JPH05175744A - 出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 出力トランスやＤＣ−ＤＣコンバータを使用
せずに、電源電圧以上の出力電圧が良好に得られる出力
回路を提供する。 【構成】 入力信号を増幅する第１のアンプ２と、この
第１のアンプ２の出力電圧又は入力電圧が供給される第
２のアンプ４と、この第２のアンプ４の出力端子と第１
のアンプ２の正極及び負極の電源端子との間に設けられ
た第１及び第２のコンデンサＣ２及びＣ３と、この第１
及び第２のコンデンサＣ２及びＣ３に電流を供給する第
１及び第２の電流供給手段Ｒ６及びＲ７とを設けた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、オーディオ用アンプ装
置などに適用される出力回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、電源電圧以上の出力電圧を得るた
めには、出力トランスを用いて出力振幅を昇圧したり、
或いはＤＣ−ＤＣコンバータを用いて出力アンプ部の電
源電圧を昇圧させる等で対処させていた。このような出
力電圧の昇圧を利用して、低圧の電源電圧で駆動させて
大振幅の出力を得られるようにすることが、オーディオ
用アンプ装置などで屡々行われる。このようなことは、
近年電源電圧が低圧化する傾向にあるため、重要性が増
している。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、出力トラン
スは比較的大型で重量がある部品であり、価格も比較的
高価であり、周波数特性や歪み特性もオーディオ信号な
どを出力させる場合には充分な特性が得られない不都合
があった。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの場合にも、比
較的大型な部品で高価であると共に、発振ノイズが発生
する不都合があった。

【０００４】本発明はかかる点に鑑み、出力トランスや
ＤＣ−ＤＣコンバータを使用せずに、電源電圧以上の出
力電圧を良好に得られる出力回路を提供することを目的
とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明は、例えば図１に
示すように、入力信号を増幅する第１のアンプ２と、こ
の第１のアンプ２の出力電圧又は入力電圧が供給される
第２のアンプ４と、この第２のアンプ４の出力端子と第
１のアンプ２の正極及び負極の電源端子との間に設けら
れた第１及び第２のコンデンサＣ２及びＣ３と、この第
１及び第２のコンデンサＣ２及びＣ３に電流を供給する
第１及び第２の電流供給手段Ｒ６及びＲ７とを設けたも
のである。

【０００６】

【作用】このようにしたことで、第１のアンプに供給さ
れる電源が、第２のアンプでの処理で入力信号の電圧に
対応して変動するようになり、第１のアンプの出力を電
源電圧よりも高くすることが可能になる。

【０００７】

【実施例】以下、本発明の第１の実施例を図１及び図２
を参照して説明する。

【０００８】図１は本例の出力回路の構成を示す図で、
図中１は入力端子を示し、この入力端子１に得られる信
号（例えばアナログオーディオ信号）を増幅して出力さ
せる回路である。即ち、入力端子１に得られる信号を第
１のコンデンサＣ１を介して第１のアンプ２に供給す
る。この第１のアンプ２は後述する第２のアンプ４と共
に演算増幅器で構成され、入力端子１側を第１のアンプ
２の非反転側入力端子（＋）に接続する。また、この第
１のアンプ２の非反転側入力端子（＋）を、第１の抵抗
器Ｒ１を介して接地する。また、第１のアンプ２の反転
側入力端子（−）を、第２の抵抗器Ｒ２を介して接地す
る。さらに、第１のアンプ２の反転側入力端子（−）
を、第３の抵抗器Ｒ３を介して、この第１のアンプ２の
出力端子と接続する。そして、この第１のアンプ２の出
力端子から引き出された信号を、本例の出力回路の出力
端子３に供給する。

【０００９】そして本例においては、この第１のアンプ
２の出力を、第４の抵抗器Ｒ４を介して第２のアンプ４
の非反転側入力端子（＋）に供給する。また、この第２
のアンプ４の非反転側入力端子（＋）を、第５の抵抗器
Ｒ５を介して接地する。そして、この第２のアンプ４の
出力端子を反転側入力端子（−）と接続する。そして、
正極側の電源端子５に得られる電源電圧＋Ｖccと負極側
の電源端子６に得られる電源電圧−Ｖccとを、この第２
のアンプ４に駆動用電源として供給する。

【００１０】そして、第２のアンプ４の出力端子を第２
及び第３のコンデンサＣ２及びＣ３の一端に接続し、正
極側の電源端子５を第６の抵抗器Ｒ６を介して第２のコ
ンデンサＣ２の他端に接続し、負極側の電源端子６を第
７の抵抗器Ｒ７を介して第３のコンデンサＣ３の他端に
接続する。そして、第２のコンデンサＣ２の他端に得ら
れる電圧信号と第３のコンデンサＣ３の他端に得られる
電圧信号とを、第１のアンプ３に駆動用電源として供給
する。

