JPH05167376A - ノイズフィルタの実装構造 - Google Patents
ノイズフィルタの実装構造Info
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- JPH05167376A JPH05167376A JP3330667A JP33066791A JPH05167376A JP H05167376 A JPH05167376 A JP H05167376A JP 3330667 A JP3330667 A JP 3330667A JP 33066791 A JP33066791 A JP 33066791A JP H05167376 A JPH05167376 A JP H05167376A
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- Japan
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- choke coil
- frequency
- noise
- stage
- noise filter
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ノイズフィルタの容量性ソースインピーダン
スCs等の素子パラメータが変化してもノイズ低減特性
が安定して得られ、設計が容易にできこと。 【構成】 交流電源が両端に接続される前段コンデンサ
と、この前段コンデンサの両端と接続される巻線を有す
る前段チョークコイルと、この前段チョークコイルの各
巻線の他端が接続された後段コンデンサと、この後段コ
ンデンサと並列に接続されると共に共通接続点の接地さ
れたY−コンと、このYーコンの両端と接続される巻線
を有する後段チョークコイルとを有し、この後段チョー
クコイルの出力をスイッチング電源におくるノイズフィ
ルタにおいて、後段チョークコイルの主インダクタンス
とノイズの容量性ソースインピーダンスより定まる共振
周波数を、スイッチング電源のスイッチング周波数に比
較して小さくしたことを特徴としている。
スCs等の素子パラメータが変化してもノイズ低減特性
が安定して得られ、設計が容易にできこと。 【構成】 交流電源が両端に接続される前段コンデンサ
と、この前段コンデンサの両端と接続される巻線を有す
る前段チョークコイルと、この前段チョークコイルの各
巻線の他端が接続された後段コンデンサと、この後段コ
ンデンサと並列に接続されると共に共通接続点の接地さ
れたY−コンと、このYーコンの両端と接続される巻線
を有する後段チョークコイルとを有し、この後段チョー
クコイルの出力をスイッチング電源におくるノイズフィ
ルタにおいて、後段チョークコイルの主インダクタンス
とノイズの容量性ソースインピーダンスより定まる共振
周波数を、スイッチング電源のスイッチング周波数に比
較して小さくしたことを特徴としている。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源から発
生し、ACラインに伝導するノイズを抑制するノイズフ
ィルタに係り、特にコモンモードノイズ低減効果の向上
に関する。
生し、ACラインに伝導するノイズを抑制するノイズフ
ィルタに係り、特にコモンモードノイズ低減効果の向上
に関する。
【0002】
【従来の技術】本発明者は特願平3−171258号,
156716号明細書等でノイズフィルタの構造を提案
している。図4はノイズフィルタの回路図である。図に
おいて、ノイズフィルタ10は、アクロスザラインコン
デンサCx1を入力側に有する。コンデンサCx1はレ
ベル端子Lと中立端子Nを連結するもので、必要に応じ
てこれと並列に放電用の抵抗R1が接続される。前段コ
モンモードチョークコイルL1はアクロスザラインコン
デンサCx1の後段に接続されたもので、コモンモード
ノイズ及びノーマルモードノイズを低減する。アクロス
ザラインコンデンサCx2は前段コモンモードチョーク
コイルL1の後段に接続されたもので、これと並列にコ
ンデンサCy1,Cy2が接続されている。コンデンサ
Cy1,Cy2は両者の接続点が接地されたもので、Y
ーコンとも呼ばれ、両者の容量を等しくしてコモンモー
ドノイズを低減する。後段チョークコイルL2はYーコ
ンCy1,Cy2の両端に接続されたもので、この出力
はスイッチング電源部20を構成する整流平滑化回路を
経由してDC−DCコンバータに送られ、所定の直流電
圧で負荷に電流を供給する。
156716号明細書等でノイズフィルタの構造を提案
している。図4はノイズフィルタの回路図である。図に
おいて、ノイズフィルタ10は、アクロスザラインコン
デンサCx1を入力側に有する。コンデンサCx1はレ
ベル端子Lと中立端子Nを連結するもので、必要に応じ
てこれと並列に放電用の抵抗R1が接続される。前段コ
