JPH05196656A

JPH05196656A - 実効値測定装置

Info

Publication number: JPH05196656A
Application number: JP4172032A
Authority: JP
Inventors: Ronald L Swerlein; ロナルド・エル・スワーレイン
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1991-06-06
Filing date: 1992-06-05
Publication date: 1993-08-06
Also published as: EP0517549A3; EP0517549A2; US5117180A

Abstract

(57)【要約】【目的】測定精度が高く、安価な実効値電圧計を提供す
る。【構成】被測定信号が入力結合回路網を介して、高周波
応答が良好で時定数の短い第１のＲＭＳ変換器に結合さ
れる。第１のＲＭＳ変換器の出力は、Ａ／Ｄ変換器によ
ってディジタル化され、第２のＲＭＳ変換器により処理
される。第２のＲＭＳ変換器の時定数は、ほんの数Ｈｚ
の第１のＲＭＳ変換器からのリップル周波数を測定する
のに充分な長さに選ぶことができる。第２のＲＭＳ変換
器は、入力結合回路網内のＤＣブロックによる被測定入
力信号の減衰を補償するプリエンファシス・フィルタを
備えることができる。第３のＲＭＳ変換器が第１のＲＭ
Ｓ変換器の出力に結合されて、自動レンジ切替えロジッ
クを制御するのに用いられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＲＭＳ（実効値）電圧
計に関する。

【０００２】

【従来の技術】「平均値に応答するがＲＭＳボルトで校
正されている」ありふれた多様なＡＣ電圧計は、正弦波
についてのみ、したがって入力が有意の歪の無い単一周
波数信号である場合に限り、正しい指示を与えるという
ことは、電圧計のユーザには一般的に認識されている。
これらの制限事項は満たすことができるときもあるが、
屡々満たすことができないかまたは単に無視される。し
たがって、市場入手可能なＤＣ電圧計が日常的に、１ボ
ルトを６けたまたは８けたまで完全に測定する一方、平
均値に応答する電圧計を用いて行われる典型的なＡＣ測
定では、４けたを超える部分は信用することはできな
い。この、または他の理由で、平均値に応答する代わり
に、印加される信号のＲＭＳ値に直接応答するＡＣ電圧
計への関心が高まってきている。

【０００３】ＲＭＳ計器の不可欠な要素はＲＭＳ変換器
である。一つの形式のＲＭＳ変換器は、それ自身がＤＣ
信号であるかまたは一定周波数より高く他の周波数より
低い成分から成るＡＣ印加入力信号のＲＭＳ値に比例す
るＤＣ出力電圧を発生する。熱変換器およびアナログ記
録回路はＲＭＳ変換器として頻繁に使用されている。到
来する波形を周期的に正確にサンプルし、ディジタル化
し、ＲＭＳ値を計算する手法も行われている。ヒューレ
ット・パッカード３４５８Ａはこの後者の技法の一例で
ある。

【０００４】電圧計のユーザ集団は、ＡＣ測定の正確さ
がＤＣ測定で進行中の改善に相応して向上することを期
待している、ということを人は言いたくなることがあ
る。このことはＲＭＳ測定への関心の高まりを暗示して
おり、事実、多数のＲＭＳ変換器が現在市販されてい
る。ＲＭＳ測定の費用は下りつつありその代表的正確さ
は増しつつある。それにもかかわらず、時間変化する信
号の真のＲＭＳ電圧の測定は、通常認められるより困難
なことが屡々ある。ＲＭＳ測定の次の３つの局面を考え
よう。

【０００５】これら局面の第１はＲＭＳ変換器の応答の
時定数の選択である。任意の波形のＲＭＳ電圧の測定を
考える。この特定の波形は入出する或る種の変調を表わ
すと仮定する。変調が存在しないときは、変調信号のＲ
ＭＳ値は０であると言うことにする。変調が存在すると
きはＲＭＳ値は或る明白な値を持っている。さて変調は
時間の３０％で連続的に存在し、時間の残り７０％では
存在しないと仮定しよう。オン／オフ時間が３０ミリ秒
／７０ミリ秒である場合に対し、３０秒／７０秒である
としたら相違が生ずるであろうか？またはマイクロ秒で
あったらどうであろうか？ほとんどのユーザは相違が生
ずると予想し、事実そうなることを望んでいる。必要な
ものが、すべての変調に対する総合的な値を進行中の全
体として測定するのと比較して、それが存在するとき
（およびそれが存在しないときを除いて）変調のＲＭＳ
値であれば相違が生ずるであろう。或るユーザは数秒
の、または数十秒さえもの時定数（または平均化ウィン
ドウ）を必要とすることがあり、一方他のユーザは数十
分の１秒の時定数で一層便利に目的をかなえている。

【０００６】ＲＭＳとは平方自乗平均を意味しており、
筆者等の例が示しているものは、平均すなわちプロセス
の平均化部分が信号値の過去の事実の寄与を減少する何
等かの方法を備えているということである。これを行う
ことができる少くとも三つの方法がある。すなわち、時
定数と共に指数的に減衰させること（熱変換器式に）、
進行平均、および所定時間間隔中に取った一団の読みに
わたる単なる平均。

【０００７】信号内の過去の事象の寄与をこのように減
らすことは、他に理由が無くても、望ましいことであ
り、電圧計の読みが信号を計器に加えてから「適切な」
時間以内に「上昇」（静定）し、したがってまた同様
に、「定常状態」の変化であると考えられる印加値の変
化を反映するようにもなる。

【０００８】変調信号の例を更に少し詳述すると、上述
の信号オン対信号オフの「デューティサイクル」の問題
を取巻く考察が信号がオンである間に進行するものにも
結び付けられることが明らかである。すなわち、読みに
影響し、読みに固執する短いが極端な信号レベルの増大
または減少はどの程度であるか？本質的には、デューテ
ィサイクルの問題および応答時間の問題は実際には同じ
事柄を異なる見地から見たものである。

【０００９】それで明らかに、汎用ＲＭＳ計器は選択可
能な時定数を持つべきである。しかし、このような選択
可能性は言うは易いが行い難い。排気したガラスの包囲
体内に隔離されている熱電対から成る熱変換器の（熱）
時定数をどうして変えるか？記録回路式ＲＭＳ変換器の
時定数を変えることができるということは正しい。しか
し、このような切換え（恐らくは低い誘電吸収を示す割
増価格のコンデンサの）は、余分な出費を伴わないこと
はなく、所定の選択しか得られない。この点に関しては
ディジタル化して計算する形式のＲＭＳ変換器が有利で
あると思われる。というのはこの変換器は実際のスイッ
チおよび実際のコンデンサを使用しないディジタル濾過
を行うからである。

