）をリセットし、(32)式にて出力ｙ₀(K) を
求める（ステップＳＴ５）。そして、このとき、フラグ
発生部４６では、フラグＦ_r（＝１、又は−１）を出力
する（ステップＳＴ６）。

【００７７】次いで、演算部４８では、制御対象４４の
出力ｙ(K) と、制御モデル４５の出力ｙ₀(K) との減算
を行ない、偏差ε(K) を求める（ステップＳＴ７）。そ
して、この偏差ε(K) はフィルタ４９にて伝達関数Ｈ₀
／Ｇ₀が乗じられ、補正信号ｗ′(K) が出力される（ス
テップＳＴ８）。

【００７８】その後、リセット補正部４７では、フラグ
信号Ｆ_rが与えられると（ステップＳＴ９でＹＥＳ）、
補正信号ｗ′(K) に発生するスパイク成分を除去するた
めに、を求め（ステップＳＴ１０）、これをフィルタＦ(Z) に
乗じてスパイク成分ｗ_s(K) を求める（ステップＳＴ１
２）。一方、リセット時でないときにはフラグＦ_rは出
力されないので（ステップＳＴ９でＮＯ）、Ｕ_f(K) は
ゼロとなる（ステップＳＴ１１）。

【００７９】そして、演算部５０ではフィルタ４９から
の補正信号ｗ′(K)からスパイク成分Ｗ_s(K) を減じて
補正信号ｗ(K) を求める（ステップＳＴ１３）。以後、
コントローラ入力ｖ(K) が次の(44)式で求められ（ステ
ップＳＴ１４）、ｖ(K) ＝ｒ(K) −ｌｙ(K) …(44) 制御入力Ｕ(K) が次の(45)式で求められる（ステップＳ
Ｔ１４）。

【００８０】ｕ(K) ＝ｖ(K) −ｗ(K) …(45) こうして求められた制御入力ｕ(K) によって、制御対象
４４が制御されるのである。その後、フラグＦ_rがクリ
ヤされ（ステップＳＴ１６）、次の演算が行なわれる。

【００８１】このようにして、第２実施例によれば、離
散系のコントローラにおいても、オーバーフローがなく
正確な制御が行なえる。

【００８２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明では、演算
手段の出力値が所定の限界値に達した場合に出力値をリ
セットしているので、積分特性をもつ制御対象を制御す
る際に、オーバーフローを引き起こすという欠点は解消
される。また、リセット直前の演算手段の出力値の符号
に基づき制御入力の補正信号を修正しているので、リセ
ット時に補正信号に発生するスパイク成分は除去され正
確な制御が行なえるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示す構成図である。

【図２】本発明のコントローラがモータの回転角制御に
適用された際の構成を示すブロック図である。

【図３】第１実施例のコントローラの各信号特性を示す
説明図である。

【図４】リセット補正部の具体的な構成を示す説明図で
ある。

【図５】本発明の第２実施例を示す構成図である。

【図６】第２実施例のコントローラの各信号特性を示す
説明図である。

【図７】第２実施例の動作を示すフローチャートの第１
の分図である。

【図８】第２実施例の動作を示すフローチャートの第２
の分図である。

【図９】従来のコントローラを示す構成図である。

【図１０】従来のコントローラにフィードバックモデル
を設けた例を示す構成図である。

【符号の説明】

１１制御モデル１２フラグ発生部１３リセット補正部１５フィルタ１７コントローラ

Claims

【特許請求の範囲】【請求項１】積分特性を有する制御対象を制御するコ
ントローラにおいて、前記制御対象を模した伝達関数を
有し、制御入力に対する出力値が所定の限界値に達した
場合にリセットする演算手段と、前記演算手段のリセッ
ト直前の前記出力値の符号を監視し、この符号に応じた
フラグを出力するフラグ発生手段と、前記制御対象出力
と制御モデル出力との偏差に基づき、前記制御入力を補
正する補正信号を生成して出力する補正信号生成手段
と、前記フラグ発生手段の出力を基に前記補正信号を修
正するリセット補正手段と、を有することを特徴とする
コントローラ。