JPH05176580A - モータの制御装置 - Google Patents
モータの制御装置Info
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- JPH05176580A JPH05176580A JP4101403A JP10140392A JPH05176580A JP H05176580 A JPH05176580 A JP H05176580A JP 4101403 A JP4101403 A JP 4101403A JP 10140392 A JP10140392 A JP 10140392A JP H05176580 A JPH05176580 A JP H05176580A
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Abstract
(57)【要約】
【構成】状態推定器８により、トルク電流検出値Ｉt と
モータ速度検出値ωM とトルク電流指令値Ｉref とか
ら，軸ねじれトルク推定値Ｔshと機械負荷側速度推定値
ωL と負荷トルク推定値Ｔd を演算。これら３つの推定
値とモータ速度検出値ωM とトルク電流検出値Ｉtと速
度指令値ωrefよりトルク電流指令値Ｉref を演算し、
それを高域遮断フィルタに入力した結果を新たなトルク
電流指令値Ｉref とする。ここで制御ゲインｋ1〜ｋ4，
ｋi 、および高域遮断フィルタの特性を、速度制御系の
伝達関数Ｇ(ｊω)がモデル化誤差から演算したゲイン特
性ｌm(ω）に対して、数３４を満足するよう設定する。 【効果】トルク制御系の遅れに対して、応答特性に優れ
た軸ねじり振動抑制制御を達成し、高次振動モードやパ
ラメ−タ変動にロバストな制御系を構築する。
モータ速度検出値ωM とトルク電流指令値Ｉref とか
ら，軸ねじれトルク推定値Ｔshと機械負荷側速度推定値
ωL と負荷トルク推定値Ｔd を演算。これら３つの推定
値とモータ速度検出値ωM とトルク電流検出値Ｉtと速
度指令値ωrefよりトルク電流指令値Ｉref を演算し、
それを高域遮断フィルタに入力した結果を新たなトルク
電流指令値Ｉref とする。ここで制御ゲインｋ1〜ｋ4，
ｋi 、および高域遮断フィルタの特性を、速度制御系の
伝達関数Ｇ(ｊω)がモデル化誤差から演算したゲイン特
性ｌm(ω）に対して、数３４を満足するよう設定する。 【効果】トルク制御系の遅れに対して、応答特性に優れ
た軸ねじり振動抑制制御を達成し、高次振動モードやパ
ラメ−タ変動にロバストな制御系を構築する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は機械負荷を駆動するモー
タの制御装置に関し、特に機械系の軸振動を抑制して応
答の良好な指令値追従特性や外乱抑圧性能を達成するモ
ータの制御装置に関する。また、複数の駆動モ−タを協
調して速度制御するのに好適なモ−タ制御装置に関す
る。
タの制御装置に関し、特に機械系の軸振動を抑制して応
答の良好な指令値追従特性や外乱抑圧性能を達成するモ
ータの制御装置に関する。また、複数の駆動モ−タを協
調して速度制御するのに好適なモ−タ制御装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】機械負荷を駆動しその速度や位置を指令
値に従って制御するモータの制御装置では、指令値への
追従特性の高応答化と負荷外乱に対する回復特性の向上
の２つが大きな課題である。これらの高応答化に伴い機
械負荷の機械振動が問題になる。この機械振動は制御装
置としての性能を劣化させるだけでなく、モータ駆動系
を構成する機械系の破損を招く。このため応答の良好な
モータ制御装置を実現する上で機械振動の抑制が不可欠
である。
値に従って制御するモータの制御装置では、指令値への
追従特性の高応答化と負荷外乱に対する回復特性の向上
の２つが大きな課題である。これらの高応答化に伴い機
械負荷の機械振動が問題になる。この機械振動は制御装
置としての性能を劣化させるだけでなく、モータ駆動系
を構成する機械系の破損を招く。このため応答の良好な
モータ制御装置を実現する上で機械振動の抑制が不可欠
である。
【０００３】従来、モータ駆動系の機械振動を抑制しつ
つ指令値への応答を向上し、かつ負荷外乱への回復特性
に優れるモータの制御装置として、特公昭63−1839号公
報記載の方式が知られている。この制御装置ではモータ
を含めた駆動系をモータ側と機械負荷側との２つの慣性
モーメントに分け、それらがねじり剛性を持ったばねで
結合された駆動系と見做して速度制御系を構成する。こ
のときモータ側速度はモータに取り付けた検出器により
検出できるが、バネのねじりトルクと機械負荷側の速度
は直接検出できない。また、機械負荷に作用する負荷ト
ルクにも検出できない。そこで、ねじりトルクと機械負
荷側の速度、および負荷トルクとを模擬する状態推定器
を構成し、これらの推定値とモータの速度検出値を用い
てモータの発生トルクを制御することで機械負荷側の振
動を抑制し、更に、負荷トルクによる速度変動も抑制し
ている。
つ指令値への応答を向上し、かつ負荷外乱への回復特性
に優れるモータの制御装置として、特公昭63−1839号公
報記載の方式が知られている。この制御装置ではモータ
を含めた駆動系をモータ側と機械負荷側との２つの慣性
モーメントに分け、それらがねじり剛性を持ったばねで
結合された駆動系と見做して速度制御系を構成する。こ
のときモータ側速度はモータに取り付けた検出器により
検出できるが、バネのねじりトルクと機械負荷側の速度
は直接検出できない。また、機械負荷に作用する負荷ト
ルクにも検出できない。そこで、ねじりトルクと機械負
荷側の速度、および負荷トルクとを模擬する状態推定器
を構成し、これらの推定値とモータの速度検出値を用い
てモータの発生トルクを制御することで機械負荷側の振
動を抑制し、更に、負荷トルクによる速度変動も抑制し
ている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術では、ト
ルク制御系のトルク制御応答は速度制御系の応答に比べ
て十分小さいとして軸ねじり振動抑制制御系を構成す
る。しかし、大容量のモータ駆動ではトルク制御応答を
高くできない傾向にある。またトルク制御応答を高くす
ると高周波領域でのノイズの影響が大きくなるため高応
答化にも限界がある。このため、応答のよい軸ねじり振
動抑制制御を達成するのが難しかった。
ルク制御系のトルク制御応答は速度制御系の応答に比べ
て十分小さいとして軸ねじり振動抑制制御系を構成す
る。しかし、大容量のモータ駆動ではトルク制御応答を
高くできない傾向にある。またトルク制御応答を高くす
ると高周波領域でのノイズの影響が大きくなるため高応
答化にも限界がある。このため、応答のよい軸ねじり振
動抑制制御を達成するのが難しかった。
【０００５】また上記従来技術では、機械負荷駆動系の
高次振動モードや駆動系のパラメータ変動などが制御特
性に与える影響などについて考慮されておらず、これら
の影響で軸ねじり振動抑制制御が不安定になる場合があ
った。
高次振動モードや駆動系のパラメータ変動などが制御特
性に与える影響などについて考慮されておらず、これら
の影響で軸ねじり振動抑制制御が不安定になる場合があ
った。
【０００６】更に上記従来技術では、機械負荷駆動系の
軸ねじりトルクと機械負荷側の速度、および負荷トルク
との推定値を用いて振動抑制するが、速度指令応答に関
しては通常の比例積分補償が用いられている。このた
め、機械振動抑制と指令応答特性とを両立させることが
難しかった。
軸ねじりトルクと機械負荷側の速度、および負荷トルク
との推定値を用いて振動抑制するが、速度指令応答に関
しては通常の比例積分補償が用いられている。このた
め、機械振動抑制と指令応答特性とを両立させることが
難しかった。
【０００７】本発明の目的は、安定で応答の良好な軸ね
じり振動抑制制御を達成し、かつ指令値追従性に優れた
制御性能を持つモータ制御装置を提供することにある。
じり振動抑制制御を達成し、かつ指令値追従性に優れた
制御性能を持つモータ制御装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、モータの出力軸に取り付けられた機械負荷を駆動す
るモータの速度を制御するもので、モータにパワーを供
給するパワー変換器、モータ電流を検出する手段，その
出力を用いてモータのトルク電流を検出するトルク電流
検出手段，その出力を用いてモータの発生トルクを制御
するトルク制御手段，モータの速度検出手段とを備え、
トルク制御手段へのトルク指令値とモータのトルク電流
検出手段とモータの速度検出手段との出力とから、機械
負荷側の速度、モータと機械負荷側との軸ねじりトル
ク、および機械負荷側に加わる負荷トルクとを推定する
状態推定手段を設け、モータの速度指令値、モータの速
度検出値、状態推定手段の出力である機械負荷側速度の
推定値、軸ねじりトルクの推定値、負荷トルクの推定値
とを用いてトルク指令値を演算し、その出力を更にモー
タのトルク電流検出値を用いて補償した結果を、トルク
制御手段へのトルク指令値としたものである。
に、モータの出力軸に取り付けられた機械負荷を駆動す
るモータの速度を制御するもので、モータにパワーを供
給するパワー変換器、モータ電流を検出する手段，その
出力を用いてモータのトルク電流を検出するトルク電流
検出手段，その出力を用いてモータの発生トルクを制御
するトルク制御手段，モータの速度検出手段とを備え、
トルク制御手段へのトルク指令値とモータのトルク電流
検出手段とモータの速度検出手段との出力とから、機械
負荷側の速度、モータと機械負荷側との軸ねじりトル
ク、および機械負荷側に加わる負荷トルクとを推定する
状態推定手段を設け、モータの速度指令値、モータの速
度検出値、状態推定手段の出力である機械負荷側速度の
推定値、軸ねじりトルクの推定値、負荷トルクの推定値
とを用いてトルク指令値を演算し、その出力を更にモー
タのトルク電流検出値を用いて補償した結果を、トルク
制御手段へのトルク指令値としたものである。
【０００９】また、軸ねじり振動抑制の制御則を構成す
るのに用いる簡易モデルと、機械系の高次振動モードや
パラメータ変動の大きさなどを考慮した詳細モデルとを
求め、これら２つのモデルの差を演算し、その大きさか
ら制御ゲインの設定限界を決定するようにしたものであ
る。更に、モデル化誤差の大きい周波数領域でゲインの
低下する直列補償器を制御系に直列に挿入するようにし
たものである。
るのに用いる簡易モデルと、機械系の高次振動モードや
パラメータ変動の大きさなどを考慮した詳細モデルとを
求め、これら２つのモデルの差を演算し、その大きさか
ら制御ゲインの設定限界を決定するようにしたものであ
る。更に、モデル化誤差の大きい周波数領域でゲインの
低下する直列補償器を制御系に直列に挿入するようにし
たものである。
【００１０】更に、少なくても１個の実根と所望のゼロ
点とを持つ前置補償器を用いて速度指令値を補償する手
段を設けるようにしたものである。
点とを持つ前置補償器を用いて速度指令値を補償する手
段を設けるようにしたものである。
【００１１】
【作用】上記状態推定手段では、トルク制御手段へのト
ルク指令値とモータのトルク電流検出値およびモータの
速度検出値とから、機械負荷側の速度、モータと機械負
荷側との軸ねじりトルクおよび機械負荷側に加わる負荷
トルクとを推定する。これら３つの推定値とモータの速
度指令値およびモータの速度検出値に加えて、モータの