【００１０】関心の第２の局面は、低周波追尾に関する
ことである。これは、或る時点で、ＲＭＳ変換器が、た
とえそれが多数の可能性の中から選択されたものであっ
たとしても、或る特定の（およびしたがって有限の）時
定数を持つことになるという点で、応答の時定数の概念
に関連している。低周波追尾が意味することは、どんな
所定の時定数に対しても、たとえどんなに長くても、Ｒ
ＭＳ変換器がゆっくり変化する定常状態信号として処理
する入力周波数が存在するということである。すなわ
ち、これら信号に対してＲＭＳ変換器の出力は定常状態
（ＤＣ）成分および変化（ＡＣ）成分に分離し得るゆっ
くり変化する出力になる。入力周波数が低ければ低いほ
どＤＣ出力信号は小さくなり、ＡＣ成分は大きくなる。
１Ｈｚを測定する熱変換器はこの挙動を示す。０．１Ｈ
ｚでは状況は更に悪くさえなり、次のように言って正し
い。「なるほど、これはＤＣで大いに動作し、これは丁
度変動ＤＣ入力である。」この状況は、まさに、熱変換
器にではなく、すべてのＲＭＳ変換器に適用されるとい
うことを認識することが重要である。これは明確な時定
数が存在しなければならないために生ずる。

【００１１】高周波および中程度の周波数での追尾の効
果は一般にＲＭＳ変換器の出力を濾過することにより緩
和される。原理的にはこのような濾過を行えば（以下に
示すように）誤差が入ってくるが、実際には誤差は比較
的小さく、測定で厄介なジッタを避けるのに伴う代価は
少いと考えられている。

【００１２】低周波追尾は厄介な状況になる可能性があ
る。他方、濾過しないままにしておけば表示結果に不確
実すなわちジッタを生じ、その結果の変動がユーザに不
確実さを警告することがあってもユーザがジッタを正し
く解釈するという保証はない。ユーザは信号に雑音が多
いと結論するであろう。どんな場合にも、経験によれ
ば、多数のユーザは、或る程度正確さを犠牲にしても、
安定な読みを好むことがわかっている。しかし他方、低
周波追尾の存在を隠すのに充分な実際の測定回路の前に
ＲＭＳ変換器の出力を甚だしく濾過すれば結果に重大な
誤差が入ってくることになる。

【００１３】このような濾過が誤差を生ずる理由を認め
るため、次の場合を考える。低周波数（たとえば１Ｈ
ｚ）のピークツーピーク２ボルトの正弦波を、印加入力
の周期に比較して比較的短い時定数、たとえば１秒の２
０分の１または５０分の１の時定数を有するＲＭＳ変換
器に加えると仮定する。解析のため、更にＲＭＳ変換器
の利得は１であり、したがって１ボルトのＲＭＳ入力に
対して１ボルトのＲＭＳ出力が期待されると仮定する。
（この例では、ＲＭＳ入力は０．７０７ボルトであ
る。）このような条件下でこのＲＭＳ変換器の出力はど
のように現われるか？

【００１４】第１に、出力は、電源のブリッジ整流器の
（未濾過の）出力が正弦入力に関連しているとほとんど
同じように、入力後直ちに行われる絶対値の機能に酷似
している。それは、全く正確にではないが、それに極め
て近い。ＲＭＳ変換器への入力が毎秒２回０を通過する
にもかかわらずＲＭＳ変換器の出力は決して完全に０ま
では下らないからである。入力が或る所定時間だけ０に
なっていなければならないことがある場合、その所定期
間は時定数の５ないし１０倍の長さになるからである。
同様に、出力は決して１ボルトまで完全には上らない
が、かなり近くにはなる。

【００１５】今度は、たとえばＲＣ低域フィルタで、出
力を濾過する。答は、勿論、０と１ボルトとの間であ
り、恐らくは０．６３６６ボルトからはそんなに離れて
いないであろうが、この値は正弦波のピーク値とその平
均整流値との間の関係を記述する周知の定数である。し
かし０．７０７ボルトの値から少しでも離れていれば誤
差がある。今度は、周波数が低ければ低いほど変換器の
出力はブリッジ整流器の出力に一層似てくると共に、答
が０．６３６６ボルトの限界値に一層近づく。明らか
に、ＲＭＳ変換器の出力を簡単に濾過してその出力を入
力のＲＭＳ値と同じＤＣ値まで回復することはできな
い。これを行うには、出力のＲＭＳ値を取らなければな
らないが、これにはＡＣ成分のＲＭＳ値をＤＣ成分と組
合せる必要がある。要約すれば次のようになる。追尾が
悪化するにつれて、ＲＭＳ変換器の出力の多くがＡＣ成
分になるが、濾過すれば、ＤＣ成分を抽出するのでＡＣ
成分が除去される。濾過により、ＡＣ成分は平均すれば
０にならなければならず、濾過は平均化であるから、Ａ
Ｃ成分は除去される。それ故、ＲＭＳ変換器の出力のＲ
ＭＳ値は、平均値応答電圧計で測定することができず、
任意波形のＲＭＳ値以上はすべて先づ最初に平均値応答
電圧計で測定することができる。

【００１６】関係する第３の局面は難しくない。ＲＭＳ
変換器の前には入力ＤＣ阻止コンデンサが存在すること
が非常に多い。その低周波での容量性キャパシタンスは
入力回路の他のインピーダンスと組合わされて高域フィ
ルタを形成する。これによりＲＭＳ変換器の低周波応答
が制限される。或る点を超えると、この濾過の効果を除
去するのに一層大きいコンデンサは魅力的な解決法では
なくなり、しかも阻止コンデンサを設けることは必ずし
も可能ではない。

【００１７】最後に、電圧計内の自動レンジ調節機構の
存在について考える。典型的に、レンジ調節についての
決定はデータを表示装置に供給するのに用いられるのと
同じＲＭＳ変換器の出力を用いて行われる。これは一般
に、レンジ調節の決定は表示応答を得るのに用いられる
のと同じ一般則に従って得られるＲＭＳ値に基いている
ので波高因子や低周波追尾のような問題は一方で自動レ
ンジ調節の決定について他方で実際の表示読みについて
動作しないようになるという点で適切である。このよう
な異なる動作は不適切なレンジ選択を生ずる可能性があ
る。しかし、関係する時定数が長いときは、二つの機能
に対して同じＲＭＳ変換器を使用すると適切なレンジを
選択するのにセットアップ時間が長くなる可能性があ
る。自動レンジ調節機構を操作するのに別のＲＭＳ変換
器を採用することができればそれが望ましい。この別の
変換器は、その静定時間が幾らか短い他は、すべての局
面で、（応答が異なることから生ずる悪影響を極小にす
るため）主ＲＭＳ変換器と可能な限り同じにする。この
考え方は、自動レンジ調節に対する論理には或る量のヒ
ステリシスが組込まれているので、どうしても自動レン
ジ調節機構に必要な正確な測定をはるかに少なくすると
いうことである。この構成の欠点は、勿論、余分なＲＭ
Ｓ変換器全体の費用が追加されることである。

