JP2697862B2 - 電源回路 - Google Patents

電源回路

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JP2697862B2
JP2697862B2 JP63167886A JP16788688A JP2697862B2 JP 2697862 B2 JP2697862 B2 JP 2697862B2 JP 63167886 A JP63167886 A JP 63167886A JP 16788688 A JP16788688 A JP 16788688A JP 2697862 B2 JP2697862 B2 JP 2697862B2
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    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12Arrangements for reducing harmonics from ac input or output

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電力蓄積手段であって、この電力蓄積手段
に交流電源が接続されている特定の時間間隔中この交流
電源から供給される電力を蓄積するようになっている当
該電力蓄積手段と、この電力蓄積手段から電力を取出す
スイッチと、このスイッチを周期的に動作させる制御回
路とを具えている電源回路に関するものである。

本“シャルトネッツタイレ・イン・デア・プラクシス
(Schaltnetzteile in der Praxis)”、オトマル・キ
ルゲンスティン(Otmar Kilgenstein)氏著の第105頁以
降には、主電源電圧がブリッジ整流器で整流され、蓄積
キャパシタを充填するようにした主電源動作用の順方向
コンバータが記載されている。蓄積キャパシタは変圧器
の一次巻線とトランジスタとの直列回路に接続されてお
り、このトランジスタは制御回路により交互にターン・
オンおよびターン・オフせしめられる。電力は蓄積キャ
パシタから変圧器の二次巻線を経て取出される。

この既知の回路配置では、周期的に動作するスイッチ
ングトランジスタのスイッチング動作により交流電源、
すなわち例えば交流主電源(幹線電源;商用電源)に不
所望な高周波電圧および電流を生ぜしめ、これにより、
例えば交流電源により附勢される他の負荷に妨害を生ぜ
しめるおそれがある。このような妨害を抑圧するため
に、交流電源と他の回路配置の他の区分との間にコイ
ル、キャパシタ、所望に応じ抵抗を有する受動高周波フ
ィルタを配置することが知られている。このような干渉
フィルタは前記の本の第105頁における第5.1図に関する
記述に記載されている。しかし、このようなフィルタは
複雑で高価であり、全回路体積の可成りの部分を占め
る。

本発明の目的は、前述した電源回路で生じる妨害を、
簡単で、嵩張らず、廉価な手段により抑圧しうるように
前述した種類の電源回路を提供せんとするにある。

本発明は、電力蓄積手段であって、この電力蓄積手段
に交流電源が接続されている特定の時間間隔中この交流
電源から供給される電力を蓄積するようになっている当
該電力蓄積手段と、この電力蓄積手段から電力を取出す
スイッチと、このスイッチを周期的に動作させる制御回
路とを具えている電源回路において、前記の交流電源が
前記の電力蓄積手段に接続されている時間間隔以外での
み前記のスイッチを動作させるように前記の制御回路を
構成したことを特徴とする。

本発明は、スイッチの周期的な動作により生ぜしめら
れる妨害は、電力を電力蓄積手段に供給する目的で交流
電源を電力蓄積手段に接続した場合のみ交流電源に伝達
されるという事実の認識を基に成したものである。本発
明によれば、交流電源を電力蓄積手段に接続している時
間間隔中スイッチの動作を抑制する為、これらの時間間
隔中妨害は生じない。交流電源が電力蓄積手段から分離
されている他の時間に対しては、スイッチによって生ぜ
しめられる妨害はこの分離の為に少なくともほととんど
交流電源に伝達されない。従って通常の種類の干渉フィ
ルタを省略することができる。

交流電源およず電力蓄積手段は、電力を交流電源から
電力蓄積手段に供給する整流器段により互いに接続した
り分断したりするのが好ましい。整流器段が導通して電
力蓄積手段を充電している時間間隔中は、スイッチの作
動を抑制する為、このスイッチから導通中の整流器段を
経て交流電源に妨害が伝達されない。