トルク電流検出値をフィ−ドバックして駆動系の軸ねじ
り振動を抑制するためのトルク指令値を演算する。トル
ク指令値演算に用いられるトルク電流検出値はトルク制
御手段の応答遅れを補償する働きをする。このため、ト
ルク制御応答が十分小さくないモ−タ駆動系の場合で
も、駆動系の持つ軸ねじり振動極を減衰の良好な位置に
配置できる。このときフィ−ドバックされるトルク電流
検出値は、モ−タ速度検出値、機械負荷側速度の推定
値、軸ねじりトルクの推定値、負荷トルクの推定値のフ
ィ−ドバックによる軸ねじり振動抑制制御特性を補助的
に改善する働きをする。このため、モ−タのトルク制御
手段におけるトルク電流検出値のフィ−ドバック制御の
場合に比べて十分小さい制御ゲインでよく、モ−タのト
ルク制御性能を劣化させないよう選択できる。更に、ト
ルク電流検出値を速度制御系にフィ−ドバックすること
で、トルク制御手段６のみでは十分に抑制できないトル
クリプルを低減できる。
ルク指令値とモータのトルク電流検出値およびモータの
速度検出値とから、機械負荷側の速度、モータと機械負
荷側との軸ねじりトルクおよび機械負荷側に加わる負荷
トルクとを推定する。これら３つの推定値とモータの速
度指令値およびモータの速度検出値に加えて、モータの
トルク電流検出値をフィ−ドバックして駆動系の軸ねじ
り振動を抑制するためのトルク指令値を演算する。トル
ク指令値演算に用いられるトルク電流検出値はトルク制
御手段の応答遅れを補償する働きをする。このため、ト
ルク制御応答が十分小さくないモ−タ駆動系の場合で
も、駆動系の持つ軸ねじり振動極を減衰の良好な位置に
配置できる。このときフィ−ドバックされるトルク電流
検出値は、モ−タ速度検出値、機械負荷側速度の推定
値、軸ねじりトルクの推定値、負荷トルクの推定値のフ
ィ−ドバックによる軸ねじり振動抑制制御特性を補助的
に改善する働きをする。このため、モ−タのトルク制御
手段におけるトルク電流検出値のフィ−ドバック制御の
場合に比べて十分小さい制御ゲインでよく、モ−タのト
ルク制御性能を劣化させないよう選択できる。更に、ト
ルク電流検出値を速度制御系にフィ−ドバックすること
で、トルク制御手段６のみでは十分に抑制できないトル
クリプルを低減できる。
【００１２】また、モデル化誤差関数のゲイン特性を求
め、これに基づいて制御ゲインおよび制御系に直列に挿
入する直列補償器を設定することで、高次振動モードや
パラメータ変動にロバスト（頑健）な制御系を構築でき
る。
め、これに基づいて制御ゲインおよび制御系に直列に挿
入する直列補償器を設定することで、高次振動モードや
パラメータ変動にロバスト（頑健）な制御系を構築でき
る。
【００１３】更に、速度指令値を補償する前置補償器の
持つ１個の実根は、制御系の速度指令値からトルク指令
値までの特性に含まれるゼロ点を相殺し、前置補償器の
ゼロ点は速度応答を早める働きをする。これらにより、
オ−バ−シュ−トを大きくすることなく指令応答を高速
化できる。また、これら前置補償器は速度制御系の閉ル
ープ特性に影響を与えないので、軸振動抑制特性を損な
うことなく指令値応答を改善できる。
持つ１個の実根は、制御系の速度指令値からトルク指令
値までの特性に含まれるゼロ点を相殺し、前置補償器の
ゼロ点は速度応答を早める働きをする。これらにより、
オ−バ−シュ−トを大きくすることなく指令応答を高速
化できる。また、これら前置補償器は速度制御系の閉ル
ープ特性に影響を与えないので、軸振動抑制特性を損な
うことなく指令値応答を改善できる。
【００１４】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１により説明す
る。モータ１の出力軸にトルク伝達機構２０１を介して
機械負荷２が結合されている。モータ１は３相かご形誘
導モータで、３相電圧形パルス幅変調（以下ＰＷＭと略
称）インバータの構成をしたパワー変換器３により駆動
される。３相のモータ電流は電流検出器４により検出さ
れ、モータのトルク制御に用いられる。トルク制御器６
はかご形誘導モータの発生トルクが速度制御器９で演算
されるトルク指令値に対し応答よく追従するよう、電圧
形ＰＷＭインバータ３の出力電圧を制御する。
る。モータ１の出力軸にトルク伝達機構２０１を介して
機械負荷２が結合されている。モータ１は３相かご形誘
導モータで、３相電圧形パルス幅変調（以下ＰＷＭと略
称）インバータの構成をしたパワー変換器３により駆動
される。３相のモータ電流は電流検出器４により検出さ
れ、モータのトルク制御に用いられる。トルク制御器６
はかご形誘導モータの発生トルクが速度制御器９で演算
されるトルク指令値に対し応答よく追従するよう、電圧
形ＰＷＭインバータ３の出力電圧を制御する。
【００１５】このような誘導モータの発生トルクを高応
答に制御する方法としてベクトル制御の手法が知られて
いる。誘導モータのベクトル制御では、モータに流れる
３相電流をベクトル量として取り扱い、この電流を回転
磁界に直交する成分と同相な成分とに分解して制御す
る。このうち、回転磁界に直交する成分はトルク電流成
分、回転磁界に同相な成分は励磁電流成分とそれぞれ呼
ばれる。トルク制御器６は、励磁電流成分Ｉm を所定の
値に制御する制御器と、トルク電流成分Ｉt をトルク電
流指令値Ｉref に応じて応答よく制御する制御器とから
構成される。これにより、誘導モータのトルク制御が可
能となる。ここで、モータ電流の成分分解には回転磁界
の情報が必要なため、トルク検出器５ではモータ電流の
検出値と共にモータの速度検出値を用いてトルク電流成
分Ｉt を検出する。このようにベクトル制御された誘導
モータは、トルク電流成分に比例して駆動トルクを発生
すると見做せる。
答に制御する方法としてベクトル制御の手法が知られて
いる。誘導モータのベクトル制御では、モータに流れる
３相電流をベクトル量として取り扱い、この電流を回転
磁界に直交する成分と同相な成分とに分解して制御す
る。このうち、回転磁界に直交する成分はトルク電流成
分、回転磁界に同相な成分は励磁電流成分とそれぞれ呼
ばれる。トルク制御器６は、励磁電流成分Ｉm を所定の
値に制御する制御器と、トルク電流成分Ｉt をトルク電
流指令値Ｉref に応じて応答よく制御する制御器とから
構成される。これにより、誘導モータのトルク制御が可
能となる。ここで、モータ電流の成分分解には回転磁界
の情報が必要なため、トルク検出器５ではモータ電流の
検出値と共にモータの速度検出値を用いてトルク電流成
分Ｉt を検出する。このようにベクトル制御された誘導
モータは、トルク電流成分に比例して駆動トルクを発生
すると見做せる。
【００１６】一方、モータの回転子には速度検出器とし
てインクリメンタルエンコーダ７が直結されており、モ
ータの回転に応じて、Ａ相，Ｂ相のパルス検出信号が得
られる。このパルス信号を用いて、モータ速度演算器７
０１によりモータ回転方向を符号として持つモータ速度
ωM が検出される。
てインクリメンタルエンコーダ７が直結されており、モ
ータの回転に応じて、Ａ相，Ｂ相のパルス検出信号が得
られる。このパルス信号を用いて、モータ速度演算器７
０１によりモータ回転方向を符号として持つモータ速度
ωM が検出される。
【００１７】モータの速度制御器９，１０では、モータ
のトルク電流検出値Ｉt とモータの速度検出値ωM およ
び速度指令値ωref とを用いて、トルク制御器６に対す
るトルク電流指令値Ｉref を演算する。このとき、速度
制御演算は以下のように実行される。まず、モータへの
トルク電流指令値Ｉref 、トルク電流検出値Ｉt および
モータの速度検出値ωM とを用いて、状態推定器８によ
り負荷トルク、軸ねじりトルク、機械負荷側速度の各推
定値Ｔde ，Ｔshe ，ωLe をそれぞれ得る。これら推定
値およびトルク電流検出値Ｉt 、モータ速度検出値
ωM 、および速度指令値ωref とから、数５のようにモ
ータへのトルク電流指令値Ｉref を演算する。
のトルク電流検出値Ｉt とモータの速度検出値ωM およ
び速度指令値ωref とを用いて、トルク制御器６に対す
るトルク電流指令値Ｉref を演算する。このとき、速度
制御演算は以下のように実行される。まず、モータへの
トルク電流指令値Ｉref 、トルク電流検出値Ｉt および
モータの速度検出値ωM とを用いて、状態推定器８によ
り負荷トルク、軸ねじりトルク、機械負荷側速度の各推
定値Ｔde ，Ｔshe ，ωLe をそれぞれ得る。これら推定
値およびトルク電流検出値Ｉt 、モータ速度検出値
ωM 、および速度指令値ωref とから、数５のようにモ
ータへのトルク電流指令値Ｉref を演算する。
【００１８】
【数５】
【００１９】ここで、ｓはラプラス演算子で１／ｓで積
分演算を表す。すなわち、モータ速度指令値ωref と機
械負荷側速度の推定値ωLeとの偏差を加算器９０１で演
算し、その結果を積分器９０２で積分する。ここで、そ
の積分ゲインをｋi とする。この結果から、モータ速度
検出値ωM と制御ゲインｋ2 とを乗算器９０４でかけた
結果と、機械負荷側速度の推定値ωLeと制御ゲインｋ3
とを乗算器９０５でかけた結果と、軸ねじれトルクの推
定値Ｔshe と制御ゲインｋ4 とを乗算器９０６でかけた
結果とをそれぞれ加算器９０７で減算する。その結果に
対して負荷トルクの推定値Ｔdeと制御ゲインｋd とを乗
算器９０８でかけた結果を加算器９０９で加算するする
ことで、トルク指令値Ｉr1を演算する。次に、加算器１
００２において、トルク指令値Ｉr1からトルク電流検出
値Ｉt と制御ゲインｋ1 とを乗算器１００１でかけた結
果を減算することで、モータのトルク制御器６に対する
トルク電流指令値Ｉref を演算する。ここで、負荷トル
ク推定値Ｔdeに対する制御ゲインｋd は、トルク電流検
出値Ｉt に対する制御ゲインｋ1 と軸ねじりトルクの推
定値Ｔshe に対する制御ゲインｋ4 に対して、数６の関
係を満たすよう決定する。
分演算を表す。すなわち、モータ速度指令値ωref と機
械負荷側速度の推定値ωLeとの偏差を加算器９０１で演
算し、その結果を積分器９０２で積分する。ここで、そ
の積分ゲインをｋi とする。この結果から、モータ速度
検出値ωM と制御ゲインｋ2 とを乗算器９０４でかけた
結果と、機械負荷側速度の推定値ωLeと制御ゲインｋ3
とを乗算器９０５でかけた結果と、軸ねじれトルクの推
定値Ｔshe と制御ゲインｋ4 とを乗算器９０６でかけた
結果とをそれぞれ加算器９０７で減算する。その結果に
対して負荷トルクの推定値Ｔdeと制御ゲインｋd とを乗
算器９０８でかけた結果を加算器９０９で加算するする
ことで、トルク指令値Ｉr1を演算する。次に、加算器１
００２において、トルク指令値Ｉr1からトルク電流検出
値Ｉt と制御ゲインｋ1 とを乗算器１００１でかけた結
果を減算することで、モータのトルク制御器６に対する
トルク電流指令値Ｉref を演算する。ここで、負荷トル
ク推定値Ｔdeに対する制御ゲインｋd は、トルク電流検
出値Ｉt に対する制御ゲインｋ1 と軸ねじりトルクの推
定値Ｔshe に対する制御ゲインｋ4 に対して、数６の関
係を満たすよう決定する。
【００２０】
【数６】
【００２１】次に、機械負荷側速度の推定値ωLe，軸ね
じれトルクの推定値Ｔshe ，負荷トルクの推定値Ｔdeを
演算する状態推定器８を以下のように構成する。まず状
態推定器を構成するため、モータによる機械負荷駆動系
の駆動特性を図２のようにモデル化する。一般に、モー
タによる機械負荷駆動系の特性は、複数の慣性モーメン