【００１８】

【発明の目的】本発明は、測定精度の高い、安価な実効
値電圧計を提供することを目的とする。

【００１９】

【発明の概要】低周波追尾は致命的ではない。低周波追
尾は普通には認められていないが、ＲＭＳ変換器が出力
のＲＭＳ値が入力のＲＭＳ値に比例する形式のものであ
るとき処理することができる。熱変換器を使用するＲＭ
Ｓ測定の幾つかは、多様な記録回路から成る一定のＲＭ
Ｓ変換器のように、この部類に適合する。行うことがで
きるのはＲＭＳ変換器の出力をＡＣ成分とＤＣ成分とに
分離することである。次いで分離した値を測定し、混合
して真のＲＭＳ値を作る。ＡＣ成分を別のＲＭＳ変換器
で測定する。ＤＣ成分はその別のＲＭＳ変換器で測定す
ることもできる。

【００２０】最初に何故単に「もっと良い」ＲＭＳ変換
器を使用しないのか？その答は、困難であると共に経費
がかかるということである。このようなＲＭＳ変換器は
良好な高周波応答および選択可能な時定数を備えている
であろう。後章で示すように、それは第１のＲＭＳ変換
器の時定数を最小値にしておき、低周波数を追尾させ、
第１のＲＭＳ変換器のＡＣおよびＤＣ出力成分を測定
し、これを調節可能な時定数を有する他のＲＭＳ変換器
と混合させるのに充分である。このようにして、第１の
ＲＭＳ変換器は良好な高周波応答および固定されてはい
るが短い時定数を備えることができ、一方第２のＲＭＳ
変換器は良好な高周波応答の無い選択可能な時定数を備
えることができる。（結局、それが見るＡＣは第１のＲ
ＭＳ変換器からの低周波リップルだけである。）

【００２１】アナログＲＭＳ変換器は、その費用に対し
て最良の高周波動作を行うことができ、且つその動作を
適度な正確さで行うので、第１のＲＭＳ変換器に対する
理想的な選択である。サンプリング／ディジタルフィル
タ式のＲＭＳ変換器は、それが処理しなければならない
低周波について適度な費用で良好な正確さを発揮するこ
とができ、またディジタルフィルタの時定数を必要に応
じて容易に変えることができるので、第２のＲＭＳ変換
器として理想的である。

【００２２】二つのＲＭＳ変換器のこの構造は更に洗練
して、所定の周波数まで、ＲＭＳ変換器全体の内部の容
量性結合の効果を補正することができる。これは第２の
ＲＭＳ変換器のディジタル濾過の性格を調節して低い方
の周波数を強調するようにすることにより行われる。こ
の補正は或る所定の遮断周波数まで非常にほとんど正確
であり、容量結合が入力信号の単極ロールオフを生ずる
か複極ロールオフを生ずるかに関係なく使用することが
できる。

【００２３】第２のＲＭＳ変換器をサンプリング／ディ
ジタルフィルタ式のものとして選択すると、二乗、ディ
ジタル濾過、および根を求めるマイクロプロセッサを組
込むのに費用効果的である。これは自動レンジ調節機構
を制御する「別の」第３のＲＭＳ変換器を実施する特に
調和の取れた方法となる。第２および第３のＲＭＳ変換
器の双方に対して同じサンプラを使用する。マイクロプ
ロセッサは異なるディジタルフィルタの別々の事例およ
びそれらの取巻く算術プロセスを実行する。

【００２４】ここに説明する方法および装置は、ＲＭＳ
電圧計に限定されるものではなく、或る時間変動量のＲ
ＭＳ値に応答（して「ＲＭＳ計器」を作る）するどんな
測定装置（「計器」）の動作を改善するのにも適用する
ことができる。特に、電流の測定にも使用することがで
きる。用途の性格（すなわち、どんな種類の「計器」
か）に応じて、完全なＲＭＳ変換器にするのに第２およ
び第３の変換器を必要としないことがある。これら変換
器を二乗および平方根を省略し、単なるフィルタとする
ことが望ましい場合もある。このような構造は、ＲＦ電
力計でのような、或るトランスジューサが既に電力に比
例している信号を発生しており、単に直接平均すること
ができる場合に望ましいことがある。更に別の変形とし
て、たとえばサーミスタマウントを用いて、電力を測定
するとき、既に電力に比例している得られた電圧信号を
平均し（これにより変調エンベロープにより生ずる変動
を明らかにし、）平方根を取ってＲＭＳＲＦ電圧を発
生することができる。

【００２５】

【実施例】次に図１を参照すると、ＲＭＳ測定用の好適
回路１の簡略部分ブロック図が示されている。測定すべ
き信号Ｖｉｎが１対の入力端子２に加えられる。入力結
合回路３は測定すべき信号を第１のＲＭＳ変換器４に結
合する。入力結合回路３はＡＣ結合またはＤＣ結合のい
ずれでもよい。ＡＣ結合の場合には該回路３は高域通過
フィルタとして動作するが、この高域通過フィルタは未
補償のままに放置されていれば測定回路１の低周波応答
を不必要に制限することに注目のこと。入力結合回路３
は、当業者に周知の仕方で、大入力信号の減哀および小
入力信号の増幅をも行う。このようにして第１のＲＭＳ
変換器４はそれ自身、電圧計が全体として動作すること
を期待されるミリボルトからキロボルトの全ダイナミッ
クレンジにわたって動作する必要はない。

【００２６】第１のＲＭＳ変換器４はその出力のＲＭＳ
値が印加入力ＶｉｎのＲＭＳ値に比例する（またはほと
んど比例する）形式のものであることが望ましい。第１
のＲＭＳ変換器４の主なタスクは印加入力信号Ｖｉｎを
その大きさがその印加入力信号のＲＭＳ値に比例してい
るＤＣ出力信号７に変換することである。一定の周波数
より上では出力７はＡＣ成分の悪い厳密な（または非常
にほとんど厳密な）ＤＣである。しかしそれより低い周
波数では、またはその振幅が或る割合より少い割合で変
化する入力周波数の場合には、第１のＲＭＳ変換器４の
出力７はＡＣ成分およびＤＣ成分を共に含んでいる。そ
れで、解析の目的で、単純に、充分に高い周波数で且つ
安定した振幅の入力信号について、また充分に高い周波
数で且つ振幅が充分高い割合で変化する入力信号につい
て、ＡＣ成分は０（または全く問題にならない）である
ということにする。

【００２７】第１のＲＭＳ変換器４の周波数応答は測定
すべき印加信号の最高有意周波数成分に釣合うだけ充分
高くなければならない。この基本要求事項からの逃げ道
は存在しない。記録回路、熱変換器、およびサーミスタ
およびボロメータマウンドでさえ、第１のＲＭＳ変換器
４として使用することができる手法の例である。本発明
を取入れた特定の一つの製品（カリフォルニア州パロア
ルトのヒューレット・パッカード社製のＨＰ３４４０１
Ａ型マルチメータでは、第１のＲＭＳ変換器４はマサチ
ュセッツ州ノーウッドのアナログ・デバイセズ社製のＡ
Ｄ６３７である。

【００２８】原価、正確さ、印加信号に対する感度、周
囲温度の変化に対する感度などのような多様な因子も第
１のＲＭＳ変換器４を選択するに当って単なる周波数応
答の他に重要であるが、重要とする必要の無い一つの事
項は応答に対するその時定数である。ただし応答に対し
て短い時定数が必要である測定状況についてその時定数
が充分短い時に限られる。すなわち、第一のＲＭＳ変換
器４は印加入力信号を追尾するＡＣ成分を発生すること
を許可され得る。