モンモードチョークコイルL1はアクロスザラインコン
デンサCx1の後段に接続されたもので、コモンモード
ノイズ及びノーマルモードノイズを低減する。アクロス
ザラインコンデンサCx2は前段コモンモードチョーク
コイルL1の後段に接続されたもので、これと並列にコ
ンデンサCy1,Cy2が接続されている。コンデンサ
Cy1,Cy2は両者の接続点が接地されたもので、Y
ーコンとも呼ばれ、両者の容量を等しくしてコモンモー
ドノイズを低減する。後段チョークコイルL2はYーコ
ンCy1,Cy2の両端に接続されたもので、この出力
はスイッチング電源部20を構成する整流平滑化回路を
経由してDC−DCコンバータに送られ、所定の直流電
圧で負荷に電流を供給する。
【0003】図5はノイズフィルタ回路近傍のノイズの
説明図である。ここで、ノイズの発生源をスイッチング
電源とすると、コモンモードノイズ電流i1とノーマル
モードノイズ電流i2,i3がある.コモンモードノイ
ズ電流i1はスイッチング電源部20のインピーダンス
Z1(例えば浮遊容量)とグランドを通じて流れスイッ
チング電源部20に戻るものであり、図中破線で示す経
路を通る。ノーマルモードノイズ電流i2は交流電源か
らフィルタ回路に流れるものであり、実線で表してい
る。ノーマルモードノイズ電流i3はスイッチング電源
部20からフィルタ回路に流れるものであり、一点鎖線
で表している。いずれのノーマルモードノイズ電流も、
交流電源とスイッチング電源部20を接続する二本の信
号線間を流れるものである。コモンモードノイズは、コ
モンモードチョークコイルLのインダクタンスによる大
インピーダンス作用及びYーコンCy1,Cy2の接地
された共通接続点がノイズ電流をスイッチング電源側に
帰還する作用により低減される。ノーマルモードノイズ
電流i2は、アクロスザラインコンデンサCx2の作用
により交流電源側の発生源に還流し、ノーマルモードノ
イズ電流i3は、アクロスザラインコンデンサCx1の
作用によりスイッチング電源側の発生源に還流され、し
かして、信号線に流れるノーマルモードノイズ電流の総
量が削減される。
説明図である。ここで、ノイズの発生源をスイッチング
電源とすると、コモンモードノイズ電流i1とノーマル
モードノイズ電流i2,i3がある.コモンモードノイ
ズ電流i1はスイッチング電源部20のインピーダンス
Z1(例えば浮遊容量)とグランドを通じて流れスイッ
チング電源部20に戻るものであり、図中破線で示す経
路を通る。ノーマルモードノイズ電流i2は交流電源か
らフィルタ回路に流れるものであり、実線で表してい
る。ノーマルモードノイズ電流i3はスイッチング電源
部20からフィルタ回路に流れるものであり、一点鎖線
で表している。いずれのノーマルモードノイズ電流も、
交流電源とスイッチング電源部20を接続する二本の信
号線間を流れるものである。コモンモードノイズは、コ
モンモードチョークコイルLのインダクタンスによる大
インピーダンス作用及びYーコンCy1,Cy2の接地
された共通接続点がノイズ電流をスイッチング電源側に
帰還する作用により低減される。ノーマルモードノイズ
電流i2は、アクロスザラインコンデンサCx2の作用
により交流電源側の発生源に還流し、ノーマルモードノ
イズ電流i3は、アクロスザラインコンデンサCx1の
作用によりスイッチング電源側の発生源に還流され、し
かして、信号線に流れるノーマルモードノイズ電流の総
量が削減される。
【0004】次にノイズフィルタの特性測定について説
明する。図6はコモンモード減衰特性測定回路図であ
る。入力端子L,Nに50Ωの抵抗を二個直列に接続
し、両者の共通接続点を接地する。そして、交流電圧V
1を印加したとき入力端子LとグランドG間の50Ω抵
抗に生ずる電圧V2を測定する。ここで、この交流電圧
V1によりノイズの放出量を表している。この場合、減
衰量は次式により求めている。 (減衰量dB)=20・log(V1/V2) (1)
明する。図6はコモンモード減衰特性測定回路図であ
る。入力端子L,Nに50Ωの抵抗を二個直列に接続
し、両者の共通接続点を接地する。そして、交流電圧V
1を印加したとき入力端子LとグランドG間の50Ω抵
抗に生ずる電圧V2を測定する。ここで、この交流電圧
V1によりノイズの放出量を表している。この場合、減
衰量は次式により求めている。 (減衰量dB)=20・log(V1/V2) (1)
【0005】図7はノイズフィルタの周波数減衰特性図
である。図において、周波数f0は、前段チョークコイ
ルL1とYーコンCyとの共振周波数で、Yーコンの容
量値CyはコンデンサCy1もしくはCy2の値とす
る。周波数f1は、設計上は存在しないが実装上現れる
もので、後段チョークコイルL2とノイズの容量性ソー
スインピーダンスCsとの共振周波数である。インピー
ダンスCsはトランジスタとグランドとの間に生ずる寄