トとバネとが直列に結合した多質量系として表せる。図
２(ａ)はその特性を３つの慣性モーメントと２つのバネ
で（３質量系モデル）、図２(ｂ)は２つの慣性モーメン
トと１つのバネで（２質量系モデル）それぞれ近似した
ものを示す。より詳細な振動特性を表すモデルを用いた
ほうが、低次から高次までの振動モードを抑制して高応
答な軸振動抑制制御を達成できる。しかし、それだけ制
御演算が複雑となり、また駆動系のパラメータが変動し
たときの特性劣化が大きい。モータ駆動系における軸ね
じり振動抑制制御の主目的は、モータ側と機械負荷側と
の基本振動モードを抑制して機械負荷の振動を抑制する
ことにある。この基本振動モードを模擬するには図２
(ｂ)に示す２質量系モデルで十分なことから、これを用
いて状態推定器および軸振動抑制アルゴリズムを構成す
る。さて、実際の駆動系では、高次の振動モードやパラ
メータ変動などの影響により２質量系モデルからのずれ
が生じる。本発明の方法では、このずれをモデル化誤差
として定量的に取り扱う。
じれトルクの推定値Ｔshe ，負荷トルクの推定値Ｔdeを
演算する状態推定器８を以下のように構成する。まず状
態推定器を構成するため、モータによる機械負荷駆動系
の駆動特性を図２のようにモデル化する。一般に、モー
タによる機械負荷駆動系の特性は、複数の慣性モーメン
トとバネとが直列に結合した多質量系として表せる。図
２(ａ)はその特性を３つの慣性モーメントと２つのバネ
で（３質量系モデル）、図２(ｂ)は２つの慣性モーメン
トと１つのバネで（２質量系モデル）それぞれ近似した
ものを示す。より詳細な振動特性を表すモデルを用いた
ほうが、低次から高次までの振動モードを抑制して高応
答な軸振動抑制制御を達成できる。しかし、それだけ制
御演算が複雑となり、また駆動系のパラメータが変動し
たときの特性劣化が大きい。モータ駆動系における軸ね
じり振動抑制制御の主目的は、モータ側と機械負荷側と
の基本振動モードを抑制して機械負荷の振動を抑制する
ことにある。この基本振動モードを模擬するには図２
(ｂ)に示す２質量系モデルで十分なことから、これを用
いて状態推定器および軸振動抑制アルゴリズムを構成す
る。さて、実際の駆動系では、高次の振動モードやパラ
メータ変動などの影響により２質量系モデルからのずれ
が生じる。本発明の方法では、このずれをモデル化誤差
として定量的に取り扱う。
【００２２】図２(ｂ)の２質量系モデルにおいて、トル
ク電流指令値Ｉref に対するトルク電流Ｉt ，モータ速
度ωM ，機械負荷側速度ωL の関係を表すブロック線図
は図３のようになる。ここで、Ｔe はトルク制御器の応
答時定数、Ｋt はモータのトルク定数、ＴM はモータの
発生トルク、Ｊ1 はモータ側慣性モーメント値、Ｊ2 は
機械負荷側慣性モーメント値、Ｋはバネのねじり剛性、
ｃはその粘性であり、Ｔshが軸ねじりトルクを、Ｔd が
負荷トルクをそれぞれ表す。このうち、トルク電流
Ｉt 、モータ速度ωM は検出できる状態量であるのに対
し、機械負荷側速度ωL ，軸ねじれトルクＴsh，負荷ト
ルクＴd が状態推定器８により推定したい状態量であ
る。
ク電流指令値Ｉref に対するトルク電流Ｉt ，モータ速
度ωM ，機械負荷側速度ωL の関係を表すブロック線図
は図３のようになる。ここで、Ｔe はトルク制御器の応
答時定数、Ｋt はモータのトルク定数、ＴM はモータの
発生トルク、Ｊ1 はモータ側慣性モーメント値、Ｊ2 は
機械負荷側慣性モーメント値、Ｋはバネのねじり剛性、
ｃはその粘性であり、Ｔshが軸ねじりトルクを、Ｔd が
負荷トルクをそれぞれ表す。このうち、トルク電流
Ｉt 、モータ速度ωM は検出できる状態量であるのに対
し、機械負荷側速度ωL ，軸ねじれトルクＴsh，負荷ト
ルクＴd が状態推定器８により推定したい状態量であ
る。
【００２３】これら状態量を推定するため、駆動系の状
態方程式を数７で記述する。
態方程式を数７で記述する。
【００２４】
【数７】
【００２５】ここで、Ｘは状態変数ベクトル、Ｙは出力
変数ベクトル、ｕは入力変数であり、負荷トルクＴd は
ステップ状に変化するとして、この条件式を仮定した。
なお、Ｘ，Ｙ，ｕは数８に示す変数で構成されている。
変数ベクトル、ｕは入力変数であり、負荷トルクＴd は
ステップ状に変化するとして、この条件式を仮定した。
なお、Ｘ，Ｙ，ｕは数８に示す変数で構成されている。
【００２６】
【数８】
【００２７】ここで、行列の右肩のＴは転置を表す。ま
た、数７の状態方程式において、Ａ，Ｂ，Ｇ，Ｃの各係
数行列は数９のように与えられる。
た、数７の状態方程式において、Ａ，Ｂ，Ｇ，Ｃの各係
数行列は数９のように与えられる。
【００２８】
【数９】
【００２９】これに対して外乱トルクＴd を状態変数に
含めた拡大系を構成し、その状態変数ベクトルをＸa と
する。すなわち、Ｘa を数１０で表す。
含めた拡大系を構成し、その状態変数ベクトルをＸa と
する。すなわち、Ｘa を数１０で表す。
【００３０】
【数１０】
【００３１】そのときの状態方程式は数１１となる。
【００３２】
【数１１】
【００３３】ここで各係数行列Ａa ，Ｂa ，Ｃa は数１
２となる。
２となる。
【００３４】
【数１２】
【００３５】この状態方程式において、状態変数Ｉt ，
ωM ，ωL ，Ｔsh，Ｔd のうち、モータのトルク電流Ｉ
t ，モータ速度ωM が検出可能なことから、検出できな
い機械負荷側速度ωL ，軸ねじりトルクＴsh，負荷トル
クＴd の３変数のみを推定する最小次元オブザーバを構
成する。このような最小次元オブザーバは、例えば、岩
井ほか著：「オブザーバ」、コロナ社、pp.３６−５
４、（１９８８） に記載の方法により構成できる。ま
ず、状態変数ベクトルＸa を、検出可能な状態変数ベク
トルｘ1 と、推定したい状態変数ベクトルｘ2 とに分離
する。
ωM ，ωL ，Ｔsh，Ｔd のうち、モータのトルク電流Ｉ
t ，モータ速度ωM が検出可能なことから、検出できな
い機械負荷側速度ωL ，軸ねじりトルクＴsh，負荷トル
クＴd の３変数のみを推定する最小次元オブザーバを構
成する。このような最小次元オブザーバは、例えば、岩
井ほか著：「オブザーバ」、コロナ社、pp.３６−５
４、（１９８８） に記載の方法により構成できる。ま
ず、状態変数ベクトルＸa を、検出可能な状態変数ベク
トルｘ1 と、推定したい状態変数ベクトルｘ2 とに分離
する。
【００３６】
【数１３】
【００３７】数１３において、状態変数ベクトルｘ1 は
出力変数ベクトルＹに一致する。このとき状態方程式は
数１４のように表せる。
出力変数ベクトルＹに一致する。このとき状態方程式は
数１４のように表せる。
【００３８】
【数１４】
【００３９】これより、状態変数ベクトルｘ2 を推定す
る最小次元オブザーバは数１５のように構成できる。
る最小次元オブザーバは数１５のように構成できる。
【００４０】
【数１５】
【００４１】ここで、Ｚはオブザーバ変数ベクトル、Ａ
r ，Ｂr ，Ｇr は最小次元オブザーバの係数行列であ
り、Ｋr がオブザーバゲイン行列である。また、Ａr ，
Ｂr ，Ｇr は数１６のように与えられる。
r ，Ｂr ，Ｇr は最小次元オブザーバの係数行列であ
り、Ｋr がオブザーバゲイン行列である。また、Ａr ，
Ｂr ，Ｇr は数１６のように与えられる。
【００４２】
【数１６】
【００４３】さて数１５によれば、係数行列Ｂr がゼロ
のとき、最小次元オブザーバはモータ駆動系への入力ｕ
（すなわち、トルク電流指令値Ｉref ）の影響を受けな
いで状態推定できる。いま、係数行列Ｂ1 ，Ｂ2 は数１
７で与えられる。
のとき、最小次元オブザーバはモータ駆動系への入力ｕ
（すなわち、トルク電流指令値Ｉref ）の影響を受けな
いで状態推定できる。いま、係数行列Ｂ1 ，Ｂ2 は数１
７で与えられる。
【００４４】
【数１７】
【００４５】これより、数１８の条件を満たすオブザー
バゲインＫr は数１９のように求まる。
バゲインＫr は数１９のように求まる。
【００４６】
【数１８】
【００４７】
【数１９】
【００４８】数１８，数１９の関係を数１６に代入して
整理すると、図４のブロック線図が得られる。図４に示
すように、本実施例ではトルク電流Ｉt ，モータ速度検
出値ωM とを入力として、負荷トルク，機械負荷側速度
および軸ねじりトルクの推定値、Ｔde，ωLe，Ｔshe を
それぞれ演算する。トルク電流指令値Ｉref からの伝達
係数行列Ｂr がゼロのため、トルク電流指令値Ｉref を
用いずに状態推定できる。
整理すると、図４のブロック線図が得られる。図４に示
すように、本実施例ではトルク電流Ｉt ，モータ速度検
出値ωM とを入力として、負荷トルク，機械負荷側速度
および軸ねじりトルクの推定値、Ｔde，ωLe，Ｔshe を
それぞれ演算する。トルク電流指令値Ｉref からの伝達
係数行列Ｂr がゼロのため、トルク電流指令値Ｉref を
用いずに状態推定できる。
【００４９】さて、トルク電流Ｉt およびモータ速度検
出値ωM を入力とし、負荷トルク推定値Ｔde、機械負荷
側速度の推定値ωLeおよび軸ねじりトルクの推定値Ｔ
she を出力とする状態推定器は以下のように構成され
る。図４において、ＫTe，Ｊ1e，Ｊ2e，Ｋe ，ｃe は、
モータ駆動系を簡易モデル（２質量系モデル）でモデル
化したときの定数で、それぞれモータトルク定数，モー
タ側慣性モーメント，機械負荷側慣性モーメント，ねじ
り剛性および粘性を表す。また、ｋr1,ｋr2,ｋr3はオブ
ザーバゲインで、状態推定器単体での推定特性が所望の
応答になるように設定する。また、ｓはラプラス演算子
であり、１／ｓで積分演算を表す。
出値ωM を入力とし、負荷トルク推定値Ｔde、機械負荷
側速度の推定値ωLeおよび軸ねじりトルクの推定値Ｔ
she を出力とする状態推定器は以下のように構成され
る。図４において、ＫTe，Ｊ1e，Ｊ2e，Ｋe ，ｃe は、
モータ駆動系を簡易モデル（２質量系モデル）でモデル
化したときの定数で、それぞれモータトルク定数，モー
タ側慣性モーメント，機械負荷側慣性モーメント，ねじ
り剛性および粘性を表す。また、ｋr1,ｋr2,ｋr3はオブ
ザーバゲインで、状態推定器単体での推定特性が所望の
応答になるように設定する。また、ｓはラプラス演算子
であり、１／ｓで積分演算を表す。
【００５０】まず、モータトルク電流検出値Ｉt は乗算
器８０１で定数ＫTe倍され、その結果からデータｖ1 を
加算器８０２で減算しデータｖ2 を得る。データｖ2 は
積分器８０３により積分ゲイン１／Ｊ1eで積分され、オ
ブザーバ変数ｚ3 を得る。つぎに加算器８０４によりモ
ータ速度検出値ωM からオブザーバ変数ｚ3 を減算し、
その出力とオブザーバゲインｋr3とを乗算器８０５でか
けた結果として、負荷トルクの推定値Ｔde を得る。
器８０１で定数ＫTe倍され、その結果からデータｖ1 を
加算器８０２で減算しデータｖ2 を得る。データｖ2 は
積分器８０３により積分ゲイン１／Ｊ1eで積分され、オ
ブザーバ変数ｚ3 を得る。つぎに加算器８０４によりモ
ータ速度検出値ωM からオブザーバ変数ｚ3 を減算し、
その出力とオブザーバゲインｋr3とを乗算器８０５でか
けた結果として、負荷トルクの推定値Ｔde を得る。
【００５１】一方、モータ速度検出値ωM は、加算器８
０６で機械負荷側速度の推定値ωLeだけ減算されデータ
ｖ3 となる。データｖ3 は加算器８０７で、データｖ2
にゲインｋr2／Ｊ1eを乗算器８０８でかけた結果だけ減