【００２９】第一のＲＭＳ変換器４の出力７は第２のＲ
ＭＳ変換器５の入力にＤＣ結合している。第２のＲＭＳ
変換器５の応答に対する時定数は好適に選択可能である
から、回路１に対する応答の全時定数は全体として、短
い時定数を必要とするとき、および長い時定数が適切で
あるとき必要である限り、第１のＲＭＳ変換器４のもの
とほぼ同じ程短くすることができる。

【００３０】第２のＲＭＳ変換器５は、印加入力のＲＭ
Ｓ値に比例する「ＤＣ出力」８を発生するが、原理的に
は、第１のＲＭＳ変換器４からの測定可能なリップルが
存在する最高周波数よりはるか上で周波数応答を持つ必
要はない。この目的で、第２のＲＭＳ変換器５を、その
出力データの流れを算術的にＲＭＳ値に変換し、ディジ
タルフィルタにより動作するサンプリングＡＤ変換器と
することが望ましい。その後、第２のＲＭＳ変換器５の
出力を計器またはディジタル表示機構６に加える。

【００３１】図１の実施例の各種実行例が確かに可能で
あり、第２のＲＭＳ変換器５を、アナログフィルタがま
たはディジタルフィルタに結合されたアナログ、ディジ
タル変換器かが後に続くアナログＲＭＳ変換機構とする
ことができることが考えられる。

【００３２】今度は図２を考えると、自動レンジ調節Ｒ
ＭＳ電圧計の簡略ブロック図９が示されている。図２の
ブロック図９は図１のブロック図と同様であり、対応す
る要素には同じ参照数字を付けてある。図２で追加され
ているものはやはり第１のＲＭＳ変換器４からの出力信
号７を受取る第３のＲＭＳ変換器１０である。第３のＲ
ＭＳ変換器１０は、その静定時定数が恐らく第２のＲＭ
Ｓ変換器５の２分の１または４分の１であることを除い
て、第２のＲＭＳ変換器５と同等であることが望まし
い。

【００３３】第３のＲＭＳ変換器１０の出力１１は、自
動レンジ調節コントローラ１２に結合されており、この
コントローラは入力結合回路３に結合されている。入力
減衰および増幅というレンジ調節機能は入力結合回路３
に帰せられていたことが想起されよう。当業者に周知の
仕方で自動レンジ調節コントローラ１２は第３のＲＭＳ
変換器１０からの出力に応答して入力結合回路３にある
適切な減衰または増幅の機能を選択する。

【００３４】次に図３を参照すると、プロセッサと共に
図２のブロック図９の第２および第３のＲＭＳ変換器部
分５および１０を実現する簡略ハードウェアブロック図
２２が示されている。アナログ低域通過フィルタ１３が
第１のＲＭＳ変換器４の出力７に結合されている。フィ
ルタ１３の機能は、次に記すアナログ・ディジタル変換
によるエイリアシングを防止することである。或る実施
例ではフィルタ１３を、そのアナログ・ディジタル変換
のサンプリング割合が第１のＲＭＳ変換器４からの出力
７に現われる最高有意リップル周波数の少くとも２倍で
あれば、省略することができる。

【００３５】フィルタ１３の（アナログ）出力はＡ／Ｄ
（アナログ・ディジタル）変換器１４に結合されてい
る。Ａ／Ｄ変換器１４は、サンプリング割合が毎秒１０
００サンプルの近辺にあり且つ分解能が１７ビットの大
きさに符号ビットを加えたものである積分型またはシグ
マ・デルタ型のものであることが望ましい。フィルタ１
３を適格に選択してあれば、サンプリング割合を毎秒５
００サンプルに減らすことが望ましい。Ａ／Ｄ変換器１
４の出力１５はマイクロプロセッサ１６に結合された一
連の（並列）ディジタル値である。

【００３６】マイクロプロセッサ１６は適切な母線およ
び制御線１７および１９によりそれぞの記憶装置１８お
よびインターフェース回路２０に結合されている。記憶
装置１８は読出し専用部分（ＲＯＭ）および読出し／書
込み部分（ＲＡＭ）の双方を備えているが、これらは別
々に図示してはない。ＲＯＭ部分はマイクロプロセッサ
１６が実行してＲＭＳ変換およびディジタル濾過という
その機能を行う各種プログラムを保持していることが理
解されるであろう。インターフェース回路２０はここで
は一般的な仕方で簡単に示してあるが、マイクロプロセ
ッサ１６が（線２１を介して）電圧計内部の状態を確認
し、変更を行うのに使用される。マイクロプロセッサ１
６として選択される装置の特性はインターフェース回路
２０の性質に影響するが、「メモリ写像Ｉ／Ｏ」はイン
ターフェース回路２０を実現する方法の一例であるが、
メモリ写像Ｉ／Ｏの手法では、個々のラッチまたはレジ
スタが一方でアドレス可能記憶装置としてのマイクロプ
ロセッサに応答する。他方その実際のメモリセル素子は
メモリＩＣ内部に「埋込」まれてはいず、マイクロプロ
セッサ１６に接続されている回路により（線２１で示し
たように）アクセス可能である。図に示したとおり、出
力データを表示装置に結合する線８はインターフェース
回路２０を経由してマイクロプロセッサ１６に結合され
ている。これは選択の問題であり、別の機構が表示装置
（の他に恐らくはＩＥＥ４８８またはＲＳ２３２のよう
な更に一般的なデータ／制御ポート）をマイクロプロセ
ッサ１６に結合することが可能である。同様に、図３の
アナログ・ディジタル変換器１３の出力はマイクロプロ
セッサ１６の直前にあるとして示してある。介在するイ
ンターフェース回路は（分離して示してなく、恐らくは
回路２０とすることもできる）、必要ならば使用してい
るマイクロプロセッサの形式により採用されることを理
解すべきである。

【００３７】図３はマイクロプロセッサを組込んだシス
テムを描くハードウェア構造であることがわかる。正確
ではあるが、特に第２のＲＭＳ変換器５および第３のＲ
ＭＳ変換器１０の行動を達成する方法を示すにはこれは
不完全である。勿論、状況はアナログ・ディジタル変換
器１４がマイクロプロセッサ１６が実行するプログラム
と協働してこれらの機能を行うということである。この
協働と機能的に同等のものを図４に示してある。

【００３８】次に図４を参照すると、これは第２のＲＭ
Ｓ変換器５の機能を行うのに使用することができるハー
ドウェアの等価ブロック図２３である。ブロック図２３
によれば低域通過フィルタ１３のアナログ出力は、入力
結合回路３のＤＣ阻止コンデンサの効果を補正するプリ
エンファシスフィルタ２４に結合されている。プリエン
ファシスフィルタ２４のＤＣでの利得は１であり、利得
は補正を行うべき最低周波数Ｆ₁で或る特定の値にまで
上昇する。（補正はＤＣからＦ₁までの範囲では行われ
ない。）この最低周波数Ｆ₁より上の周波数では利得は
安定して減少し、遂に周波数Ｆ₂に達し、それから後
は、１より大きい或る実質的に一定の利得が維持され
る。ＤＣ阻止の効果が補償されるのはＦ₁＜＝Ｆｉｎ＜
＝Ｆ₂の範囲である。Ｆ₂より上では補償は、原理的に
は、可能であるが、それに対する真の必要性は無いの
で、その量は無視することができる。