生容量等を表している。周波数f2は、後段チョークコ
イルL2とチョークコイルL1,L2の巻線間分布容量
Cparとの共振周波数である。図中破線で示すよう
に、設計上ノイズの抵抗性ソースインピーダンスZsに
よっては周波数f1では共振がない。しかし実線で表す
ように、ノイズの容量性ソースインピーダンスCsによ
り周波数f1で実装上の共振が現れる。
である。図において、周波数f0は、前段チョークコイ
ルL1とYーコンCyとの共振周波数で、Yーコンの容
量値CyはコンデンサCy1もしくはCy2の値とす
る。周波数f1は、設計上は存在しないが実装上現れる
もので、後段チョークコイルL2とノイズの容量性ソー
スインピーダンスCsとの共振周波数である。インピー
ダンスCsはトランジスタとグランドとの間に生ずる寄
生容量等を表している。周波数f2は、後段チョークコ
イルL2とチョークコイルL1,L2の巻線間分布容量
Cparとの共振周波数である。図中破線で示すよう
に、設計上ノイズの抵抗性ソースインピーダンスZsに
よっては周波数f1では共振がない。しかし実線で表す
ように、ノイズの容量性ソースインピーダンスCsによ
り周波数f1で実装上の共振が現れる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】図8は容量性ソースイ
ンピーダンスCsの説明図である。例えば、スイッチン
グトランジスタとヒートシンク間の容量、トランスの一
次巻線と二次巻線間の容量、DC−DCコンバータの平
滑用コンデンサとグランド間の容量などがある。図9は
容量性ソースインピーダンスCsの変動によるノイズフ
ィルタの周波数減衰特性図である。実装上手動配線によ
るバラツキ等が原因で、容量性ソースインピーダンスC
sは20pFから100pFまで変動する。このとき減
衰特性は共振周波数f1の変動等が原因で10dB程度
変動する。この結果、EMI規制に適合するノイズ低減
特性を安定して得るために、ノイズフィルタのマージン
を余計に確保する必要が生じ、フィルタの大型化や高コ
スト化を招来するという課題があった。
ンピーダンスCsの説明図である。例えば、スイッチン
グトランジスタとヒートシンク間の容量、トランスの一
次巻線と二次巻線間の容量、DC−DCコンバータの平
滑用コンデンサとグランド間の容量などがある。図9は
容量性ソースインピーダンスCsの変動によるノイズフ
ィルタの周波数減衰特性図である。実装上手動配線によ
るバラツキ等が原因で、容量性ソースインピーダンスC
sは20pFから100pFまで変動する。このとき減
衰特性は共振周波数f1の変動等が原因で10dB程度
変動する。この結果、EMI規制に適合するノイズ低減
特性を安定して得るために、ノイズフィルタのマージン
を余計に確保する必要が生じ、フィルタの大型化や高コ
スト化を招来するという課題があった。
【0007】本発明はこのような課題を解決したもの
で、ノイズフィルタの容量性ソースインピーダンスCs
等の素子パラメータが変化してもノイズ低減特性が安定
して得られ、これにより設計が容易にできるノイズフィ
ルタの実装構造を提供することを目的とする。
で、ノイズフィルタの容量性ソースインピーダンスCs
等の素子パラメータが変化してもノイズ低減特性が安定
して得られ、これにより設計が容易にできるノイズフィ
ルタの実装構造を提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
る本発明は、交流電源が両端に接続される前段コンデン
サCx1と、この前段コンデンサCx1の両端と接続さ
れる巻線n11,n12を有する前段チョークコイルL
1と、この前段チョークコイルの各巻線の他端が接続さ
れた後段コンデンサCx2と、この後段コンデンサと並
列に接続されると共に共通接続点の接地されたY−コン
Cy1,Cy2と、このYーコンの両端と接続される巻
線n21,n22を有する後段チョークコイルL2とを
有し、この後段チョークコイルの出力をスイッチング電
源におくるノイズフィルタにおいて、後段チョークコイ
ルの主インダクタンスL2とノイズの容量性ソースイン
ピーダンスCsより定まる共振周波数f1を、前記スイ
ッチング電源のスイッチング周波数fswに比較して小
さくしたことを特徴としている。
る本発明は、交流電源が両端に接続される前段コンデン
サCx1と、この前段コンデンサCx1の両端と接続さ
れる巻線n11,n12を有する前段チョークコイルL
1と、この前段チョークコイルの各巻線の他端が接続さ
れた後段コンデンサCx2と、この後段コンデンサと並
列に接続されると共に共通接続点の接地されたY−コン
Cy1,Cy2と、このYーコンの両端と接続される巻
線n21,n22を有する後段チョークコイルL2とを
有し、この後段チョークコイルの出力をスイッチング電
源におくるノイズフィルタにおいて、後段チョークコイ