算され、その出力を積分器８０９において積分ゲインＫ
e で積分して、オブザーバ変数ｚ2 を得る。つぎに、加
算器８１０において、オブザーバ変数ｚ2 と、モータ速
度検出値ωM にオブザーバゲインｋr2を乗算器８１１で
かけた結果とを加算して、軸ねじりトルクの推定値Ｔ
she を得る。
０６で機械負荷側速度の推定値ωLeだけ減算されデータ
ｖ3 となる。データｖ3 は加算器８０７で、データｖ2
にゲインｋr2／Ｊ1eを乗算器８０８でかけた結果だけ減
算され、その出力を積分器８０９において積分ゲインＫ
e で積分して、オブザーバ変数ｚ2 を得る。つぎに、加
算器８１０において、オブザーバ変数ｚ2 と、モータ速
度検出値ωM にオブザーバゲインｋr2を乗算器８１１で
かけた結果とを加算して、軸ねじりトルクの推定値Ｔ
she を得る。
【００５２】また、データｖ3 は乗算器８１２で定数Ｃ
e と掛け算され、その結果と軸ねじりトルクの推定値Ｔ
she とを加算器８１３で加算して、データｖ1 を得る。
更に、加算器８１４において、データｖ1 から、データ
ｖ2 にゲインｋr1／Ｊ1eを乗算器８１５でかけた結果と
負荷トルク推定値Ｔdeとをそれぞれ減算する。その出力
を積分器８１６において積分ゲイン１／Ｊ2eで積分して
オブザーバ変数ｚ1 を得る。このオブザーバ変数ｚ
1 に、乗算器８１８においてモータ速度検出値ωM とオ
ブザーバゲインｋr1とをかけた結果を加算器８１７で加
算して、機械負荷側速度の推定値ωLeを得る。
e と掛け算され、その結果と軸ねじりトルクの推定値Ｔ
she とを加算器８１３で加算して、データｖ1 を得る。
更に、加算器８１４において、データｖ1 から、データ
ｖ2 にゲインｋr1／Ｊ1eを乗算器８１５でかけた結果と
負荷トルク推定値Ｔdeとをそれぞれ減算する。その出力
を積分器８１６において積分ゲイン１／Ｊ2eで積分して
オブザーバ変数ｚ1 を得る。このオブザーバ変数ｚ
1 に、乗算器８１８においてモータ速度検出値ωM とオ
ブザーバゲインｋr1とをかけた結果を加算器８１７で加
算して、機械負荷側速度の推定値ωLeを得る。
【００５３】このように本実施例による状態推定器は、
モータのトルク電流検出値Ｉt と速度検出値ωM とを入
力にして、８個の加算器と７個の係数乗算器および３個
の積分器により、負荷トルクの推定値Ｔdeと機械負荷側
速度の推定値ωLeおよび軸ねじりトルクの推定値Ｔshe
とを演算する。このような演算手段は、演算増幅器を用
いたアナログ回路や、積分演算を積和演算に変換して実
行するディジタル演算などにより容易に実現できる。
モータのトルク電流検出値Ｉt と速度検出値ωM とを入
力にして、８個の加算器と７個の係数乗算器および３個
の積分器により、負荷トルクの推定値Ｔdeと機械負荷側
速度の推定値ωLeおよび軸ねじりトルクの推定値Ｔshe
とを演算する。このような演算手段は、演算増幅器を用
いたアナログ回路や、積分演算を積和演算に変換して実
行するディジタル演算などにより容易に実現できる。
【００５４】さて、本実施例の方法では、図１における
制御ゲインｋi ，ｋ1 ，ｋ2 ，ｋ3 ，ｋ4 ，ｋd と、図
４におけるオブザーバゲインｋr1，ｋr2，ｋr3の９個が
調整可能な制御パラメータである。本発明では、これら
のパラメータを設定するため、詳細モデルと簡易モデル
の二つのモデルを用いる。図３のブロック線図に示すよ
うに、簡易モデルではモータのトルク電流指令値Ｉref
に対して一次遅れ特性（時定数Ｔe ）でトルク電流Ｉt
が流れ、これに比例して（比例係数はモータのトルク定
数Ｋt ）モータの発生トルクＴM が得られる。この発生
トルクＴM により、モータ側がＪ1 ，機械負荷側がＪ2
の慣性モーメント値を持ち、モータ側と機械負荷側とが
軸ねじり剛性Ｋ，粘性ｃのバネで結合されたと見做した
モータ駆動系が駆動される。このように２質量系でモデ
ル化した簡易モデルにより、モータのトルク電流指令値
Ｉref に対して、モータ側速度ωM ，軸ねじれトルクＴ
sh、および機械負荷側速度ωL が決定されるとする。こ
のとき無視した高次の振動モードの影響はモデル化誤差
として取り扱う。また、実際のモータ駆動系では、慣性
モーメントや軸ねじり剛性などの駆動系定数が変化する
場合がある。簡易モデルではこれらの変動が無いものと
してモデル化する。なお、定数変動の影響は高次の振動
モードの場合と同様にモデル化誤差として取り扱う。
制御ゲインｋi ，ｋ1 ，ｋ2 ，ｋ3 ，ｋ4 ，ｋd と、図
４におけるオブザーバゲインｋr1，ｋr2，ｋr3の９個が
調整可能な制御パラメータである。本発明では、これら
のパラメータを設定するため、詳細モデルと簡易モデル
の二つのモデルを用いる。図３のブロック線図に示すよ
うに、簡易モデルではモータのトルク電流指令値Ｉref
に対して一次遅れ特性（時定数Ｔe ）でトルク電流Ｉt
が流れ、これに比例して（比例係数はモータのトルク定
数Ｋt ）モータの発生トルクＴM が得られる。この発生
トルクＴM により、モータ側がＪ1 ，機械負荷側がＪ2
の慣性モーメント値を持ち、モータ側と機械負荷側とが
軸ねじり剛性Ｋ，粘性ｃのバネで結合されたと見做した
モータ駆動系が駆動される。このように２質量系でモデ
ル化した簡易モデルにより、モータのトルク電流指令値
Ｉref に対して、モータ側速度ωM ，軸ねじれトルクＴ
sh、および機械負荷側速度ωL が決定されるとする。こ
のとき無視した高次の振動モードの影響はモデル化誤差
として取り扱う。また、実際のモータ駆動系では、慣性
モーメントや軸ねじり剛性などの駆動系定数が変化する
場合がある。簡易モデルではこれらの変動が無いものと
してモデル化する。なお、定数変動の影響は高次の振動
モードの場合と同様にモデル化誤差として取り扱う。
【００５５】一方、詳細モデルではモータと機械負荷間
に表れる基本振動モード以外の高次の振動モードや、モ
ータと速度検出器間の振動特性を含めてモデルを作成す
る。いま、モータと速度検出器との間に振動特性がある
場合には、実際のモータ速度に速度検出器の取付け軸の
持つ振動特性が重畳された特性として、速度検出値が得
られる。このため、詳細モデルでは速度検出器の取付け
軸の振動特性を含めてモデル化する。更に、慣性モーメ
ントや軸ねじり剛性などの駆動系定数も変化すると見做
す。
に表れる基本振動モード以外の高次の振動モードや、モ
ータと速度検出器間の振動特性を含めてモデルを作成す
る。いま、モータと速度検出器との間に振動特性がある
場合には、実際のモータ速度に速度検出器の取付け軸の
持つ振動特性が重畳された特性として、速度検出値が得
られる。このため、詳細モデルでは速度検出器の取付け
軸の振動特性を含めてモデル化する。更に、慣性モーメ
ントや軸ねじり剛性などの駆動系定数も変化すると見做
す。
【００５６】次に、簡易モデルと詳細モデルとの誤差を
表す関数を以下のように導出する。トルク指令値に対す
るモータ速度検出値および機械負荷側速度検出値の伝達
関数を簡易モデルに対して演算したものをそれぞれＧn1
(ｓ)，Ｇn2(ｓ)とし、詳細モデルに対して演算したもの
をそれぞれＧa1(ｓ)，Ｇa2(ｓ)とする（ここでｓはラプ
ラス演算子）。これを用いてモデル化誤差関数Ｌ
1(ｓ)，Ｌ2(ｓ)を数１，数２のように演算する。
表す関数を以下のように導出する。トルク指令値に対す
るモータ速度検出値および機械負荷側速度検出値の伝達
関数を簡易モデルに対して演算したものをそれぞれＧn1
(ｓ)，Ｇn2(ｓ)とし、詳細モデルに対して演算したもの
をそれぞれＧa1(ｓ)，Ｇa2(ｓ)とする（ここでｓはラプ
ラス演算子）。これを用いてモデル化誤差関数Ｌ
1(ｓ)，Ｌ2(ｓ)を数１，数２のように演算する。
【００５７】Ｌ1(ｓ)，Ｌ2(ｓ)において、ｓ＝ｊω（こ
こでｊ＝√(−１)、ωは角周波数）と置き、更に詳細モ
デル側の慣性モーメントや剛性などが所定の範囲でパラ
メータ変動したとき、数３の関係を満たすゲイン特性ｌ
m(ω)を決定する。
こでｊ＝√(−１)、ωは角周波数）と置き、更に詳細モ
デル側の慣性モーメントや剛性などが所定の範囲でパラ
メータ変動したとき、数３の関係を満たすゲイン特性ｌ
m(ω)を決定する。
【００５８】このように演算されたゲイン特性ｌm(ω）
は、トルク電流指令値からモータ速度検出値への伝達特
性とトルク電流指令値から機械負荷側速度への伝達特性
の各モデル化誤差の、各角周波数ωにおける最大振幅値
より大きな値を表す。通常、このゲイン特性ｌm(ω）は
角周波数ωの関数として表され、各角周波数でのゲイン
特性ｌm(ω）の大きさが、それに対応した角周波数にお
けるモデル化誤差関数の振幅より大きくなるよう設定さ
れる。このゲイン特性ｌm(ω）は、駆動系にモデル化誤
差やパラメータ変動があっても安定な（すなわちロバス
トな）制御系を構成するのに用いられる。
は、トルク電流指令値からモータ速度検出値への伝達特
性とトルク電流指令値から機械負荷側速度への伝達特性
の各モデル化誤差の、各角周波数ωにおける最大振幅値
より大きな値を表す。通常、このゲイン特性ｌm(ω）は
角周波数ωの関数として表され、各角周波数でのゲイン
特性ｌm(ω）の大きさが、それに対応した角周波数にお
けるモデル化誤差関数の振幅より大きくなるよう設定さ
れる。このゲイン特性ｌm(ω）は、駆動系にモデル化誤
差やパラメータ変動があっても安定な（すなわちロバス
トな）制御系を構成するのに用いられる。
【００５９】まず、制御対象の駆動特性を簡易モデルで
近似し、その速度制御系を図１のように構成したときの
制御系の一巡伝達関数をＧ(ｊω)とする。いま、簡易モ
デルで近似した速度制御系開ループの極は数２０に示す
ように、ｐ1 ，ｐ2 ，ｐ3 ，ｐ4 ，ｐ5 の５個となる。
近似し、その速度制御系を図１のように構成したときの
制御系の一巡伝達関数をＧ(ｊω)とする。いま、簡易モ
デルで近似した速度制御系開ループの極は数２０に示す
ように、ｐ1 ，ｐ2 ，ｐ3 ，ｐ4 ，ｐ5 の５個となる。
【００６０】
【数２０】
【００６１】これに対して、図１における各制御ゲイン
ｋ1 ，ｋ2 ，ｋ3 ，ｋ4 ，ｋi を選択して、これらの極
が減衰特性の良好な位置に配置されるよう設定する。す
なわち、制御系開ループの５個の極のうち、ｐ1 ，
ｐ2 ，ｐ4 ，ｐ5 の４個の極が数２１のｓ1 ，ｓ2 ，ｓ
3 ，ｓ4 になるよう設定する。
ｋ1 ，ｋ2 ，ｋ3 ，ｋ4 ，ｋi を選択して、これらの極
が減衰特性の良好な位置に配置されるよう設定する。す
なわち、制御系開ループの５個の極のうち、ｐ1 ，
ｐ2 ，ｐ4 ，ｐ5 の４個の極が数２１のｓ1 ，ｓ2 ，ｓ
3 ，ｓ4 になるよう設定する。
【００６２】
【数２１】
【００６３】ここで、減衰特性の良好な極配置として４
次のベッセル形フィルタの極配置を用いた。なお、ωc
は制御系の応答の速さを表すバンド幅であり、これを大
きく設定することで速度制御系を高応答化できる。
次のベッセル形フィルタの極配置を用いた。なお、ωc
は制御系の応答の速さを表すバンド幅であり、これを大
きく設定することで速度制御系を高応答化できる。
【００６４】また、減衰特性の良好な極配置として、数
２２に示すような４次のバターワース形フィルタの極配
置を用いることもできる。
２２に示すような４次のバターワース形フィルタの極配
置を用いることもできる。
【００６５】
【数２２】
【００６６】なお、数２１，数２２の極配置において、
５番目の極ｓ5 はトルク電流制御系の応答を示す開ルー
プ系の極ｐ3 ＝−１／Ｔe から大きく変化しないように
設定する。