【００３９】プリエンファシスフィルタ２４は、スイッ
チ２５の位置により決まるところに従って、信号径路内
に設けても良いしそうでなくても良い。ここでの考え方
は、ＤＣ阻止が不必要であるとわかっているとき、また
は恐らくは望ましくないとさえわかっているとき機会が
存在するということである。副次的効果として、ＤＣ阻
止補正の特徴は静定時間を幾らか増大させる。しかも存
在する測定状況は電圧計により測定可能な最低周波数が
ＤＣ阻止コンデンサが補正を必要とする誤差を発生する
周波数より高いことである。したがって、プリエンファ
シスフィルタ２４を、必要なとき信号径路から除去する
ことができるようにするには、スイッチ２５が存在する
ことが望ましい。プリエンファシスフィルタ２４を用い
るＤＣ阻止補正の完全な特性については後章で別に説明
することにする。

【００４０】ブロック図２３の径路における次の要素は
二乗回路２６である。その出力はその入力の二乗であ
る。これは「ＲＭＳ」の「Ｓ」（「ｓｑｕａｒｅｄ」
（二乗））に対応する。二乗回路２６の出力は調節可能
な時定数を持っている平均回路２７に結合されている。
その出力はその入力の所定形式の平均である。これは
「ＲＭＳ」の「Ｍ」（「ｍｅａｎ」（平均））に対応す
る。ブロック図２３の径路にある次の要素は平方根回路
２８である。その出力はその入力の平方根である。これ
は「ＲＭＳ」の「Ｒ」（「ｒｏｏｔ」（根））に対応す
る。信号径路として包括的に取れば、要素２６、２７、
および２８はＲＭＳ検出器を備えている。図４に示すよ
うに、このＲＭＳ検出器の出力は計器または表示回路６
に結合されている。図４を離れる前に次の点に注目すべ
きである。

【００４１】第１に、図４は、要素２６、２７、および
２８が第２のＲＭＳ変換器５を構成しているという点で
図１に対応している。図４の他の変種を容易に思い描く
ことができ、その変種では要素２６’、２７’、および
２８’の第２の例が図２の第３のＲＭＳ変換器１０を構
成していることが理解される。好適に、この第２の例は
スイッチ２５の出力から、二乗回路２６への入力と並列
に供給される。このようにして第２のＲＭＳ変換器５お
よび第３のＲＭＳ変換器１０が共に同一入力を受取る。

【００４２】第２に、好適実施例では個別に要素２４、
２５、２６、２６’、２７、２７’、２８、および２
８’に対応する別のハードウェア要素が存在しない。代
りに、図３に示すように、Ａ／Ｄ変換器１４およびマイ
クロプロセッサ１６が存在する。差異は、勿論、マイク
ロプロセッサ１６が実行するプログラムの中に見つか
る。第３に、マイクロプロセッサ１６が実行するプログ
ラムの一定の部分はこれらの要素に個別に対応してい
る。これはそのプログラムの性格であり、これに今度は
注意を向けることにする。

【００４３】ここに本発明に従って構成されたＲＭＳ電
圧計に有用な或る制御用ソフトウェアの部分の擬似コー
ドリストを掲げる。

【００４４】

【表１】

【００４５】上に示した擬似コードはＤＣ阻止補正、第
２のＲＭＳ変換器５の他に第３のＲＭＳ変換器１０をも
含んでいる。先づ最初に、ＤＣ阻止補正が必要でなく、
従って行４および１１のＩＦ文がそれぞれ行５および１
２〜１８の周りを操縦すると仮定する。これらの仮定を
行って、次は第２のＲＭＳ変換器５および第３のＲＭＳ
変換器１０の実現の説明である。行２はＡ／Ｄ変換器１
４からの最初の読みを取るが、これは次に行７により図
４の平均回路２７に対応する測定（ディジタル）フィル
タの他に図２の第３のＲＭＳ変換器１０の対応するディ
ジタルフィルタ（図示せず）をプリチャージするのに使
用される。行７のプリチャージはこれらＲＭＳ変換器５
および１０の初期静定時間を短くする。

【００４６】行８〜４２は、使用するレンジの変化が無
いかぎり連続的に実行されるループである。これら主要
な活動はループ内で行われる。これらの最初のものは、
ＤＣ阻止（プリエンファシスフィルタ２４）の補正であ
り、第２は第２のＲＭＳ変換器５に対するＲＭＳ変換で
あり、第３は第３のＲＭＳ変換器１０に対するＲＭＳ変
換である。行９はＡ／Ｄ変換器１４から新しい読みＸを
得る。好適実施例ではこれら新しい読みは少くとも毎秒
１０００の割合で利用できる。行１０は既知のオフセッ
トに対して補正を適用する。

【００４７】我々の仮定によれば、行１１から行１９ま
では飛び越される（ＤＣ阻止補償が無い）。今度は第２
のＲＭＳ変換器に転ずると、行２０は新しい読みを二乗
する。これは図４の二乗回路２６に対応する。行２１〜
２９はその入力がＸ（これはこの時までに二乗入力値を
備えている）でありその出力がＯＵＴＤであるディジタ
ルフィルタである。行２１〜２９は図４の平均回路２７
に対応する。行３０はフィルタ出力の平方根を取り、し
たがって図４の平方根回路２８に対応する。行３１は平
方根を表示し、このようにして計器または表示回路６を
作動させる。

【００４８】上の擬似コードリストの行３２〜４１は第
３のＲＭＳ変換器１０である。これが行う最初のことは
行９および１０で得た最後の読み（オフセットについて
補正されているがＤＣ阻止誤差については補償されてい
ない）のそれ自身のコピー（Ｙ）を二乗することであ
る。Ｙの二乗値を、変数ＯＵＴＧに現われる出力値で濾
過する。所要ＲＭＳ値はＯＵＴＧの平均根を取ることに
より得られる。これをＰＩＬＯＴ＿ＶＡＬＵＥに保存す
る。行４１はレンジを変えるべきか否かを決定するのに
ＰＩＬＯＴ＿ＶＡＬＵＥを使用する手順ＡＵＴＯ＿ＲＡ
ＮＧＥの呼出しである。変更を必要としなければ、行８
〜４２のＷＨＩＬＥループが継続する。レンジを変更す
べき場合にはＷＨＩＬＥループを阻止してレンジを変更
する。レンジの変更に続き、行１〜７を通してＷＨＩＬ
Ｅループに再び入る。