交流電源は電力供給主電源(幹線電源;商用電源)と
するのが好ましい。この場合、本発明によれば主電源へ
の妨害の侵入を排除し、従ってこの主電源によって附勢
される他の負荷、例えば通信或いはデータ処理用の電子
装置が妨害を拾うのを防止する。しかし、交流電源はチ
ョッパ回路等とすることもでき、この場合このチョッパ
回路等が本発明により後段の回路からの妨害に対して保
護される。

妨害を更に抑圧するためには、整流器段を容量性手段
で分路することもできる。このような容量性手段によれ
ば整流器段の両端間の妨害を短絡して、この妨害が交流
電源に伝達されえないようにすることができ、更に整流
器段の逆バイアスインピーダンスの非対称性を補償した
りこの非対称性により生じる妨害の寄生伝達を非除した
りすることができる。

以下図面につき説明する。

第1図は、交流電源(電圧源)1から電力蓄積手段6
を経て負荷8に電力を供給する従来の電源回路を示す。
交流電源1は主電源(幹線電源)であり、その線路抵抗
を第1図の等価回路に2つの主電源インピーダンス2,3
で表わしてある。交流主電源電圧UWはこの交流電源1か
ら干渉フィルタとして機能する高周波フィルタ4を経て
整流器段に供給される。この整流器段は4ダイオードブ
リッジ整流器5を有する。整流された交流主電源電圧が
電力蓄積手段6を充電する。この電力蓄積手段は電解キ
ャパシタを有するようにするのが好ましく、その高周波
等価回路を第1図に示してある。この電力蓄積手段はこ
の電解キャパシタ60以外に、線路抵抗61および線路イン
ダクタンス62を有している。電力蓄積手段は電解キャパ
シタの代りに、蓄電池を有することができ、この蓄電池
は第1図の等価回路でキャパシタ60の代りとなる。

電力蓄積手段6はスイッチングモードの電力供給部7
に接続されており、電力蓄積手段8からこの電力供給部
7を経て負荷8に電力が与えられる。この目的のため
に、電力供給部7は周期的に動作するスイッチとして作
用するトランジスタ10と、負荷8に対し直列に配置した
コイル9とを有している。負荷8、コイル9およびトラ
ンジスタ10を有する直列回路は電力蓄積手段6と並列に
接続されている。更に、コイル9および負荷8を有する
直列回路はフリーホイールダイオード11により分路され
ており、負荷に並列にキャパシタ12が配置されている。

第2図は、交流主電源電圧UVの1つの半サイクルに相
当する時間間隔TWの間の交流電源1から電力蓄積手段6
への電力供給に関する電流および電圧波形を示す。横軸
には時間tがプロットされている。破線は電力蓄積手段
6の両端間の電圧UCの変化を示す瞬時0から瞬時t1まで
の時間間隔中は、電圧UCは交流主電源電圧UWより高い。
従って、ブリッジ整流器5は遮断され、交流電圧源1か
ら電力蓄積手段6に電流が流れない。更に、この時間間
隔中は電圧UCが負荷で消費される電力に応じて減少す
る。交流主電源電圧UWが電力蓄積手段6にまたがる電圧
UCの値まで増大する瞬時t1で、ブリッジ整流器5が導通
し、充電電流ICが電力蓄積手段6に流れる。この波形IC
を第2図に示す。この充電電流により電力蓄積手段6の
両端間の電圧UCは交流主電源電圧UWの変化を追従する。
この追従は、電圧UWがそのピーク値に達し、スイッチン
グモード電力供給部7により電力が引かれることにより
達成される電圧UCの減少の速度よりも速い速度で電圧UW
が減少される瞬時まで行なわれる。この瞬時t2から交流
主電源電圧UWが再び電力蓄積手段6の両端間の電圧UCよ
りも小さくなり、充電電流ICが0となる。従って、0〜
t1の時間間隔に対して上述たことはt2からTWまでの時間
間隔についても当てはまる。

次に、スイッチングモードの電力供給部7の動作を、
前述した回路選択にかかわらずに説明する。この目的の
ために、第3図に2つの電流波形を示す。トランジスタ
10は交流主電源電圧UWの周波数に比べて高いスイッチン
グ周波数で周期的にターン・オンおよびターン・オフす
る。交流主電源電圧UWの周波数を例えば50Hzとする場合
には、一般にトランジスタ10を少なくとも20KHzの周波
数でスイッチングさせる。