【００１１】このように第２及び第３のコンデンサＣ２
及びＣ３を臨む回路が構成されていることで、電源電圧
＋Ｖcc及び−Ｖccが、第２のアンプ４の制御で、電流供
給手段としての抵抗器Ｒ６及びＲ７を介して第２及び第
３のコンデンサＣ２及びＣ３に供給されて充電される。
そして、このコンデンサＣ２及びＣ３の充電状況によ
り、第１のアンプ３に供給される駆動用電源の電位が変
化する。

【００１２】このように構成される出力回路の動作を、
図２の波形図を参照して説明すると、まず入力端子１に
得られる入力信号Ｓ１として、図２に示す波形の信号が
得られたとする。このとき、この入力信号Ｓ１を第１の
アンプ２で増幅しただけの場合には、電源電圧＋Ｖccと
−Ｖccとで規定される電位が出力信号の最大振幅とな
り、図２に示す信号Ｓ２（最大電位が＋Ｖcc及び−Ｖcc
の振幅ａ）が第１のアンプ３だけの場合の出力信号とな
る。この信号Ｓ２は、本例の回路では第２のアンプ４の
出力波形となる。

【００１３】ここで本例においては、この第１のアンプ
２の出力が抵抗器Ｒ４を介して第２のアンプ４に供給さ
れることで、この第２のアンプ４の出力による制御で、
コンデンサＣ２及びＣ３が入力信号波形に連動して電流
供給手段としての抵抗器Ｒ６及びＲ７から供給される電
流の充放電を繰り返すようになる。従って、このコンデ
ンサＣ２及びＣ３の充電電位に基づいて第１のアンプ３
に供給される電源は、図２に示すように、正極側が電位
＋Ｖccを中心にして振動する波形Ｖ１となり、負極側が
電位−Ｖccを中心にして振動する波形Ｖ２となる。そし
て、この電源電圧Ｖ１及びＶ２の振動は、入力信号Ｓ１
の波形に連動したものになる。

【００１４】このように第１のアンプ２に供給される電
源が変化することで、第１のアンプ２の出力として、図
２にＳ３で示す出力信号が得られる。この出力信号Ｓ３
は、電源電圧Ｖ１及びＶ２の最大電位で振幅が決まり、
電源電圧Ｖ１及びＶ２の最大電位が＋２Ｖcc及び−２Ｖ
ccであるとすると、出力信号Ｓ３の振幅ｂは電源制御を
しない場合の振幅ａの２倍になる。例えば、電源電圧＋
Ｖccを＋１０Ｖ，電源電圧−Ｖccを−１０Ｖとすると、
出力信号Ｓ３の最大振幅は４０Ｖ_P-P になり、従来の場
合（出力波形Ｖ２）に比べ約６ｄＢゲインが高くなる。

【００１５】なお、この振幅が２倍になるのは理論上の
値で、実際には出力信号Ｓ３の最大振幅ｂは、各アンプ
２，４内のトランジスタの飽和電圧の影響や、電流供給
用の抵抗器Ｒ６，Ｒ７による電圧降下の影響などによ
り、第１のアンプ２だけの回路の場合の振幅ａの２倍よ
りも若干低くなるが、大幅に出力電位が高くなることに
は変わりがない。

【００１６】このように電源電圧の約２倍の電位の出力
が、演算増幅器によるアンプとその周辺の回路で得られ
ることで、従来のような出力トランスやＤＣ−ＤＣコン
バータのような比較的大型の部品が必要なくなり、回路
基板に容易に実装できる部品だけを使用して電源電圧以
上の出力が得られる出力回路が構成できる。また、この
ような出力回路が容易に構成できることで、電源電圧の
低圧化が実現し易くなくなる。

【００１７】なお、上述実施例では電源端子５，６と接
続された抵抗器Ｒ６，Ｒ７を、コンデンサＣ２，Ｃ３へ
の電流供給手段としたが、他の電流供給手段を設けても
良い。

【００１８】次に、第２の実施例として、この電流供給
手段として定電流源を接続した場合の構成について、図
３を参照して説明する。この図３において、図１に対応
する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。

【００１９】本例においては、電源電圧＋Ｖccが得られ
る正極側の電源端子５を、定電流源７に接続し、この定
電流源７の出力をコンデンサＣ２に供給する。また、電
源電圧−Ｖccが得られる負極側の電源端子６を、定電流
源８に接続し、この定電流源８の出力をコンデンサＣ３
に供給する。ここで、定電流源７の構成について説明す
ると、電源端子５から供給される電源を、ＰＮＰ型のト
ランジスタＱ１のエミッタに供給し、このトランジスタ
Ｑ１のコレクタを、ダイオードＤ１を介してコンデンサ
Ｃ２の他端（第２のアンプ４とは反対側の接続点）に接
続させる。そして、トランジスタＱ１のベースとエミッ
タとを、コンデンサＣ４を介して接続し、トランジスタ
Ｑ１のベースとダイオードＤ１のカソードとを、抵抗器
Ｒ８を介して接続する。