【００４９】上の行２１〜２９に示したディジタルフィ
ルタはそれ自身伝統的なものであり、その縦列接続部に
Ａ、Ｂ、Ｃ、およびＤと名付けてある４極フィルタと見
ることができる。行３２〜４１にあるフィルタは、三つ
の部分しかないこと以外は、同様である。これら部分は
Ｅ、Ｆ、およびＧと名付けられている。Ｎ＿ＭＥＡおよ
びＤ＿ＭＥＡはその値がＦＩＬＴＥＲ＿ＳＰＥＥＤに対
して選択された値に従って選択されている定数である。
下の表Ｉはこの関係を記している。Ｎ＿ＭＥＡおよびＤ
＿ＭＥＡは測定値を計算する（ＭＥＡｓｕｒｅｍｅｎｔ
（測定））ディジタルフィルタに使用する分子および分
母を表わす。これらは図２の第３のＲＭＳ変換器１０に
使用される（ＡｕｔｏＲａＮＧｅ（自動レンジ調節））
ディジタルフィルム用の、やはり表Ｉに示してあるが、
値Ｎ＿ＡＲＮＧおよびＤ＿ＡＲＮＧと同じである。測定
および格納のディジタルフィルタに使用される分子およ
び分母の値はこれらフィルタの遮断周波数を決定する。
これらの値も表Ｉに示してある。

【００５０】下記関係はディジタルフィルタがＤＣでの
利得１を持つために保持する必要がある。（１）２＊Ｎ＿ＭＥＡ−Ｄ＿ＭＥＡ＝１（２）２＊Ｎ＿ＡＲＮＧ−Ｄ＿ＡＲＮＧ＝１次の記法はディジタルフィルタに適用される。第２のＲ
ＭＳ変換器に対するフィルタの四つの段をＡ、Ｂ、Ｃ、
およびＤと呼び、この順に縦列接続されている。Ａ段へ
の最初の入力はＸであり、Ａ段の出力はＯＵＴＡであ
る。ＯＵＴＡはＡ段からの前の出力であり、Ｂ段への入
力である。ＯＵＴＢはＢ段の出力であり、その前の出力
はＯＵＴＢ１である。以下同様。第３のＲＭＳ変換器に
対するフィルタには三つの段Ｅ、Ｆ、およびＧがある。
同様な記法はそのフィルタに対する入力、出力、および
前の値について適用される。

【００５１】コードは測定フィルタおよび自動レンジ調
節フィルタのコピーが交互に実行されるように配列され
ている。マイクロプロセッサは毎秒１０００読取りの読
取り速さを維持することができるのに充分な程速い。

【００５２】

【表２】

【００５３】上の表Ｉを調べることによりわかるとお
り、第２のＲＭＳ変換器５に対する測定フィルタおよび
第３のＲＭＳ変換器１０に対する自動レンジ調節フィル
タは各々、測定可能最低周波数および所要静定時間に関
するユーザの指令により、異なる特性を備えている。こ
れら指令の結果はＦＩＬＴＥＲ＿ＳＰＥＥＤと呼ばれる
変数に対するＳＬＯＷ、ＭＥＤＩＵＭ、またはＦＡＳＴ
という値である。次にＦＩＬＴＥＲ＿ＳＰＥＥＤの種々
な値に対するフィルタの性質を説明する。

【００５４】ＦＩＬＴＥＲ＿ＳＰＥＥＤがＳＬＯＷにセ
ットされると、測定フィルタの各極は０．４５Ｈｚに３
ｄＢの点を有する。フィルタは５秒で０．０１％に落付
く。自動レンジ調節フィルタの３ｄＢの点は２．０Ｈｚ
にあり、そのフィルタは０．３９秒で５％以内に落付き
０．５３秒で１％以内に落付く。（ＤＣ阻止補償プリエ
ンファシスフィルタは、その性質についてはそのうちに
説明することになっているが、２．５秒で０．００１％
に落着く。）

【００５５】ＦＩＬＴＥＲ＿ＳＰＥＥＤをＭＥＤＩＵＭ
にセットすると、測定フィルタは２．５Ｈｚに３ｄＢの
点を有する。このフィルタは１秒で０．０１に落付く。
自動レンジフィルタの３ｄＢの点は８Ｈｚにあり、その
フィルタは０．１秒で５％以内に、０．１３秒で１％以
内に落付く。（ＤＣ阻止補償はＦＩＬＴＥＲ＿ＳＰＥＥ
ＤがＭＥＤＩＵＭにセットされるときは行われない。）

【００５６】ＦＩＬＴＥＲ＿ＳＰＥＥＤをＨＩＧＨにセ
ットすると、測定フィルタは３０Ｈｚに３ｄＢの点を有
する。このフィルタは０．９秒で０．０１％に落付く。
この動作モードについて自動レンジフィルタは測定フィ
ルタと同じである。（ＤＣ阻止補償はＦＩＬＴＥＲ＿Ｓ
ＰＥＥＤがＨＩＧＨにセットされたときは行われな
い。）

【００５７】今度は行４〜６および１１〜１９によって
行われるＤＣ阻止補償に転ずる。最初に、図５を参照す
ると、入力結合回路３の一層詳細なブロック図が示され
ている。図示してあるのはＨＰ３４４０１マルチメータ
に使用される特定の好適実施例であるが、これは単なる
例示であり、ＲＭＳ電圧計に対するＤＣ阻止補償の他の
用途が種々なＤＣ阻止構成を組込むことができることが
理解されるであろう。

【００５８】図５で、加えられた入力電圧Ｖ_in２は入力
抵抗器３０と直列に入力結合コンデンサ２９に結合され
ている。入力抵抗器３０は入力減衰器／インピーダンス
変換器３１に結合されており、この変換器３１の機能は
（１）加えられたＶ_inの値を、フィードバック回路３２
の値により５分の１または５００分の１に減らすこと、
および（２）利得段３３を駆動することである。利得段
３３の利得は、１、１０、および１００に選択可能であ
る。好適実施例では要素３１、３２、および３３は図２
の自動レンジコントローラ１２により制御されている。
利得段３３の出力は出力結合コンデンサ３４を介して結
合され、且つ出力抵抗器３５を横断して現われ、そこか
ら第１のＲＭＳ変換器４に加えられる。

【００５９】減衰器３１および利得段３３はＤＣ結合さ
れているので、図５の回路は２極高域通過フィルタのＡ
Ｃ周波数応答を有する。ＤＣ阻止補償の必要性を生ずる
低周波数を通すのはこのリラクタンスである。図５に示
す特定の入力結合回路３により好適実施例の読みに生ず
る誤差は次の形を有する。（１）％誤差＝１００｛［１／（１＋０．７２／Ｆ）］−１｝上の式（１）の−１は実際の応答（括弧［］の中にあ
る項）から１という理想的利得を差引くことにより誤差
を表わす。１００を掛けると減算による分数の結果が百
分率に変換される。図６は式（１）により得られる誤差
百分率のグラフである。

【００６０】ＤＣ阻止補償がどう動作するかを実証する
には、第２のＲＭＳ変換器５の出力を下の式（２）で表
わすことができることに注目する。（２）ＲＯＯＴ＝［（ＤＣＯＵＴ₁）²＋（ＡＣＯＵＴ₁）²］^1/2 〔注：ＤＣＯＵＴ₁は第１のＲＭＳ変換器４のＤＣ出力
成分であり、ＡＣＯＵＴ₁は第１のＲＭＳ変換器４のＡ
Ｃ出力成分である。正弦波に対しては、ＡＣＯＵＴ₁の
周波数＝２＊ｆ_in 。］