５番目の極ｓ5 はトルク電流制御系の応答を示す開ルー
プ系の極ｐ3 ＝−１／Ｔe から大きく変化しないように
設定する。
【００６７】以上のように極配置する制御ゲインｋ1 ，
ｋ2 ，ｋ3 ，ｋ4 ，ｋi における制御系閉ループの一巡
伝達関数Ｇ（ｊω）は次のように求まる。まず、新たに
状態量ｚi を導入する。このｚi は、図１における積分
補償器９０２の出力をゲインｋi で割った値であり、速
度指令値ωref が一定の条件で数２３の関係が成り立
つ。
ｋ2 ，ｋ3 ，ｋ4 ，ｋi における制御系閉ループの一巡
伝達関数Ｇ（ｊω）は次のように求まる。まず、新たに
状態量ｚi を導入する。このｚi は、図１における積分
補償器９０２の出力をゲインｋi で割った値であり、速
度指令値ωref が一定の条件で数２３の関係が成り立
つ。
【００６８】
【数２３】
【００６９】この状態量ｚi を追加したときの状態変数
ベクトルをＸi とすると、制御系の伝達特性は数２４，
数２５により演算される。
ベクトルをＸi とすると、制御系の伝達特性は数２４，
数２５により演算される。
【００７０】
【数２４】
【００７１】
【数２５】
【００７２】制御ゲインベクトルＫcを数２６と置いた
ときの制御系の一巡伝達関数Ｇ(jω）は数２７のように
導出できる。
ときの制御系の一巡伝達関数Ｇ(jω）は数２７のように
導出できる。
【００７３】
【数２６】
【００７４】
【数２７】
【００７５】このようにして演算された制御系の一巡伝
達関数Ｇ（ｊω）が、数４の関係を満足するよう制御ゲ
インｋｉ ，ｋ1 ，ｋ2 ，ｋ3 ，ｋ4 ，ｋd を決定す
る。
達関数Ｇ（ｊω）が、数４の関係を満足するよう制御ゲ
インｋｉ ，ｋ1 ，ｋ2 ，ｋ3 ，ｋ4 ，ｋd を決定す
る。
【００７６】ここで、ｌm(ω）がモデル化誤差関数の最
大振幅値から演算したゲイン特性である。また、速度制
御系の一巡伝達関数Ｇ(ｊω)は、駆動系を簡易モデルと
見做したとき、状態推定器で推定する軸ねじれトルクＴ
sh，機械負荷側速度ωL 、および負荷トルクＴd が実際
値に対して遅れなく推定できるとして導出する。
大振幅値から演算したゲイン特性である。また、速度制
御系の一巡伝達関数Ｇ(ｊω)は、駆動系を簡易モデルと
見做したとき、状態推定器で推定する軸ねじれトルクＴ
sh，機械負荷側速度ωL 、および負荷トルクＴd が実際
値に対して遅れなく推定できるとして導出する。
【００７７】最後に、これら検出できない状態量を推定
する状態推定器のオブザーバゲインｋr1 ，ｋr2 ，ｋ
r3 を設定する。
する状態推定器のオブザーバゲインｋr1 ，ｋr2 ，ｋ
r3 を設定する。
【００７８】以上詳述したように本実施例によれば、第
２の速度制御器１０においてトルク電流検出値をフィー
ドバックしてトルク指令値を決定するので、トルク制御
応答遅れの大きな駆動系に対しても、安定で応答のよい
軸ねじり振動抑制制御を実現できる。
２の速度制御器１０においてトルク電流検出値をフィー
ドバックしてトルク指令値を決定するので、トルク制御
応答遅れの大きな駆動系に対しても、安定で応答のよい
軸ねじり振動抑制制御を実現できる。
【００７９】また、モデル化誤差関数から導出したゲイ
ン特性を用いてロバスト性を満たす条件での制御ゲイン
を設計できるため、駆動系に含まれる高次振動モードや
パラメータ変動の影響に対して常に安定な制御系を構築
できるという利点がある。
ン特性を用いてロバスト性を満たす条件での制御ゲイン
を設計できるため、駆動系に含まれる高次振動モードや
パラメータ変動の影響に対して常に安定な制御系を構築
できるという利点がある。
【００８０】更に、検出できない状態量を推定する状態
推定器において、入力に対する伝達項がゼロになるよう
オブザーバを構成することにより、状態推定遅れの影響
のない状態推定器を構成できるため、状態推定器の出力
を用いて制御する場合でも実際に検出して制御する場合
に対して特性劣化のない制御系を構成できる、という利
点がある。
推定器において、入力に対する伝達項がゼロになるよう
オブザーバを構成することにより、状態推定遅れの影響
のない状態推定器を構成できるため、状態推定器の出力
を用いて制御する場合でも実際に検出して制御する場合
に対して特性劣化のない制御系を構成できる、という利
点がある。
【００８１】本実施例の軸ねじり振動抑制制御の効果を
図５（ａ)，(ｂ）に示す。図５(ａ)が軸ねじり振動抑制
制御のない場合の速度ステップ応答のシミュレーション
結果で、駆動モータと負荷側の速度とがねじれながら応
答している。これに対して、図５（ｂ）は本発明による
軸ねじり振動抑制制御を用いた場合の特性で、トルク制
御系の応答遅れや高次振動モードがあるにも係らず、安
定で応答の良好な振動抑制制御を達成している。
図５（ａ)，(ｂ）に示す。図５(ａ)が軸ねじり振動抑制
制御のない場合の速度ステップ応答のシミュレーション
結果で、駆動モータと負荷側の速度とがねじれながら応
答している。これに対して、図５（ｂ）は本発明による
軸ねじり振動抑制制御を用いた場合の特性で、トルク制
御系の応答遅れや高次振動モードがあるにも係らず、安
定で応答の良好な振動抑制制御を達成している。
【００８２】次に、本発明による第２の実施例を図６を
用いて説明する。図６はモータ速度制御装置のブロック
線図を表し、図１と同じ記号あるいは番号は同じものを
表す。図１に示す第１の実施例と異なるところは、第２
の速度制御器１０において、直列補償器１００３がトル
ク電流指令値Ｉref を指令する部分に直列に挿入されて
いる点である。すなわち、加算器１００２において、第
１の速度制御器９で演算されたトルク指令値からトルク
電流検出値Ｉt と制御ゲインｋ1 とを乗算器１００１で
乗算した結果を減算し、その結果（Ｉr1）を直列補償器
１００３に入力し、その結果をトルク制御手段６に対す
るトルク電流指令値Ｉref とする。なお、図１に示す第
１の実施例においてトルク電流指令値Ｉref から状態推
定器８への伝達項はゼロに設定できるため、図６のブロ
ック線図では除いて記述している。また、直列補償器と
しては１次遅れフィルタを用いた。その伝達特性Ｇ
f(ｓ）は数２８のように表せる。
用いて説明する。図６はモータ速度制御装置のブロック
線図を表し、図１と同じ記号あるいは番号は同じものを
表す。図１に示す第１の実施例と異なるところは、第２
の速度制御器１０において、直列補償器１００３がトル
ク電流指令値Ｉref を指令する部分に直列に挿入されて
いる点である。すなわち、加算器１００２において、第
１の速度制御器９で演算されたトルク指令値からトルク
電流検出値Ｉt と制御ゲインｋ1 とを乗算器１００１で
乗算した結果を減算し、その結果（Ｉr1）を直列補償器
１００３に入力し、その結果をトルク制御手段６に対す
るトルク電流指令値Ｉref とする。なお、図１に示す第
１の実施例においてトルク電流指令値Ｉref から状態推
定器８への伝達項はゼロに設定できるため、図６のブロ
ック線図では除いて記述している。また、直列補償器と
しては１次遅れフィルタを用いた。その伝達特性Ｇ
f(ｓ）は数２８のように表せる。
【００８３】
【数２８】
【００８４】ここで、Ｔf は一次遅れフィルタの時定数
であり、このフィルタは１／Ｔf 以上の角周波数で出力
の振幅を減衰させる特性を持つ。また、ｓはラプラス演
算子である。いま、第１の実施例で詳述したモデル化誤
差関数は、駆動系の高次の振動モードの影響により、特
に高周波数領域でその振幅が大きくなる。モデル化誤差
関数から導出したゲイン特性ｌm(ω）も同様な特性を示
す。そこで、ゲイン特性ｌm(ω）が大きくなる周波数領
域で減衰特性が良好になるよう時定数Ｔf を選択した一
次遅れフィルタ形の直列補償器１００３を用いる。これ
により、簡易モデルおよび詳細モデルにおいて、フィー
ドバック制御演算の出力Ｉr1に対するモータ側速度検出
値、および機械負荷側速度検出値の伝達特性の高周波領
域でのゲインを低下できる。このため、簡易モデルと詳
細モデルとの誤差に対応したゲイン特性ｌm(ω）の高周
波領域での振幅を小さくできる。この結果、数４を満た
す制御系の一巡伝達関数Ｇ(ｊω)として、よりバンド幅
の広い制御ゲインを設定できる。また本実施例では、高
周波領域でゲインの低下する高域遮断フィルタとして一
次遅れ特性のものを用いたが、モデル化誤差関数の大き
くなる特定の周波数でゲインを減衰させるノッチフィル
タや、一次遅れフィルタとノッチフィルタとを組み合わ
せたものでも同様の効果がある。
であり、このフィルタは１／Ｔf 以上の角周波数で出力
の振幅を減衰させる特性を持つ。また、ｓはラプラス演
算子である。いま、第１の実施例で詳述したモデル化誤
差関数は、駆動系の高次の振動モードの影響により、特
に高周波数領域でその振幅が大きくなる。モデル化誤差
関数から導出したゲイン特性ｌm(ω）も同様な特性を示
す。そこで、ゲイン特性ｌm(ω）が大きくなる周波数領
域で減衰特性が良好になるよう時定数Ｔf を選択した一
次遅れフィルタ形の直列補償器１００３を用いる。これ
により、簡易モデルおよび詳細モデルにおいて、フィー
ドバック制御演算の出力Ｉr1に対するモータ側速度検出
値、および機械負荷側速度検出値の伝達特性の高周波領
域でのゲインを低下できる。このため、簡易モデルと詳
細モデルとの誤差に対応したゲイン特性ｌm(ω）の高周
波領域での振幅を小さくできる。この結果、数４を満た
す制御系の一巡伝達関数Ｇ(ｊω)として、よりバンド幅
の広い制御ゲインを設定できる。また本実施例では、高
周波領域でゲインの低下する高域遮断フィルタとして一
次遅れ特性のものを用いたが、モデル化誤差関数の大き
くなる特定の周波数でゲインを減衰させるノッチフィル
タや、一次遅れフィルタとノッチフィルタとを組み合わ
せたものでも同様の効果がある。
【００８５】このとき、一次遅れフィルタの持つ指令に
対する出力値の特性はトルク制御手段の持つトルク制御
遅れより顕著となる。このため、第２の速度制御手段に
おけるトルク電流検出値Ｉt のフィードバック（制御ゲ
インｋ1 ）は、直列補償器である一次遅れフィルタの特
性を補償するよう設定される。このため、挿入した一次
遅れフィルタによる軸ねじり振動抑制特性の劣化はな
い。このように、直列補償器を挿入し、更にトルク電流
Ｉt のフィードバックを適切に選択することにより、安
定で応答の良好な軸ねじり振動抑制制御を達成できる。
また、トルク電流Ｉt を用いることで、トルク電流検出
値に含まれるトルクリプルを抑制できる。以上詳述した
ように、本実施例によればトルク電流指令側に直列に高
周波領域でゲイン低下する直列補償器を挿入すること
で、モデル化しにくい高次の振動モードがあっても、応
答がよく安定性に優れた軸ねじり振動抑制を達成でき
る。また、簡易モデルに基づいた状態フィードバック制
御則と高域遮断フィルタによるモデル化誤差関数の振幅
低減とを組み合わせることで、より詳細なモデルを用い
て次数の高い制御系を構成する場合に比べて構成が簡単
で調整の容易な制御則を導けるという利点がある。この
とき、トルク電流検出値をフィードバックすることで、
制御系に直列に挿入した一次遅れフィルタによる制御特
性の劣化はない。次に、本発明による第３の実施例を図
７により説明する。図７はモータ速度制御装置のブロッ
ク線図を表し、図６と同じ記号あるいは番号は同じもの
を表す。図６に示す第２の実施例と異なるところは、ト
ルク電流Ｉt を制御ゲインｋ1 でフィードバックする制
御ループが省かれている点である。すなわち、第１の速