トランジスタ10が瞬時0でターン・オンする場合に
は、連続的に増大する電流ILがコイル9および負荷8を
流れる。この電流は電力蓄積手段からトランジスタ10を
経て電流ITとして取出されるものであり、この電力蓄積
手段の両端間の電圧UCによって生ぜしめられる。瞬時T1
0ではトランジスタ10が制御回路(図示せず)により遮
断せしめられる為、電流ITが零となる。しかし、電力蓄
積がある為にコイル9中の電流ILは定常状態にあり、従
って瞬時T10後にも流れるもこの電流はフリーホイール
ダイオード11を流れるものである。次の瞬時TSには、す
なわちトランジスタ10の動作から1周期後には、このト
ランジスタ10が再びターン・オンし、電流ITおよびILが
再び増大する。電力蓄積手段6およびキャパシタ12の双
方は、これらの両端間の電圧がトランジスタ10の動作周
期(TS)に対してのこぎり波状の電流ITおよびILを殆ど
追従せずに、負荷8が常に平滑化された直流電圧で附勢
さるような寸法となっている。電流ITおよびILはほぼ一
定な電圧に作用する為、少なくともほぼ直線的なエッジ
を呈する。

第1図の回路では、接続点Aを経てトランジスタ10を
通る電流は電力蓄積手段6により部分的にのみ供給され
るものであり、残りの電流は交流電源1によりブリッジ
整流器5を経て供給される。この電流の割合はブリッジ
整流器5のインピーダンス、主電源インピーダンス2,
3、および電力蓄積手段6のインピーダンス、すなわち
特に線路抵抗61および線路インピーダンス62に依存す
る。電流ITのうち交流電源1からブリッジ整流器5経て
供給される部分は本発明により抑圧すべき妨害(干渉)
となる。この場合、線路インダクタンスの為に電力蓄積
手段6、例えば電解キャパシタは直列同調回路として機
能し、その共振周波数よりも高い周波数でのインピーダ
ンスを線路インダクタンス62で表わしている。この誘導
性の抵抗は周波数に応じて増大し、トランジスタ電流IT
のうちの増大部分は交流電流源1によりブリッジ整流器
5を経て供給される。このことは、特に、コイル9およ
びキャパシタ12の寸法を減少させるために望ましいよう
にトランジスタ10に対するイッチング周波数を高くした
際に、交流電源1に伝達される妨害の量が増大するとい
うことを意味する。

交流電源1に伝達される妨害の量は殆どブリッジ整流
器5の状態に依存する。瞬時t1およびt2間の時間間隔で
は、ブリッジ整流器が導通状態にあり、このブリッジ整
流器が低い主電源インピーダンス2および3と相俟っ
て、トランジスタ電流ITの可成りの部分が流れる低抵抗
を構成する。主電源インピーダンスは代表的には電流IT
の周波数で50Ωよりも小さいかこれに等しい。

交流主電源電圧UWの半サイクルの他の時間間隔では、
ブリッジ整流器5が遮断し、従って極めて高い値の抵抗
を構成し、この抵抗は原理的にブリッジ整流器5の逆バ
イアスキャパシタンス、例えば空乏層キャパシタンスを
有するブリッジダイオードで表わされる。これらの空乏
層キャパシタンスは数ピコファラッド程度の大きさであ
り、トランジスタ電流ITの殆どすべてが電力蓄積手段6
により供給されるような高抵抗を構成する。

本発明は上述した回路の動作とは異なる動作を用い、
ブリッジ整流器5が導通している時間間隔中トランジス
タ10に対する駆動を遮断し従って妨害が生じないように
することにより妨害が交流電源1に達しないようにす
る。この場合、高周波フィルタ4を省略することができ
る。第1図に示す回路配置のこの高周波フィルタを、ト
ランジスタ10の周期的な駆動を抑制する装置に代える。