【００６１】補正しなければＲＯＯＴは、入力結合回路
３が第１のＲＭＳ変換器４に達する信号の振幅を減らす
ので、低い周波数において誤差を有する。誤差は式
（２）のＤＣＯＵＴ₁およびＡＣＯＵＴ₁の両方の項に
現われ、各項について周波数ｆ（ＤＣ阻止の性質によ
る）および第１のＲＭＳ変換器４がその出力をＤＣＯＵ
Ｔ₁とＡＣＯＵＴ₁との間で如何に分割するかの関数で
ある。二つの項ＤＣＯＵＴ₁およびＡＣＯＵＴ₁の一つ
をその平方根を取っている和が関連の或る低い周波数に
まで補正されるように調節する関数Ｇ（ｆ）を見つける
ことができれば、二つの項ＤＣＯＵＴ₁およびＡＣＯＵ
Ｔ₁に対する個々の正確な補償は必要ない。Ｇ（ｆ）
は、勿論、図４のプリエンファシスフィルタ２４の伝達
関数である。

【００６２】特定の第１のＲＭＳ変換器４および特定の
入力結合回路３を与えれば、プリエンファシスフィルタ
２４の伝達関数は丁度周波数ｆの関数に還元されるの
で、またその周波数ｆはそれ自身本質的にＡＣＯＵＴ₁
に現われ、ＤＣＯＵＴ₁からは現われないので、Ｇ
（ｆ）をＡＣＯＵＴ₁に対して見ることができるか、お
よびＤＣＯＵＴ₁だけを残すことができるか否かを尋ね
れば利益が得られる。このようなＧ（ｆ）を事実見つけ
ることができる。

【００６３】実際には、加えたＶ_inの周波数がｆであれ
ば、ＡＣＯＵＴ₁の周波数は２＊ｆ_inである。これはＲ
ＭＳ変換器により行われる「整流」から生ずる。という
のはその出力に入力の絶対値の提示が入っているからで
ある。これは６０Ｈｚの電力線路周波数で動作する全波
ブリッジ整流器による１２０Ｈｚリップルの発生と同じ
である。

【００６４】図７は、ＨＰ３４４０１Ａマルチメータで
実施される好適実施例に使用されている特定のプリエン
ファシスフィルタ２４の周波数応答のグラフである。横
座標は２＊ｆ_inであることに注意。以下に説明する解析
により、図６のＤＣ阻止誤差をほとんど正確に補正する
周波数の関数を見つけることが可能である。補正は、
（１）Ｇ（２＊ｆ_in）を得る際に或る小さな近似が便利
であることがあり、（２）ｆ_inは歪のない正弦波である
と仮定しているから、真に正確ではない。丁度平均値応
答ＡＣ電圧計の場合のように、Ｇ（２＊ｆ_in）は任意に
関連する複数の周波数の存在（すなわち、複雑な波形ま
たはゆがんだ正弦波）により理想からずれている。

【００６５】このようなほとんど正確に正しい周波数の
関数は、とにかく、下の行に沿う或る時期の考察が確認
するように、実用的でもないし、望ましくもない。代り
に、ほとんど正確な関数は、その有効性を下げずに、一
層実用的に且つ実現可能にするよう「調節」される。我
々が探すＧ（２＊ｆ_in）はこのような調節された関数で
あり、図７のグラフはこのようなＧ（２＊ｆ_in）のもの
である。

【００６６】周波数が減少するにつれて容量性リアクタ
ンスが増大することはＤＣ阻止誤差の基本的理由であ
る。増大は周波数が減少するにつれて限りなく行われる
ので、誤差（百分率として）は限りなく増大する。この
ことは補償用プリエンファシスフィルタ２４の利得が周
波数の減少と共に限りなく増大する必要があるというこ
とを意味する。しかし、周波数が０（ＤＣ）という限ら
れた場合にはプリエンファシスフィルタの利得は１でな
ければならないので、第１のＲＭＳ変換器からのＤＣ成
分は減衰しない。すなわち、すべての周波数に対して働
く補正関数はｆ_in＝０で不連続である。この障害を無視
すれば、ほとんど正確な補正が、破線３６が左半部に取
って代っている状態で、図７の右半部に対して図示のよ
うに現われる。すなわち、２＊ｆ_in＝１００Ｈｚより上
のＡＣＯＵＴ₁の周波数に対して、利得は或る漸近線に
近づき、これは現在の場合では線ＧＡＩＮ＝１．１４３
９１５である。ＡＣＯＵＴ₁の周波数が減少するにつれ
て利得は増大し、２＊ｆ_in＝２Ｈｚより下では破線３６
で示したように単純に上昇し続ける。

【００６７】しかし、次の点に留意すべきである。実際
の回路網は無限の利得を持つことができず、ＤＣで単位
利得に真に突然に移り変ることもできない。それ以上
に、このような事態を近似しようとするとプリエンファ
シスフィルタの静定時間が極めて長くなり、これは最も
望ましくない。

【００６８】代りに、電圧計は或る低い方の周波数限
界、たとえば、ｆ_in＝３Ｈｚまでの使用について指定さ
れているだけであるという事実を利用する。こうすれ
ば、プリエンファシスフィルタ２４の利得が周波数が０
（ＤＣ）に近づくとき事実１である限り、その利得が、
たとえば、２＊ｆ_in＝４Ｈｚよりたとえ低くてももはや
問題ではない。それで正確な利得Ｇ（２＊ｆ_in）は逆の
極および逆のゼロを加えてＡＣＯＵＴ₁に対して１Ｈｚ
の周波数における利得の増大をくい止め、近似的に１に
近づき始める２＊ｆ_in＝０．１８６Ｈｚの周波数までそ
れを迅速に減衰させる。

【００６９】図７のグラフを詳しく調べると、プリエン
ファシスフィルタ２４の利得は周波数が増大するにつれ
て１に戻ることはないことが明らかになる。代りに、そ
れは漸近的に或る限界値に近づくが、これは現在の場合
では１．１４３９の利得である。この理由は、式（２）
の項ＡＣＯＵＴ₁が周波数が増大するにつれて決して全
く０にはならないからである。それで、周波数が絶えず
高くなると第１のＲＭＳ変換器からの項ＡＣＯＵＴ₁が
絶えず減少し、これは少量だけ調節される。ＡＣＯＵＴ
₁に対して約１００Ｈｚより上の周波数ではこの効果は
無視できる。