度制御手段９で演算されたトルク指令値Ｉr1は第２の速
度制御手段１０において一次遅れフィルタ１００３に入
力され、その出力をトルク制御手段６に対するトルク指
令値Ｉref とする。このとき、一次遅れフィルタの伝達
特性は数２９のように選択される。
対する出力値の特性はトルク制御手段の持つトルク制御
遅れより顕著となる。このため、第２の速度制御手段に
おけるトルク電流検出値Ｉt のフィードバック（制御ゲ
インｋ1 ）は、直列補償器である一次遅れフィルタの特
性を補償するよう設定される。このため、挿入した一次
遅れフィルタによる軸ねじり振動抑制特性の劣化はな
い。このように、直列補償器を挿入し、更にトルク電流
Ｉt のフィードバックを適切に選択することにより、安
定で応答の良好な軸ねじり振動抑制制御を達成できる。
また、トルク電流Ｉt を用いることで、トルク電流検出
値に含まれるトルクリプルを抑制できる。以上詳述した
ように、本実施例によればトルク電流指令側に直列に高
周波領域でゲイン低下する直列補償器を挿入すること
で、モデル化しにくい高次の振動モードがあっても、応
答がよく安定性に優れた軸ねじり振動抑制を達成でき
る。また、簡易モデルに基づいた状態フィードバック制
御則と高域遮断フィルタによるモデル化誤差関数の振幅
低減とを組み合わせることで、より詳細なモデルを用い
て次数の高い制御系を構成する場合に比べて構成が簡単
で調整の容易な制御則を導けるという利点がある。この
とき、トルク電流検出値をフィードバックすることで、
制御系に直列に挿入した一次遅れフィルタによる制御特
性の劣化はない。次に、本発明による第３の実施例を図
７により説明する。図７はモータ速度制御装置のブロッ
ク線図を表し、図６と同じ記号あるいは番号は同じもの
を表す。図６に示す第２の実施例と異なるところは、ト
ルク電流Ｉt を制御ゲインｋ1 でフィードバックする制
御ループが省かれている点である。すなわち、第１の速
度制御手段９で演算されたトルク指令値Ｉr1は第２の速
度制御手段１０において一次遅れフィルタ１００３に入
力され、その出力をトルク制御手段６に対するトルク指
令値Ｉref とする。このとき、一次遅れフィルタの伝達
特性は数２９のように選択される。
【００８６】
【数２９】
【００８７】このとき、一次遅れフィルタの係数ｋf お
よび時定数Ｔf’は第２の実施例におけるトルク電流の
フィードバックゲインｋ1 、一次遅れフィルタの時定数
Ｔf に対して数３０の関係を持つよう設定される。
よび時定数Ｔf’は第２の実施例におけるトルク電流の
フィードバックゲインｋ1 、一次遅れフィルタの時定数
Ｔf に対して数３０の関係を持つよう設定される。
【００８８】
【数３０】
【００８９】すなわち、図６に示す第２の実施例におい
て、トルク電流Ｉt をフィードバックして制御するトル
ク制御手段の応答時定数Ｔf が十分小さいとして、一次
遅れフィルタに対してトルク電流Ｉt をフィードバック
したときの特性を等価変換したものとなる。本実施例の
ようにトルク制御手段の応答特性に対して、時定数の大
きな一次遅れフィルタを直列に挿入する場合には、本実
施例のように等価変換することで、より簡単な方法で特
性の良好な軸ねじり振動抑制制御を達成できる。また、
速度制御手段での演算においてトルク電流検出値Ｉt を
フィードバック制御しないため、トルク電流検出値に含
まれる検出ノイズの影響を受けにくいという利点があ
る。
て、トルク電流Ｉt をフィードバックして制御するトル
ク制御手段の応答時定数Ｔf が十分小さいとして、一次
遅れフィルタに対してトルク電流Ｉt をフィードバック
したときの特性を等価変換したものとなる。本実施例の
ようにトルク制御手段の応答特性に対して、時定数の大
きな一次遅れフィルタを直列に挿入する場合には、本実
施例のように等価変換することで、より簡単な方法で特
性の良好な軸ねじり振動抑制制御を達成できる。また、
速度制御手段での演算においてトルク電流検出値Ｉt を
フィードバック制御しないため、トルク電流検出値に含
まれる検出ノイズの影響を受けにくいという利点があ
る。
【００９０】次に、本発明による第４の実施例を図８を
用いて説明する。図８はモータ速度制御装置のブロック
線図を表し、図６と同じ記号あるいは番号は同じものを
表す。図６の第２の実施例と異なる点は、速度制御系に
速度指令値ωref からの比例補償成分を追加したところ
にある。すなわち、速度指令値ωref を比例補償演算部
９１２に入力し、その出力を加算演算部９０７に対し付
加的に加算する。比例補償演算部の比例ゲインをｋffと
すると、ｋffは数３１のように設定される。
用いて説明する。図８はモータ速度制御装置のブロック
線図を表し、図６と同じ記号あるいは番号は同じものを
表す。図６の第２の実施例と異なる点は、速度制御系に
速度指令値ωref からの比例補償成分を追加したところ
にある。すなわち、速度指令値ωref を比例補償演算部
９１２に入力し、その出力を加算演算部９０７に対し付
加的に加算する。比例補償演算部の比例ゲインをｋffと
すると、ｋffは数３１のように設定される。
【００９１】
【数３１】
【００９２】この速度指令値に対する比例補償により、
速度指令値に対する追従特性を向上できる。すなわち、
ステップ状に変化する速度指令だけでなく、ランプ状に
変化する速度指令に対しても追従偏差ゼロで制御でき
る。
速度指令値に対する追従特性を向上できる。すなわち、
ステップ状に変化する速度指令だけでなく、ランプ状に
変化する速度指令に対しても追従偏差ゼロで制御でき
る。
【００９３】以上述べたように、本実施例によれば、高
次振動モードやパラメータ変動に対するロバスト性を保
ったままで、速度指令値に対する追従性に優れた軸ねじ
り振動抑制制御を達成できる。
次振動モードやパラメータ変動に対するロバスト性を保
ったままで、速度指令値に対する追従性に優れた軸ねじ
り振動抑制制御を達成できる。
【００９４】次に本発明の第５の実施例を図９により説
明する。この実施例は図８に示す第４の実施例の制御演
算ブロック線図を等価変換したものに相当し、同じ制御
機能を達成する。図９において、速度指令値ωref と機
械負荷側速度推定値ωLeとの偏差を加算器９０１で演算
し、その結果を比例積分演算部９１３に入力し比例積分
補償を実行する。ここで積分ゲインはｋi 、比例ゲイン
はｋ3 とする。次に、速度指令値ωref と速度検出値ω
M との偏差を加算器９１４により演算し、係数乗算器９
０４において前記結果に比例ゲインｋ2 を乗算する。比
例積分演算部９１３と係数乗算器９０４の出力は加算器
９１５で加算される。これらの演算は速度指令値や速度
検出値および機械負荷側速度推定値を用いた演算であ
り、速度に関する演算である。
明する。この実施例は図８に示す第４の実施例の制御演
算ブロック線図を等価変換したものに相当し、同じ制御
機能を達成する。図９において、速度指令値ωref と機
械負荷側速度推定値ωLeとの偏差を加算器９０１で演算
し、その結果を比例積分演算部９１３に入力し比例積分
補償を実行する。ここで積分ゲインはｋi 、比例ゲイン
はｋ3 とする。次に、速度指令値ωref と速度検出値ω
M との偏差を加算器９１４により演算し、係数乗算器９
０４において前記結果に比例ゲインｋ2 を乗算する。比
例積分演算部９１３と係数乗算器９０４の出力は加算器
９１５で加算される。これらの演算は速度指令値や速度
検出値および機械負荷側速度推定値を用いた演算であ
り、速度に関する演算である。
【００９５】一方、軸ねじりトルク推定値Ｔshe に係数
乗算器９０６で制御ゲインｋ4 を乗算した結果から、負
荷トルク推定値Ｔdeに係数乗算器９０８でゲインｋd を
乗算した結果を加算器９１６で減算する。その結果を加
算器９１８において前記加算器９１５の出力から減算す
ることで、第１の速度制御手段９の演算結果を得る。こ
の結果を第２の実施例と同様に第２の速度制御手段１０
においてトルク電流検出値Ｉt および直列補償器で補償
することにより、トルク制御手段に対するトルク指令値
Ｉref を演算する。これらの演算は、トルク電流検出
値，軸ねじりトルク推定値および負荷トルク推定値を用
いたトルクあるいは電流に関する演算である。
乗算器９０６で制御ゲインｋ4 を乗算した結果から、負
荷トルク推定値Ｔdeに係数乗算器９０８でゲインｋd を
乗算した結果を加算器９１６で減算する。その結果を加
算器９１８において前記加算器９１５の出力から減算す
ることで、第１の速度制御手段９の演算結果を得る。こ
の結果を第２の実施例と同様に第２の速度制御手段１０
においてトルク電流検出値Ｉt および直列補償器で補償
することにより、トルク制御手段に対するトルク指令値
Ｉref を演算する。これらの演算は、トルク電流検出
値，軸ねじりトルク推定値および負荷トルク推定値を用
いたトルクあるいは電流に関する演算である。
【００９６】以上述べたように本実施例によれば、速度
に関する制御演算とトルク（あるいは電流）に関する制
御演算とを分離して制御系を構成できるので、制御系の
調整が容易になるという利点がある。また図８の実施例
と比較すると、速度指令値に対する比例補償演算を、本
実施例では指令値とフィードバック値との偏差の比例積
分補償および比例補償として実行できるので、制御ゲイ
ンの調整が容易という利点を持つ。
に関する制御演算とトルク（あるいは電流）に関する制
御演算とを分離して制御系を構成できるので、制御系の
調整が容易になるという利点がある。また図８の実施例
と比較すると、速度指令値に対する比例補償演算を、本
実施例では指令値とフィードバック値との偏差の比例積
分補償および比例補償として実行できるので、制御ゲイ
ンの調整が容易という利点を持つ。
【００９７】次に本発明による第６の実施例を図１０に
示す。図１０はモータの速度制御装置のブロック線図を
表し、図９と同じ記号あるいは番号は同じものを表す。
示す。図１０はモータの速度制御装置のブロック線図を
表し、図９と同じ記号あるいは番号は同じものを表す。
【００９８】この実施例を図９に示す第５の実施例と比
較するとモータ速度検出値ωM のフィードバックと機械
負荷側速度推定値ωLeのフィードバックとを入れ替えた
点が異なる。すなわち図１０において、速度指令値ω
ref と速度検出値ωM との偏差を加算器９０１で演算
し、その結果を比例積分演算部９１３に入力し比例積分
補償を実行する。このとき積分ゲインをｋi 、比例ゲイ
ンをｋ2 とする。次に、速度指令値ωref と機械負荷側
速度推定値ωLeとの偏差を加算器９１４で演算し、係数
乗算器９０４において前記結果に比例ゲインｋ3 を乗算
する。更に比例積分演算部９１３と係数乗算器９０４の
出力を加算器９１５で加算する。また、その他の演算は
図９に示す第５の実施例と同じである。すなわち、第５
の実施例では速度指令値ωref と機械負荷側速度推定値
ωLeとの偏差を積分演算するのに対し、本実施例では速
度指令値ωref と速度検出値ωM との偏差を積分演算す
る。しかし、各制御ゲインは両者で同じに設定できるた
め特性の違いはない。本実施例では主制御ループを速度
指令値ωref と速度検出値ωM との偏差の比例積分演算
により実行するので、従来の速度制御系との整合性がよ
く制御ゲインの調整を容易に実行できるという利点があ
る。
較するとモータ速度検出値ωM のフィードバックと機械
負荷側速度推定値ωLeのフィードバックとを入れ替えた
点が異なる。すなわち図１０において、速度指令値ω
ref と速度検出値ωM との偏差を加算器９０１で演算