このような回路配置の一例を第4図に示す。この第4
図においては前述した回路部分に対応する部分には前述
した符号と同じ符号を付した。スイッチングモードの電
力供給部7には、制御回路13も示してあり、この制御回
路はトランジスタ10を周期的にターン・オンさせるもの
であり、この目的のためにこの制御回路はライン30を経
てこのトランジスタ10のベースに接続される。ブリッジ
整流器5と接続点Aとの間の接続ライン中には低抵抗値
の測定抵抗31が配置されており、充電電流ICが時間間隔
t1〜t2中に流れる際にこの抵抗31の両端間にわずかな電
圧降下が生じる。測定抵抗31の抵抗値は、充電電流ICに
より生ぜしめられる電圧降下を後段の測定増幅器32によ
り信頼的に検出しうるとともにこの電圧降下により最小
の電力損失しか生じないように決定する。この測定増幅
器32はその出力端33にデジタル抑制信号を生じ、この抑
制信号は、充電電流ICが流れる際に論理値0となり、他
の時間間隔中に論理値1となるようにする。これによ
り、トランジスタ10へのライン中に配置したAND回路34
が、従ってこのトランジスタ10が瞬間間隔t1〜t2中にタ
ーン・オフする。

充電電流ICの代りに、交流電源電圧UWと電力蓄積手段
6の両端間の電圧UCとの間の差を測定して抑制信号を取
出すこともできる。このようにすると、測定抵抗におけ
る損失を無くすことができる。このような回路配置を第
5図に示す。この第5図においても前述した素子と対応
する素子には前述した符号と同じ符号を付した。この第
5図の回路配置では、互いに逆の極性とした2つのダイ
オード14,15を有する直列回路がブリッジ整流器5と並
列で交流電源1に接続されており、整流されているも平
滑化さていない交流主電源電圧、すなわち第2図にUWで
示すような波形がこれらダイオード間の接続点35に現わ
れる。この電圧が測定増幅器32で電力蓄積手段6の両端
間の電圧UCと比較される。この増幅器の出力端33に現わ
れる抑制信号は第4図の回路配置につき説明したのと同
じ値をとるようにする。

第6図は時間ゲート回路を有する本発明の第3実施例
を示す。この回路配置は比較器18と2つの単安定マルチ
バイブレータ19および20とを有する。本例の場合も前述
した例の部分と同じ部分には前述した符号と同じ符号を
付した。第6図に示す回路配置では、整流されているも
平滑化されていない交流主電源電圧UWがダイオード14,1
5間の接続点35から、2つの抵抗16,17を有する分圧器を
経て比較器18の第1入力端36に供給され、この比較器の
第2入力端37には基準電圧UREFが供給される。比較器18
は差動増幅器を有し、その反転入力端が第1入力端36で
あり、非反転入力端が比較器18の第2入力端37であるよ
うにするのが好ましい。

第7図は第6図の回路配置に関する幾つかの信号波形
を示す。第7図aはダイオード14および15により整流さ
れ、その後に分圧器16,17で分圧された後に比較器18の
第1入力端36に得られる電圧UWKを示す。基準電圧UREF
は破線で示してある。この基準電圧は電圧UWKの振幅に
比べて低く、交流主電源電圧UWKの1つの半サイクルの
長さTWの大部分が基準電圧UREFよりも高くなるようにな
っている。電圧UWKは交流主電源電圧UWの零交差点のす
ぐ近辺でのみ、すなわち例えば瞬時0および瞬時TWの付
近で電圧UREFよりも小さくなる。これらのわずかな時間
間隔中に比較器18の出力端38における電圧U38が高い値
となり、この電圧U38はその他の時間間隔中零となる。
第7図bがこの電圧U38を時間の関数として示してい
る。