ルの主インダクタンスL2とノイズの容量性ソースイン
ピーダンスCsより定まる共振周波数f1を、前記スイ
ッチング電源のスイッチング周波数fswに比較して小
さくしたことを特徴としている。
【0009】好ましくは、請求項1記載のノイズフィル
タにおいて、前段チョークコイルの主インダクタンスL
1とY−コンの容量Cyより定まる第1共振周波数f
0、後段チョークコイルの主インダクタンスL2とチョ
ークコイルの巻線間分布容量Cparより定まる第2共
振周波数f2のいずれも前記スイッチング電源のスイッ
チング周波数fswに比較して小さくしたことを特徴と
している。
タにおいて、前段チョークコイルの主インダクタンスL
1とY−コンの容量Cyより定まる第1共振周波数f
0、後段チョークコイルの主インダクタンスL2とチョ
ークコイルの巻線間分布容量Cparより定まる第2共
振周波数f2のいずれも前記スイッチング電源のスイッ
チング周波数fswに比較して小さくしたことを特徴と
している。
【0010】
【作用】ノイズの容量性ソースインピーダンスCsの変
動に起因して、共振周波数f1が変動する。しかしスイ
ッチング周波数に比べこの共振周波数を低くすれば、共
振周波数の変動に付随するノイズ低減特性の変動が小さ
くなる。また、一般に第2共振周波数f2以上の周波数
帯域では、実装構造の影響が強く現れてインダクタンス
や容量値等の素子パラメータの影響が少なくなる。そこ
でスイッチング周波数をいずれの共振周波数よりも大き
くすれば、素子パラメータのバラツキによる影響が少な
くなり、安定したノイズ低減特性が得られる。
動に起因して、共振周波数f1が変動する。しかしスイ
ッチング周波数に比べこの共振周波数を低くすれば、共
振周波数の変動に付随するノイズ低減特性の変動が小さ
くなる。また、一般に第2共振周波数f2以上の周波数
帯域では、実装構造の影響が強く現れてインダクタンス
や容量値等の素子パラメータの影響が少なくなる。そこ
でスイッチング周波数をいずれの共振周波数よりも大き
くすれば、素子パラメータのバラツキによる影響が少な
くなり、安定したノイズ低減特性が得られる。
【0011】
【実施例】以下、図面を用いて本発明を詳細に説明す
る。図1は本発明の一実施例を示す回路図である。尚、
図1において前記図4と同一作用をするものには同一符
号を付して説明を省略する。図において、巻線n11は
前段チョークコイルL1に巻回されたもので、前段コン
デンサCx1と後段コンデンサCx2のレベル端子L側
に挿入されている。巻線n12は巻線n11と共に前段
チョークコイルL1に巻回されたもので、前段コンデン
サCx1と後段コンデンサCx2の中立端子N側に挿入
されている。巻線n21は後段チョークコイルL2に巻
回されたもので、Y−コンCy1のレベル端子L側に接
続されている。巻線n22は巻線n21と共に後段チョ
ークコイルL2に巻回されたもので、Y−コンCy2の
中立端子N側に接続されている。巻線間分布容量Cpa
rは各巻線n11〜n22に存在するもので、コモンモ
ードノイズを低減するという目的からこの容量値は各巻
線でほぼ等しくなっている。
る。図1は本発明の一実施例を示す回路図である。尚、
図1において前記図4と同一作用をするものには同一符
号を付して説明を省略する。図において、巻線n11は
前段チョークコイルL1に巻回されたもので、前段コン
デンサCx1と後段コンデンサCx2のレベル端子L側
に挿入されている。巻線n12は巻線n11と共に前段
チョークコイルL1に巻回されたもので、前段コンデン
サCx1と後段コンデンサCx2の中立端子N側に挿入
されている。巻線n21は後段チョークコイルL2に巻
回されたもので、Y−コンCy1のレベル端子L側に接
続されている。巻線n22は巻線n21と共に後段チョ
ークコイルL2に巻回されたもので、Y−コンCy2の
中立端子N側に接続されている。巻線間分布容量Cpa
rは各巻線n11〜n22に存在するもので、コモンモ
ードノイズを低減するという目的からこの容量値は各巻
線でほぼ等しくなっている。
【0012】このように構成された装置の特性について
説明する。図2は図1の回路のコモンモードノイズ低減
特性図である。ここで、回路定数は次のように選定され
ている。前段及び後段チョークコイルの主インダクタン
スL1,L2は3mHであり、巻線間分布容量Cpar
は3pFになっている。前段及び後段コンデンサの容量
値Cx1,Cx2は0.22μF,Y−コンの容量値C
y1,Cy2は2200pFである.この結果,共振周
波数はf0が62kHz、f1が459kHz、f2が
1.2MHzになっている。またスイッチング周波数f
swは500kHzになっている。このように設計する
と、次の関係が成立している。
説明する。図2は図1の回路のコモンモードノイズ低減
特性図である。ここで、回路定数は次のように選定され
ている。前段及び後段チョークコイルの主インダクタン