し、その結果を比例積分演算部９１３に入力し比例積分
補償を実行する。このとき積分ゲインをｋi 、比例ゲイ
ンをｋ2 とする。次に、速度指令値ωref と機械負荷側
速度推定値ωLeとの偏差を加算器９１４で演算し、係数
乗算器９０４において前記結果に比例ゲインｋ3 を乗算
する。更に比例積分演算部９１３と係数乗算器９０４の
出力を加算器９１５で加算する。また、その他の演算は
図９に示す第５の実施例と同じである。すなわち、第５
の実施例では速度指令値ωref と機械負荷側速度推定値
ωLeとの偏差を積分演算するのに対し、本実施例では速
度指令値ωref と速度検出値ωM との偏差を積分演算す
る。しかし、各制御ゲインは両者で同じに設定できるた
め特性の違いはない。本実施例では主制御ループを速度
指令値ωref と速度検出値ωM との偏差の比例積分演算
により実行するので、従来の速度制御系との整合性がよ
く制御ゲインの調整を容易に実行できるという利点があ
る。
【００９９】次に本発明による第７の実施例を図１１に
示す。図１１はモータの速度制御装置のブロック線図を
表し、図６と同じ記号あるいは番号は同じものを表す。
図６の第２の実施例と異なる点は、状態推定器として統
計的な雑音の影響を考慮したカルマンフィルタ１１を用
いているところにある。カルマンフィルタ１１はモータ
のトルク電流指令値Ｉref ，トルク電流検出値Ｉt ，モ
ータの速度検出値ωM を入力とし、トルク電流推定値Ｉ
te，モータ速度推定値ωMe，負荷トルク推定値Ｔde，軸
ねじれトルク推定値Ｔshe ，機械負荷側速度推定値ωLe
を出力とする。本実施例では、これら５つの推定値をフ
ィードバックして制御演算を実行する。その他の構成は
図６に示す第２の実施例と同じである。
示す。図１１はモータの速度制御装置のブロック線図を
表し、図６と同じ記号あるいは番号は同じものを表す。
図６の第２の実施例と異なる点は、状態推定器として統
計的な雑音の影響を考慮したカルマンフィルタ１１を用
いているところにある。カルマンフィルタ１１はモータ
のトルク電流指令値Ｉref ，トルク電流検出値Ｉt ，モ
ータの速度検出値ωM を入力とし、トルク電流推定値Ｉ
te，モータ速度推定値ωMe，負荷トルク推定値Ｔde，軸
ねじれトルク推定値Ｔshe ，機械負荷側速度推定値ωLe
を出力とする。本実施例では、これら５つの推定値をフ
ィードバックして制御演算を実行する。その他の構成は
図６に示す第２の実施例と同じである。
【０１００】カルマンフィルタによる状態推定は以下の
ように実行される。まず、駆動系の状態方程式を数３２
のように表す。
ように実行される。まず、駆動系の状態方程式を数３２
のように表す。
【０１０１】
【数３２】
【０１０２】ここで、ｗ(ｔ)は駆動系に等価的に加わる
と仮定した白色雑音、ｖ(ｔ)はトルク電流と速度の検出
値に重畳される観測雑音である。また、Ｘa(ｔ)はＩt,
ωM，ωL ，Ｔsh，Ｔd を要素とする状態変数ベクト
ル、Ｙ(ｔ)が検出できる出力変数ベクトルで、Ｉt ，ω
M がその要素である。また、Ａa ，Ｂa ，Ｃa は数１２
で表される係数行列である。
と仮定した白色雑音、ｖ(ｔ)はトルク電流と速度の検出
値に重畳される観測雑音である。また、Ｘa(ｔ)はＩt,
ωM，ωL ，Ｔsh，Ｔd を要素とする状態変数ベクト
ル、Ｙ(ｔ)が検出できる出力変数ベクトルで、Ｉt ，ω
M がその要素である。また、Ａa ，Ｂa ，Ｃa は数１２
で表される係数行列である。
【０１０３】このとき、カルマンフィルタは数３３に示
すように演算される。
すように演算される。
【０１０４】
【数３３】
【０１０５】ここで、Ｘaeはカルマンフィルタにより推
定された状態変数ベクトル、Ｋf はカルマンフィルタゲ
インである。なお、Ｘaeは推定したい状態変数であるＩ
te，ωMe，ωLe，Ｔshe ，Ｔdeを要素とする。さて、本
実施例ではカルマンフィルタゲインＫf をループ・トラ
ンスファー・リカバリィの手法を用いて設定する。この
手法については、アイ・イー・イー・イー、トランザク
ション オン オートマティク コントロール、エーシ
ー２６、１（１９８１年）第４頁から第１６頁（IEEE T
rans. Automatic Control、ＡＣ−２６、Ｎｏ．１、
（１９８１）ｐｐ.４−１６）に詳述されている。ま
ず、駆動系に等価的に加わると仮定した白色雑音ｗ(ｔ)
の強さを表す行列をＱ0 、パラメータをｑとしたとき、
数３４で表せる行列Ｑを仮定する。なお、Ｂは数９に示
した行列である。
定された状態変数ベクトル、Ｋf はカルマンフィルタゲ
インである。なお、Ｘaeは推定したい状態変数であるＩ
te，ωMe，ωLe，Ｔshe ，Ｔdeを要素とする。さて、本
実施例ではカルマンフィルタゲインＫf をループ・トラ
ンスファー・リカバリィの手法を用いて設定する。この
手法については、アイ・イー・イー・イー、トランザク
ション オン オートマティク コントロール、エーシ
ー２６、１（１９８１年）第４頁から第１６頁（IEEE T
rans. Automatic Control、ＡＣ−２６、Ｎｏ．１、
（１９８１）ｐｐ.４−１６）に詳述されている。ま
ず、駆動系に等価的に加わると仮定した白色雑音ｗ(ｔ)
の強さを表す行列をＱ0 、パラメータをｑとしたとき、
数３４で表せる行列Ｑを仮定する。なお、Ｂは数９に示
した行列である。
【０１０６】
【数３４】
【０１０７】このようにして導入した行列Ｑを用いて、
カルマンフィルタゲインＫf を数３５により決定する。
カルマンフィルタゲインＫf を数３５により決定する。
【０１０８】
【数３５】
【０１０９】ここで、Ｐが正実な分散行列で数３５の第
１式の解を与える。なお、Ｒ0 はトルク電流と速度の検
出値に重畳されるとした観測雑音ｖ(ｔ)の強さを表す行
列、Ａa ，Ｃa は数１２で与えられる駆動系の定数行列
である。カルマンフィルタゲインＫf は数３５の第１式
を解いて求めた分散行列Ｐを用いて、数３５の第２式よ
り演算される。パラメータｑの大きさによってループ・
トランスファー・リカバリィの度合いを調節できる。す
なわち、パラメータｑを大きくすることにより、推定す
べき状態変数の実際値と推定値との誤差を小さくでき、
過渡特性の良好な軸ねじり振動抑制制御を達成できる。
更に、カルマンフィルタは駆動系や検出値に含まれる統
計的な雑音を考慮して状態推定するので、これら雑音の
影響を受けにくい状態推定が可能となる。
１式の解を与える。なお、Ｒ0 はトルク電流と速度の検
出値に重畳されるとした観測雑音ｖ(ｔ)の強さを表す行
列、Ａa ，Ｃa は数１２で与えられる駆動系の定数行列
である。カルマンフィルタゲインＫf は数３５の第１式
を解いて求めた分散行列Ｐを用いて、数３５の第２式よ
り演算される。パラメータｑの大きさによってループ・
トランスファー・リカバリィの度合いを調節できる。す
なわち、パラメータｑを大きくすることにより、推定す
べき状態変数の実際値と推定値との誤差を小さくでき、
過渡特性の良好な軸ねじり振動抑制制御を達成できる。
更に、カルマンフィルタは駆動系や検出値に含まれる統
計的な雑音を考慮して状態推定するので、これら雑音の
影響を受けにくい状態推定が可能となる。
【０１１０】以上述べたように、本実施例によれば、雑
音の影響を受けにくく、またパラメータｑを大きくする
ことで推定誤差の影響の少ない状態推定を達成できると
いう特徴がある。これら状態推定値をフィードバックし
て制御することで、雑音に対して安定で応答に優れた軸
ねじり振動抑制制御を達成できる。
音の影響を受けにくく、またパラメータｑを大きくする
ことで推定誤差の影響の少ない状態推定を達成できると
いう特徴がある。これら状態推定値をフィードバックし
て制御することで、雑音に対して安定で応答に優れた軸
ねじり振動抑制制御を達成できる。
【０１１１】次に本発明による第８の実施例を図１２に
示す。図１２はモータの速度制御装置のブロック線図を
表し、図１０と同じ記号あるいは番号は同じものを表
す。この実施例では前置補償器１２を設け、速度指令値
ωref を前置補償器１２に入力した結果を新たな速度指
令値ωffとして制御演算を実行する。このとき、前置補
償器の伝達特性Ｆf(ｓ)を数３６のように設定する。
示す。図１２はモータの速度制御装置のブロック線図を
表し、図１０と同じ記号あるいは番号は同じものを表
す。この実施例では前置補償器１２を設け、速度指令値
ωref を前置補償器１２に入力した結果を新たな速度指
令値ωffとして制御演算を実行する。このとき、前置補
償器の伝達特性Ｆf(ｓ)を数３６のように設定する。
【０１１２】
【数３６】
【０１１３】ここで、ｓはラプラス演算子、Ｔf1，
Ｔf2，ζf ，Ｔfnは前置補償器の伝達特性を表す係数で
ある。伝達特性の分母は１／Ｔf1および１／Ｔf2の２つ
の実根を持つ位相遅れ特性を、分子はζf ，Ｔfnで特性
の決まる２次の位相進み特性をそれぞれ表す。本発明で
は分母の２つの実根のうち一方(１／Ｔf1)を、制御系に
おける速度指令値からトルク指令値への伝達関数のゼロ
点近傍に一致するよう選択する。すなわち、図１２に示
す実施例において数３７の関係を満足するようＴf1を設
定する。
Ｔf2，ζf ，Ｔfnは前置補償器の伝達特性を表す係数で
ある。伝達特性の分母は１／Ｔf1および１／Ｔf2の２つ
の実根を持つ位相遅れ特性を、分子はζf ，Ｔfnで特性
の決まる２次の位相進み特性をそれぞれ表す。本発明で
は分母の２つの実根のうち一方(１／Ｔf1)を、制御系に
おける速度指令値からトルク指令値への伝達関数のゼロ
点近傍に一致するよう選択する。すなわち、図１２に示
す実施例において数３７の関係を満足するようＴf1を設
定する。
【０１１４】
【数３７】
【０１１５】ここで、ｋi ，ｋ2 ，ｋ3 はモータ速度検
出値および機械負荷側速度推定値のフィードバック制御
ゲインであり、ｋi ／（ｋ2 ＋ｋ3 ）の値は主に制御系
閉ループ系の極配置に依存する。このため、同じ値に極
配置されたモータ制御系では、数３７を満たす遅れ補償
要素の実根（１／Ｔf1）を各モータ制御系で同じに設定
できる。この実根は制御系の持つゼロ点を相殺するのに
用いられ、これにより制御系のオーバーシュートを抑制
する。
出値および機械負荷側速度推定値のフィードバック制御
ゲインであり、ｋi ／（ｋ2 ＋ｋ3 ）の値は主に制御系
閉ループ系の極配置に依存する。このため、同じ値に極
配置されたモータ制御系では、数３７を満たす遅れ補償
要素の実根（１／Ｔf1）を各モータ制御系で同じに設定
できる。この実根は制御系の持つゼロ点を相殺するのに
用いられ、これにより制御系のオーバーシュートを抑制
する。
【０１１６】一方、前置補償器の分子は指令値応答を改
善するのに用いられる。位相進み補償要素のゼロ点は、
制御系の応答特性が所定のバンド幅を満足するよう設定
する。このとき、前置補償器の分子は制御系の応答特性
を２次系で近似し、その逆システムを表すように分子の
特性を設定する。また、前置補償系を安定化するため、
前置補償系の分母に第１の実根より大きい値の実根とな
るよう設定する。このとき、第１の実根は制御系の前置
補償要素に含まれるゼロ点を相殺することで、制御系の
オーバーシュートを抑制し、分子の位相進み特性により
指令値応答特性を改善できる。
善するのに用いられる。位相進み補償要素のゼロ点は、
制御系の応答特性が所定のバンド幅を満足するよう設定
する。このとき、前置補償器の分子は制御系の応答特性
を２次系で近似し、その逆システムを表すように分子の