比較器18の出力端38における電圧U38は単安定マルチ
バイブレータ19の入力端に供給される。このマルチバイ
ブレータの出力端39には電圧U39が現われ、この電圧の
変化を第7図cに示してある。電圧U38の各立上り縁が
第1単安定マルチバイブレータ19の出力単39に正の電圧
パルスを生ぜしめ、このパルスは電圧U38のパルスが生
じる交流主電源電圧UWの半サイクルの開始から時間間隔
t1後に終了する。電圧U39のパルスは第1単安定マルチ
バイブレータ19の出力端39に接続された第2単安定マル
チバイブレータ20の入力端に供給される。電圧U39の立
下り縁は第2端安定マルチバイブレータ20の出力端40に
幅t2−t1の負の電圧パルスを生ぜしめる。このパルスを
第7図dに波形U40として示している。このパルスが、
充電電流ICが流れる時間間隔に正確に一致する時間ゲー
トを決定する。この電圧U40はマルチバイブレータ20の
出力端40を経てAND回路34に供給され、前記の時間ゲー
ト中このAND回路がライン30を介してのトランジスタ10
の駆動を抑制する。負荷8の製造誤差或いは変動によっ
て、充電電流ICが流れる時間間隔の位置および長さが変
動するのを補償せしめるために、時間ゲートをt1および
t2間の時間間隔よりもわずかに長くすることができる。

第8図は、トランジスタ10によって交流電源1の両端
間に生じる妨害を更に減少せしめるようにした本発明回
路の更に他の実施例を示す。本発明による回路配置で
は、電流ITによりブリッジ整流器5の両端間に生ぜしめ
られる妨害はブリッジ整流器5のダイオードが遮断して
いる時間間隔中にのみ生じる。この際ダイオードの空乏
層キャパシタンスが動作状態となる。これらはブリッジ
回路を構成し、このブリッジ回路の対角アーム中に交流
電源1と主電源インピーダンス2,3とが位置している。
これらすべてのダイオードの空乏層キャパシタンスの値
が互いに同じである場合には、ブリッジ回路は平衡とな
り、妨害が交流電源1に到達しえない。しかし、ダイオ
ードの空乏層キャパシタンスはこれらダイオードの端子
間電圧に著しく依存する。しかし、これらの電圧は交流
主電源電圧UWの為に絶えず変化している為、ダイオード
が互いに同一である場合でも、交流主電源電圧UWの零交
差中のみ平衡化が達成される。従って、第8図に示す回
路配置では、ブリッジ整流器5のダイオードを、4つの
調整用キャパシタ41,42,43,44を有し各キャパシタがブ
リッジ整流器5の各ダイオードと並列に配置された容量
性回路により分路する。調整用キャパシタ41,42,43,44
は、ダイオードを交流主電源電圧UWで駆動することによ
り得られるこれらダイオードの最大空乏層キャパシタン
スに比べて大きなキャパシタンスを有する。ブリッジ整
流器5の平衡は実際に調整用キャパシタ41,42,43,44に
依存し、従ってブリッジ整流器5に印加される交流主電
源電圧UWに殆ど依存しないようにる。このようにするこ
とにより、電流ITにより妨害が交流電源に伝達されるの
を更に減少させる。

上述した手段は双方の主電源線路に、従って双方の主
電源インピーダンス2,3に逆相で現われる対称的な妨害
を減少させる場合に関して説明したが、本発明は非対称
の妨害をも減少せしめるものである。このような非対称
の妨害は、トランジスタ10およびフリーホイールダイオ
ード11が交互にターン・オンおよびターン・オフする結
果としてトランジスタ10よりも後方の、すなわちトラン
ジスタ10、コイル9およびフリーホイールダイオード11
の相互接続点Bにおける電位が大地電位付近の低い値と
電圧UC付近の高い値との間で切換わる場合に生じる。相
互接続点Bと接地ラインとの間の寄生容量は完全には無
くすことができない為、同相の容量性電流が流れ、これ
らの電流は原理的に第1図の2つの主電源インピーダン
ス2,3間で等しく分配される。このことを第9図の等価
回路に電流ISおよび寄生キャパシタンス21で示してあ
る。前述した素子と同じ素子には前述した符号と同じ符
号を付してあるこの等価回路は、寄生電流ISが主電源イ
ンピーダンス2および3より成る2つの岐路間で分割さ
れ、ブリッジ整流器5、接続点Aおよびトランジスタ10
を経て接続点Bに戻るということを示している。寄生容
量21を100pFよりも小さな代表的な値とする場合、ブリ
ッジ整流器5のダイオードの空乏層キャバシタンスおよ
び存在するなら調整用キャパシタ41,42,43,44は電流IS
を有効に抑圧するのに十分高いインピーダンスを構成せ
ず、また50オーム或いはこれよりも低い主電源インピー
ダンス2,3の低い抵抗値も電流ISを有効に抑圧するのに
適していない。従って、交流電源1、主電源インピーダ
ンス2,3およびブリッジ整流器5を有する回路と並列に
分路キャパシタ22,23を配置し、これらキャパシタの大
きさは、電流ISに対しこれらキャパシタが、遮断してい
るブリッジ整流器5よりも可成り低いインピーダンスを
呈するように定める。このようにすることにより上述し
た妨害成分を簡単な手段により、すなわち比較的低いキ
ャパシタンス値のキャパシタにより極めて有効に抑圧し
うるようにする。