スL1,L2は3mHであり、巻線間分布容量Cpar
は3pFになっている。前段及び後段コンデンサの容量
値Cx1,Cx2は0.22μF,Y−コンの容量値C
y1,Cy2は2200pFである.この結果,共振周
波数はf0が62kHz、f1が459kHz、f2が
1.2MHzになっている。またスイッチング周波数f
swは500kHzになっている。このように設計する
と、次の関係が成立している。
【数1】 即ち、共振周波数f1がスイッチング周波数fswに比
べて小さくなるように、主インダクタンスL2が定めら
れている。
べて小さくなるように、主インダクタンスL2が定めら
れている。
【0013】表1はノイズのソースインピーダンスCs
が変動したときのノイズ低減特性の測定例である。ソー
スインピーダンスCsが40pFと100pFの場合
で,スイッチング周波数fswでのノイズ低減量を比較
している。スイッチング電源で最もノイズを含む周波数
成分はスイッチング周波数fswであるから、この周波
数帯域での低減特性が安定している事が望ましい。図7
に示す従来例では、共振周波数f1がスイッチング周波
数fswに比べて高いので、ソースインピーダンスCs
の変動によりノイズ低減特性が12dB変動した。これ
に対して、図1に示す本実施例では、ソースインピーダ
ンスCsの変動によりノイズ低減特性が4dB変動する
に過ぎない。
が変動したときのノイズ低減特性の測定例である。ソー
スインピーダンスCsが40pFと100pFの場合
で,スイッチング周波数fswでのノイズ低減量を比較
している。スイッチング電源で最もノイズを含む周波数
成分はスイッチング周波数fswであるから、この周波
数帯域での低減特性が安定している事が望ましい。図7
に示す従来例では、共振周波数f1がスイッチング周波
数fswに比べて高いので、ソースインピーダンスCs
の変動によりノイズ低減特性が12dB変動した。これ
に対して、図1に示す本実施例では、ソースインピーダ
ンスCsの変動によりノイズ低減特性が4dB変動する
に過ぎない。
【表1】
【0014】ここでは、ソースインピーダンスCsの変
動があっても、共振周波数f1がスイッチング周波数f
swに比べて低くなるように、主インダクタンスL2の
値を定めている。従って、設計に当たってはソースイン
ピーダンスCsの変動時の最小値Csmin を用いてい
る。すると、ソースインピーダンスCsの変動があって
も、スイッチング周波数fsw以上の周波数帯域でのノ
イズ低減特性の変動が小さくなる。また一般に、共振周
波数f2以上の周波数帯域では、実装構造の影響が強く
現れて、インダクタンスや容量値などの素子パラメータ
の影響を余り受けなくなる。
動があっても、共振周波数f1がスイッチング周波数f
swに比べて低くなるように、主インダクタンスL2の
値を定めている。従って、設計に当たってはソースイン
ピーダンスCsの変動時の最小値Csmin を用いてい
る。すると、ソースインピーダンスCsの変動があって
も、スイッチング周波数fsw以上の周波数帯域でのノ
イズ低減特性の変動が小さくなる。また一般に、共振周
波数f2以上の周波数帯域では、実装構造の影響が強く
現れて、インダクタンスや容量値などの素子パラメータ
の影響を余り受けなくなる。
【0015】図3は本発明の他の実施例におけるノイズ
低減特性図である。ここでは、次式を充足するように回
路定数が定められている。
低減特性図である。ここでは、次式を充足するように回
路定数が定められている。
【数2】 即ち、3個の共振周波数f0〜f2の何れもスイッチン
グ周波数fswに比較して低くしている。具体的には、
前段及び後段チョークコイルの主インダクタンスL1,
L2は20mHであり、巻線間分布容量Cparは10
pFになっている。前段及び後段コンデンサの容量値C
x1,Cx2は0.22μF,Y−コンの容量値Cy
1,Cy2は2200pFである点は、図2の場合と同
様である。この結果,共振周波数はf0が24kHz、
f1が178kHz、f2が252kHzになってい
る。このようにすると、素子パラメータの変動に起因す
るノイズ低減特性の変動が小さくなり、ノイズフィルタ
として好ましい。
グ周波数fswに比較して低くしている。具体的には、
前段及び後段チョークコイルの主インダクタンスL1,
L2は20mHであり、巻線間分布容量Cparは10
pFになっている。前段及び後段コンデンサの容量値C
x1,Cx2は0.22μF,Y−コンの容量値Cy
1,Cy2は2200pFである点は、図2の場合と同
様である。この結果,共振周波数はf0が24kHz、
f1が178kHz、f2が252kHzになってい
る。このようにすると、素子パラメータの変動に起因す
るノイズ低減特性の変動が小さくなり、ノイズフィルタ
として好ましい。
【0016】なお、上記実施例においては2次フィルタ