特性を設定する。また、前置補償系を安定化するため、
前置補償系の分母に第１の実根より大きい値の実根とな
るよう設定する。このとき、第１の実根は制御系の前置
補償要素に含まれるゼロ点を相殺することで、制御系の
オーバーシュートを抑制し、分子の位相進み特性により
指令値応答特性を改善できる。
【０１１７】本実施例における前置補償器の各係数はモ
ータ制御系のフィードバック制御により決定する特性に
応じて設定できる。このため、複数のモータを揃速性よ
く制御する場合などには、各モータ駆動系で同じ値の前
置補償器を用いることができる。これにより、ランプ状
の速度指令値などに対して速度指令応答を揃えることが
できるという利点もある。
ータ制御系のフィードバック制御により決定する特性に
応じて設定できる。このため、複数のモータを揃速性よ
く制御する場合などには、各モータ駆動系で同じ値の前
置補償器を用いることができる。これにより、ランプ状
の速度指令値などに対して速度指令応答を揃えることが
できるという利点もある。
【０１１８】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
トルク電流検出値を併用して軸ねじり振動を抑制するた
めのトルク電流指令値を演算するので、トルク制御応答
遅れの大きい駆動系に対しても良好な軸ねじり振動抑制
制御を達成できる。また、速度制御演算にトルク電流検
出値をフィードバックすることで、トルク電流検出値に
含まれるトルクリプル成分を抑制できる。
トルク電流検出値を併用して軸ねじり振動を抑制するた
めのトルク電流指令値を演算するので、トルク制御応答
遅れの大きい駆動系に対しても良好な軸ねじり振動抑制
制御を達成できる。また、速度制御演算にトルク電流検
出値をフィードバックすることで、トルク電流検出値に
含まれるトルクリプル成分を抑制できる。
【０１１９】更に、駆動系の持つ高次振動モードなどの
影響をモデル化誤差として定量的に表して制御ゲインを
決定するので、ロバストで安定性に優れた軸ねじり振動
抑制制御を実現できる。
影響をモデル化誤差として定量的に表して制御ゲインを
決定するので、ロバストで安定性に優れた軸ねじり振動
抑制制御を実現できる。
【０１２０】更に、状態フィードバック制御による軸ね
じり振動抑制にフィードフォワード補償を併用すること
で、ステップ状の速度指令値だけでなくランプ状に変化
する速度指令値に対しても追従特性の良好な制御性能を
達成できる。
じり振動抑制にフィードフォワード補償を併用すること
で、ステップ状の速度指令値だけでなくランプ状に変化
する速度指令値に対しても追従特性の良好な制御性能を
達成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す構成図。
【図２】機械負荷駆動系の特性を示す説明図。
【図３】駆動系の簡易モデルの構成を示すブロック線
図。
図。
【図４】図１の状態推定器８の構成を示すブロック線
図。
図。
【図５】本発明の効果を示すシミュレーション結果。
【図６】本発明の第２の実施例を示す構成図。
【図７】本発明の第３の実施例を示す構成図。
【図８】本発明の第４の実施例を示す構成図。
【図９】本発明の第５の実施例を示す構成図。
【図１０】本発明の第６の実施例を示す構成図。
【図１１】本発明の第７の実施例を示す構成図。
【図１２】本発明の第８の実施例を示す構成図。
１…モータ、２…機械負荷、３…パワー変換器、４…電
流検出器、５…トルク検出器、６…トルク制御器、７…
速度検出器、８…状態推定器、９，１０…速度制御器、
２０１…トルク伝達機構、７０１…速度演算器。
流検出器、５…トルク検出器、６…トルク制御器、７…
速度検出器、８…状態推定器、９，１０…速度制御器、
２０１…トルク伝達機構、７０１…速度演算器。
Claims (10)
- 【請求項１】モータ１の出力軸に機械負荷２が取り付け
られ、前記機械負荷を駆動するモータの速度あるいは位
置を制御するもので、前記モータ１にパワーを供給する
パワー変換器３、モータの電流検出手段４、前記電流検
出手段４の出力を用いてモータのトルク電流を検出する
トルク電流検出手段５、前記トルク電流検出手段５の出
力を用いてモータの発生トルクを制御するトルク制御手
段６、およびモータの速度検出手段７とを備え、前記ト
ルク制御手段６へのトルク指令値と前記モータのトルク
検出手段５と前記モータの速度検出手段７との出力とか
ら、機械負荷側の速度、モータと機械負荷側との軸ねじ
りトルク、および機械負荷側に加わる負荷トルクとを推
定する状態推定手段８を設け、モータの速度指令値、モ
ータの速度検出値、状態推定手段の出力である機械負荷
側速度の推定値、軸ねじりトルクの推定値、負荷トルク
の推定値とを用いて第１のトルク指令値を演算する第１
の速度制御手段９を設けたものにおいて、前記第１のト
ルク指令値とモータのトルク電流検出値とから第２のト
ルク指令値を演算する第２の速度制御手段１０を設け、
前記第２のトルク指令値をトルク制御手段６へのトルク
指令値として制御することを特徴とするモータの制御装
置。 - 【請求項２】請求項１において、第１の速度制御手段９
で演算された第１のトルク指令値とモータのトルク電流
検出値とからトルク指令値を演算し、その結果を直列補
償器に入力した結果を第２のトルク指令値として演算す
る第２の速度制御手段を設け、前記第２のトルク指令値
をトルク制御手段６へのトルク指令値として制御するこ
とを特徴とするモータの制御装置。 - 【請求項３】請求項１において、第１の速度制御手段９
で演算された第１のトルク指令値を直列補償器に入力し
た結果を第２のトルク指令値として演算する第２の速度
制御手段を設け、前記第２のトルク指令値をトルク制御
手段６へのトルク指令値として制御することを特徴とす
るモータの制御装置。 - 【請求項４】請求項１，２，３において、モ−タの速度
指令値を補償する前置補償器１２を設け、その前置補償
器１２を少なくとも１個の実根を持つ位相遅れ補償要素
と所望のゼロ点を持つ位相進み補償要素とから構成し、
前記位相遅れ補償要素の実根をモ−タ速度制御手段９に
おける速度指令値からトルク指令値への伝達特性のゼロ
点近傍に設定して、前記前置補償器１２の出力を新たな
速度指令値として制御を実行することを特徴とするモ−
タの制御装置。 - 【請求項５】請求項４において、複数のモ−タを駆動す
る速度制御装置で、各モ−タの速度制御系で同じ伝達特
性の前置補償器を用いることを特徴とするモ−タの制御
装置 - 【請求項６】請求項１，２，３，４において、トルク制
御手段６におけるトルク指令に対するモータ発生トルク
の特性を所定の伝達特性でモデル化し、モータ発生トル
クに対するモータ側速度および機械負荷側速度の特性を
表すモデルとして、２つの慣性モーメントが所定のねじ
り剛性と粘性とを持つバネで結合された簡易モデルと、
前記簡易モデルに対してモータ機械系の持つ高次振動モ
ードおよび速度検出手段７の速度検出特性を含めてモデ
ル化した詳細モデルとを求め、トルク指令値に対するモ
ータ速度検出値および機械負荷側速度検出値の伝達関数
を簡易モデルに対して演算したものをそれぞれＧ
n1(ｓ)，Ｇn2(ｓ)とし、詳細モデルに対して演算したも
のをそれぞれＧa1(ｓ)，Ｇa2(ｓ)としたとき、下記の数
１，数２で演算されるモデル化誤差関数Ｌ1(ｓ)，Ｌ
2(ｓ)を求め（ここでｓはラプラス演算子、ｓ＝ｊω
（ここでｊは虚数単位、ωは角周波数）と置き、更に簡
易モデルに対して詳細モデルが所定の値だけパラメータ
変動したときに数３を満たすゲイン特性ｌm (ω)を決定
し、駆動特性を簡易モデルと見做したときの速度制御系
の一巡伝達関数Ｇ(jω)が数４を満たすように速度制御
手段９での制御則を決定することを特徴とするモータの
制御装置。 【数１】 【数２】 【数３】 【数４】 - 【請求項７】請求項２，３，４，５，６において、トル
ク制御手段６へのトルク指令値を補償する直列補償器
を、数１、数２で与えられる２つのモデル化誤差関数の
大きさ｜Ｌ1(ｊω)｜、および｜Ｌ2(ｊω)｜が大きくな
る周波数領域でゲインの低下する特性となるよう設定す
ることを特徴とするモータの制御装置。 - 【請求項８】請求項１，４，５，６において、トルク制
御手段６におけるトルク指令値に対するモータ発生トル
クの伝達特性を応答時定数Ｔe の１次遅れ特性で近似し
たとき、前記トルク制御手段６の応答時定数Ｔe を大き
くすることで、２つのモデル化誤差関数の大きさ｜Ｌ
1(ｊω)｜、および｜Ｌ2(ｊω)｜が大きくなる周波数領
域でトルク指令値に対するモータ発生トルクのゲインを
低下させ、特定の周波数領域でゲインの低下する直列補
償器を用いることなくトルク制御手段６へのトルク指令
値を演算することを特徴とするモータの制御装置。 - 【請求項９】請求項１，２，３，４、において、最小次
元形状態オブザーバにより機械負荷側の速度、モータと
機械負荷側との軸ねじりトルク、および機械負荷側に加
わる負荷トルクとを推定する状態推定手段８を構成し、
前記状態推定手段８において、モータトルク指令に対す
る伝達項がゼロになるようオブザーバゲインを設定する
ことを特徴とするモータの制御装置。 - 【請求項１０】請求項１，２，３，４において、カルマ
ンフィルタにより機械負荷側の速度、モータと機械負荷
側との軸ねじりトルク、および機械負荷側に加わる負荷
トルクとを推定する状態推定手段８を構成し、カルマン
フィルタゲインをループ・トランスファ・リカバリィの
手法で設定することを特徴とするモータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10140392A JP3266931B2 (ja) | 1991-10-15 | 1992-04-21 | モータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3-265953 | 1991-10-15 | ||
| JP26595391 | 1991-10-15 | ||
| JP10140392A JP3266931B2 (ja) | 1991-10-15 | 1992-04-21 | モータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05176580A true JPH05176580A (ja) | 1993-07-13 |
| JP3266931B2 JP3266931B2 (ja) | 2002-03-18 |
Family
ID=26442284
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10140392A Expired - Fee Related JP3266931B2 (ja) | 1991-10-15 | 1992-04-21 | モータの制御装置 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3266931B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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-
1992
- 1992-04-21 JP JP10140392A patent/JP3266931B2/ja not_active Expired - Fee Related
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