【００７０】今度はプリエンファシスフィルタ２４の利
得関数を見つける方法である。Ｖ_inの電圧が電圧計に印
加されることを想起する。Ｖ_inを周波数ｆ_inの正弦波で
あるとしよう。加えられるＶ_inは入力結合回路３のＤＣ
阻止を通って進む。出現するもの（および第１のＲＭＳ
変換器４に加えられるもの）をＶ_wrongと呼ぶことにし
よう。勿論、Ｖ_wrongの振幅は、ＤＣ阻止の容量性リア
クタンスの効果のため、低過ぎる。第１のＲＭＳ変換器
４はＤＣＯＵＴ₁およびＡＣＯＵＴ₁を発生するが、こ
れらは各々或る量だけ誤差を有している（低過ぎる）。
次に、Ｖ_wrongの実際の値は正にｆ_inに依存するだけで
はなく、ＤＣ阻止それ自身のトポロジにも依存する。図
５は好適実施例に使用されている特定のＤＣ阻止トポロ
ジを示す。これは二つの縦列接続ＲＣ極（２９、３０、
および３４、３５）から構成されている。ＡＣ回路網の
解析を熟知している者は、下の式（３）Ｖ_wrongをＶ_in
およびｆ_inの項で記述していることを理解するのであろ
う。（この解析では要素３１／３２の減衰および要素３
３の利得を無視するのが便利である。これらはｆ_inと共
に変化せずどんな特定の測定シナリオに対しても一定で
ある。）（３）Ｖ_wrong＝Ｖ_in／［１＋（ｆ₀／ｆ_in）²］上の方程式（３）でｆ₀はコンデンサ２９／３４の容量
性リアクタンスが抵抗器３０／３５の抵抗に等しい周波
数である。（３）は図５のトポロジに適合する。トポロ
ジが異なっていれば（極の数が異なる、極の周波数が等
しくない、またはインダクタの存在）、式（３）の形は
それに従って変る。読者にＡＣ回路網に関する教科書に
各種の形態の目録ガ掲載され、説明されていることを注
意しておく。

【００７１】また次のように示されている方程式（４）
を取る。（４）ＡＣＯＵＴ₁＝Ｃ＊Ｖ_wrong／［１＋（ｆ_in／ｆ₁）²］^1/2 注：Ｃ＝［１−８／π²］^1/2 下記注意を方程式（４）に払う。第１に、方程式それ自
身の形はそれが記述するＲＭＳ変換器の性格によって変
る。方程式（４）は特に第１のＲＭＳ変換器４に関係
し、その一般形はその変換器の内部で進行する伝統的な
解析によって達せられた。他の形式のＲＭＳ変換器は異
なる形の記述方程式を持つことができる。Ｃは単にその
解析で項を便宜的に集めることにより作られる定数であ
る。項ｆ₁は記述されているＲＭＳ変換器（これはこの
場合には第１のＲＭＳ変換器４である）の時定数によっ
て決まり、必要な場合には経験的に見つけることができ
る。

【００７２】次に、下の方程式（５）は、ＲＯＯＴをＶ
_wrongで置き換えた、方程式（２）の単なる並べ換えで
ある。式（２）および（５）は共に、それらが変換器の
出力のＲＭＳ値が入力のＲＭＳ値に等しいＲＭＳ変換器
を記述しているという事実から生ずる。（５）ＤＣＯＵＴ₁＝［Ｖ_wrong ²−ＡＣＯＵＴ₁ ²］^1/2 方程式（５）は次の理由で有用である。早い項はＤＣ阻
止誤差はＡＣＯＵＴ₁およびＤＣＯＵＴ₁を共に攪乱す
ると言われた。計画はＡＣＯＵＴ₁を「固定する」こと
であり、ＡＣＯＵＴ₁の式をＶ_wrongの項で、Ｖ_wrong
の式をＶ_inおよびｆ_inの項で得ている。したがって、方
程式（５）によりＤＣＯＵＴ₁について知っている事柄
を置き換えることができ、これにより［どれがＧ（２＊
ｆ_in）であるか］という苦境を解決することができる方
程式（下の）からＤＣＯＵＴ₁が除かれる。

【００７３】方程式（２）のＲＯＯＴは低い周波数では
誤差を含んでいるということを想起する。Ｇ（２＊
ｆ_in）は次のように存在すると想像しよう。（６）ＧＯＯＤＲＭＳ＝｛ＤＯＵＴ₁ ²＋［Ｇ（２＊ｆ_in）＊ＡＣＯＵＴ₁］² ｝^1/2＝Ｖ_in

【００７４】次に（式（５）に従って）ＤＣＯＵＴ₁を
置き換えて上の方程式（６）の中間および右側の項で形
成される方程式をＧ（２＊ｆ_in）について解く。寛大に
も、且つまた簡潔のために、その実証は省略されてき
た。或る小さな簡略近似を次の式を作るのに採用するこ
とができる。（７）Ｇ（２＊ｆ_in）＝Ｋ₁＊｛１＋［Ｋ₂／（２＊ｆ_in）］² ｝^1/2 ここでＫ₁＝｛１＋［８＊ｆ_o ²／（Ｃ＊Ｆ₁）² ］｝^1/2 Ｋ₂＝８^1/2＊ｆ_o／（Ｃ＊Ｋ₁）上の方程式（７）の中のＧ（２＊ｆ_in）は、プリエンフ
ァシスフィルタ２４の基礎として使用する場合には、図
７の破線線分３６に関連し且つその図に関連して説明し
たほとんど正確ではあるが非実用的な補償に対応する。
代りに、このようなディジタルフィルタに対する（プリ
エンファシスフィルタ２４に対する）方程式は（再び、
図７に関連して説明したように）それを減衰するように
修正される。その修正されたフィルタの実施例は上の擬
似コードリストに示してあるものである。

【００７５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いるこ
とにより、測定精度の高い、安価な実効値電圧計を提供
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理に従って構成された、ＲＭＳ測定
用回路の簡略部分ブロック図である。

【図２】自動レンジ切替えＲＭＳ電圧計用回路の簡略部
分ブロック図である。

【図３】本発明の原理に従って構成された、図２に示す
自動レンジ切替えＲＭＳ電圧計用回路の簡略部分ブロッ
ク図である。

【図４】図３に示すＲＭＳ電圧計のハードウェア及びソ
フトウェア・システムの等価ハードウェアブロック図で
ある。

【図５】図１及び２の入力結合回路網の特定例の、より
詳細なブロック図である。

【図６】図１、２に示すＲＭＳ電圧計の読みにおける誤
差の周波数特性を示す図である。

【図７】図６のＤＣブロッキング誤差の補償と関連して
用いられるプリエンファシス・フィルタの利得の周波数
特性を示す図である。

【符号の説明】

３：入力結合回路、４：第１のＲＭＳ変換器５：第２のＲＭＳ変換器、６：計器又は表示器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の時定数を有し、被測定信号を入力し
て該入力信号の実効値を示す、交流成分と直流成分との
混合より成る第１信号を発生するＲＭＳ変換器と、前記第１信号の交流成分及び直流成分を測定する手段で
あって、前記第１時定数以上の長さの第２時定数を有
し、前記ＲＭＳ変換器の出力に結合されて前記被測定信
号の実効値に比例した直流値を出力する第１のＲＭＳ変
換手段と、前記第１のＲＭＳ変換手段の出力に結合され、前記被測
定信号の実効値を示す手段と、を備えて成る実効値測定装置。