について述べたが、本発明は任意のn次フィルタについ
ても同様に適用できる。いまn次フィルタ(n=1,2,・・
・)に存在するm個の共振点について、周波数の低いほう
からf0,f1,・・・,fm-1とする(mは整数)。ある共振
周波数fl(l=0〜m-1)は、インダクタンスLlとコン
デンサClの共振を表すとする。ここで、インダクタン
スLl又はコンデンサC lの数個が重複していても差し支
えない。また、コンデンサClのいずれか一つが容量性
インピーダンスCsに相当している。この場合、共振周
波数flは次式で表すことができる。 fl=1/{2π・(Ll・Cl)1/2} (5) すると、すべての共振周波数をflスイッチング周波数
に比較して低くなるようにノイズフィルタの回路定数を
選定すれば、素子パラメータの変動に対して安定なノイ
ズフィルタを容易に設計することができる。
について述べたが、本発明は任意のn次フィルタについ
ても同様に適用できる。いまn次フィルタ(n=1,2,・・
・)に存在するm個の共振点について、周波数の低いほう
からf0,f1,・・・,fm-1とする(mは整数)。ある共振
周波数fl(l=0〜m-1)は、インダクタンスLlとコン
デンサClの共振を表すとする。ここで、インダクタン
スLl又はコンデンサC lの数個が重複していても差し支
えない。また、コンデンサClのいずれか一つが容量性
インピーダンスCsに相当している。この場合、共振周
波数flは次式で表すことができる。 fl=1/{2π・(Ll・Cl)1/2} (5) すると、すべての共振周波数をflスイッチング周波数
に比較して低くなるようにノイズフィルタの回路定数を
選定すれば、素子パラメータの変動に対して安定なノイ
ズフィルタを容易に設計することができる。
【0017】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば共
振周波数f1がスイッチング周波数fswに比較して低
くなるように主インダクタンスL2を選定しているの
で、部品の実装などに起因するノイズのソースインピー
ダンスCsが変動してもノイズ低減特性が安定となり、
EMI対策上好ましいノイズフィルタが得られる。この
ような ノイズフィルタはEMIノイズに占めるコモン
モードノイズの割合の大きなスイッチング電源に用いて
好適である。
振周波数f1がスイッチング周波数fswに比較して低
くなるように主インダクタンスL2を選定しているの
で、部品の実装などに起因するノイズのソースインピー
ダンスCsが変動してもノイズ低減特性が安定となり、
EMI対策上好ましいノイズフィルタが得られる。この
ような ノイズフィルタはEMIノイズに占めるコモン
モードノイズの割合の大きなスイッチング電源に用いて
好適である。
【図1】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図2】図1の回路のコモンモードノイズ低減特性図で
ある。
ある。
【図3】本発明の他の実施例におけるノイズ低減特性図
である。
である。
【図4】ノイズフィルタの回路図である。
【図5】ノイズフィルタ回路近傍のノイズの説明図であ
る。
る。
【図6】コモンモード減衰特性測定回路図である。
【図7】ノイズフィルタの周波数減衰特性図である。
【図8】容量性ソースインピーダンスCsの説明図であ
る。
る。
【図9】容量性ソースインピーダンスCsの変動による
ノイズフィルタの周波数減衰特性図である。
ノイズフィルタの周波数減衰特性図である。
Claims (3)
- 【請求項1】交流電源が両端に接続される前段コンデン
サCx1と、この前段コンデンサCx1の両端と接続さ
れる巻線n11,n12を有する前段チョークコイルL
1と、この前段チョークコイルの各巻線の他端が接続さ
れた後段コンデンサCx2と、この後段コンデンサと並
列に接続されると共に共通接続点の接地されたY−コン
Cy1,Cy2と、このYーコンの両端と接続される巻
線n21,n22を有する後段チョークコイルL2とを
有し、この後段チョークコイルの出力をスイッチング電
源におくるノイズフィルタにおいて、 後段チョークコイルの主インダクタンスL2とノイズの
容量性ソースインピーダンスCsより定まる共振周波数
f1を、前記スイッチング電源のスイッチング周波数f
swに比較して小さくしたことを特徴とするノイズフィ
ルタの実装構造。 - 【請求項2】請求項1記載のノイズフィルタにおいて、
前段チョークコイルの主インダクタンスL1とY−コン
の容量Cyより定まる第1共振周波数f0、後段チョー
クコイルの主インダクタンスL2とチョークコイルの巻
線間分布容量Cparより定まる第2共振周波数f2の
いずれも前記スイッチング電源のスイッチング周波数f
swに比較して小さくしたことを特徴とするノイズフィ
ルタの実装構造。 - 【請求項3】1次又は2次以上のノイズフィルタにおい