【００２０】また、定電流源８についても、同様にトラ
ンジスタＱ２（ＮＰＮ型のトランジスタ）とダイオード
Ｄ２とコンデンサＣ５と抵抗器Ｒ９とで構成される。

【００２１】その他の部分は、図１に示した出力回路と
同様に構成する。

【００２２】この定電流源７及び８を電流供給手段とし
て使用することで、図１の例と同様に電源電圧の約２倍
の電位の出力が得られ、図１の例と同様な効果が得られ
る。

【００２３】次に、本発明の第３の実施例について、図
４及び図５を参照して説明する。この図４及び図５にお
いて、図１〜図３に対応する部分には同一符号を付し、
その詳細説明は省略する。

【００２４】本例においては、第１の実施例や第２の実
施例よりも高いゲインの増幅が行われるようにしたもの
で、第１の実施例（図１）で示した電流供給手段として
の抵抗器Ｒ６と並列に、抵抗器Ｒ１０とダイオードＤ３
との直列回路を接続する。また同様に、電流供給手段と
しての抵抗器Ｒ７と並列に、抵抗器Ｒ１１とダイオード
Ｄ４との直列回路を接続する。

【００２５】その他の部分は、図１に示した出力回路と
同様に構成する。

【００２６】この図４に示す構成の場合には、出力電圧
が変動する毎に、コンデンサＣ２及びＣ３の充電電位と
して、ダイオードＤ３及びＤ４で半波整流されたされた
信号が加わり、第１のアンプ２に供給される電源の電位
が更に高くなる。従って、第１のアンプ２でよりゲイン
の高い増幅が行われるようになる。

【００２７】ここで、この図４の回路の動作波形を図５
に示すと、この図４において、入力信号をＳ１１，第２
のアンプ４の出力信号をＳ１２，出力端子３に得られる
出力信号をＳ１３として示す。本例の場合には、コンデ
ンサＣ２及びＣ３の充電電位が図１の例よりも高くなる
ので、第１のアンプ２に供給される正極側及び負極側の
電源Ｖ１１及びＶ１２の最大電位が＋２Ｖcc及び−２Ｖ
ccを越え、図１の例での電源Ｖ１及びＶ２（図５に破線
で示す）よりも正極側の電源と負極側の電源との差が拡
がり、より大きな振幅の出力信号Ｓ１３が得られる。但
し、この図４のに示す出力信号Ｓ１３の振幅は、図１の
例と同じとしてあり、＋２Ｖcc及び−２Ｖccを越えた分
は出力回路の余裕分となっていて、一時的な大入力に対
処できるようにしてある。

【００２８】このようにコンデンサＣ２及びＣ３に供給
される電流をより多くすることで、より出力信号のゲイ
ンを高くすることが可能である。但し、あまりゲインを
高くし過ぎると、出力信号が歪む虞れがあり、過度な増
幅は好ましくない。また、図４の例では、電源Ｖ１１及
びＶ１２の最大電位が＋２Ｖcc及び−２Ｖccを越えるの
は、入力信号Ｓ１１の２周期目からであり、立ち上がり
時の入力信号に対する追随性が多少劣る。

【００２９】なお、上述各実施例では、電源制御用の第
２のアンプ４に供給される信号として、第１のアンプ２
の出力を抵抗器Ｒ４，Ｒ５で分圧したものとしたが、第
１のアンプ２の入力信号を直接第２のアンプ４に供給す
るようにしても良い。

【００３０】また、上述実施例では、オーディオ信号の
出力回路に適用したが、他の信号用の出力回路にも適用
できる。例えば、各種サーボ制御が行われるモータ駆動
回路にも適用できる。

【００３１】さらにまた、本発明は上述実施例に限ら
ず、その他種々の構成が取り得ることは勿論である。

【００３２】

【発明の効果】本発明によると、アンプとその周辺の回
路部品だけによる簡単な構成で、出力を電源電圧よりも
高くすることが可能になり、低圧の電源で簡単に大レベ
ルの出力が得られるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す構成図である。

【図２】第１の実施例の説明に供する波形図である。

【図３】本発明の第２の実施例を示す構成図である。

【図４】本発明の第３の実施例を示す構成図である。

【図５】第３の実施例の説明に供する波形図である。

【符号の説明】

１ 入力端子 ２ 第１のアンプ ３ 出力端子 ４ 第２のアンプ ５ 正極側の電源端子 ６ 負極側の電源端子

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号を増幅する第１のアンプと、該
   第１のアンプの出力電圧又は入力電圧が供給される第２
   のアンプと、該第２のアンプの出力端子と上記第１のア
   ンプの正極及び負極の電源端子との間に設けられた第１
   及び第２のコンデンサと、該第１及び第２のコンデンサ
   に電流を供給する第１及び第２の電流供給手段とを設け
   た出力回路。