て、コモンモードチョークコイルの主インダクタンス等
のインダクタンスと、該コモンモードチョークコイルの
巻線間分布容量、Y−コンの容量、容量性インピーダン
ス等の容量との、共振により生ずる複数個の共振周波数
を全て前記スイッチング電源のスイッチング周波数に比
較して小さくしたことを特徴とするノイズフィルタの実
装構造。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP03330667A JP3087784B2 (ja) | 1991-12-13 | 1991-12-13 | ノイズフィルタの実装構造 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP03330667A JP3087784B2 (ja) | 1991-12-13 | 1991-12-13 | ノイズフィルタの実装構造 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05167376A true JPH05167376A (ja) | 1993-07-02 |
JP3087784B2 JP3087784B2 (ja) | 2000-09-11 |
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ID=18235242
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP03330667A Expired - Fee Related JP3087784B2 (ja) | 1991-12-13 | 1991-12-13 | ノイズフィルタの実装構造 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3087784B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104901310A (zh) * | 2014-03-07 | 2015-09-09 | 中国人民解放军海军电磁兼容研究检测中心 | 一种三相复合无源谐波滤波装置 |
WO2016027374A1 (ja) * | 2014-08-22 | 2016-02-25 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
US10630335B2 (en) | 2016-11-21 | 2020-04-21 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Wireless circuit-mounted electronic apparatus |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1991
- 1991-12-13 JP JP03330667A patent/JP3087784B2/ja not_active Expired - Fee Related
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WO2016027374A1 (ja) * | 2014-08-22 | 2016-02-25 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
CN106575927A (zh) * | 2014-08-22 | 2017-04-19 | 三菱电机株式会社 | 功率转换装置 |
JPWO2016027374A1 (ja) * | 2014-08-22 | 2017-04-27 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
EP3185410A4 (en) * | 2014-08-22 | 2018-04-11 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
US10218259B2 (en) | 2014-08-22 | 2019-02-26 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
CN106575927B (zh) * | 2014-08-22 | 2019-05-10 | 三菱电机株式会社 | 功率转换装置 |
US10630335B2 (en) | 2016-11-21 | 2020-04-21 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Wireless circuit-mounted electronic apparatus |
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