要するに本発明によれば、第9図の分路キャパシタ2
2,23を用いる場合でも、第8図の調整用キャパシタ41,4
2,43,44を用いる場合でも、極めて簡単でコンパクトな
回路構成を可能にする。回路構成が簡単となるという利
点は、負荷8への電力の供給を充電電流ICが流れている
時間間隔中抑制する場合でも保たれるものであり、従っ
てキャパシタ12はこれに応じた大きさとする必要があ
る。キャパシタ12は負荷と並列に配置された蓄電池と置
換えこれにより充電時間間隔をより一層自由に選択しう
るようにするのが特に有利である。

【図面の簡単な説明】

第1図は、従来の電源回路配置を示す線図、 第2および第3図は、第1図の回路配置における所定の
電圧および電流波形を示す線図、 第4〜6図は、本発明の電源回路配置の3例を示す線
図、 第7図は、第6図の回路配置における信号波形を示す線
図、 第8および第9図は、本発明の変形例を示す線図であ
る。 1……交流電源 2,3……主電源インピーダンス 4……高周波フィルタ、5……ブリッジ整流器 6……電力蓄積手段、7……電力供給部 8……負荷、9……コイル 10……トランジスタ 11……フリーホイールダイオード 12……キャパシタ、13……制御回路 18……比較器 19,20……単安定マルチバイブレータ 22,23……分岐キャパシタ 31……測定抵抗、32……測定増幅器 41〜44……調整用キャパシタ

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】電力蓄積手段であって、この電力蓄積手段
    に交流電源が接続されている特定の時間間隔中この交流
    電源から供給される電力を蓄積するようになっている当
    該電力蓄積手段と、この電力蓄積手段から電力を取出す
    スイッチと、このスイッチを周期的に動作させる制御回
    路とを具えている電源回路において、前記の交流電源
    (1)が前記の電力蓄積手段(6)に接続されている時
    間間隔(t2−t1)以外でのみ前記のスイッチ(10)を動
    作させるように前記の制御回路(13)を構成したことを
    特徴とする電源回路。
  2. 【請求項2】請求項1に記載の電源回路において、前記
    の交流電源(1)から前記の電力蓄積手段(6)に電力
    を供給する整流器段(5)を具えていることを特徴とす
    る電源回路。
  3. 【請求項3】請求項1または2に記載の電源回路におい
    て、前記の交流電源(1)が電力供給主電源であること
    を特徴とする電源回路。
  4. 【請求項4】請求項1〜3のいずれか一項に記載の電源
    回路において、前記の交流電源(1)が前記の電力蓄積
    手段(6)に接続されている時間間隔を検出し、これら
    時間間隔中前記の制御回路(13)の動作を抑制する検出
    器(31,32および14,15,32)を具えていることを特徴と
    する電源回路。
  5. 【請求項5】請求項4に記載の電源回路において、前記
    の検出器は、前記の交流電源(1)から前記の電力蓄積
    手段(6)に供給される充電電流を検出する電流検出器
    (31,32)として構成されていることを特徴とする電源
    回路。
  6. 【請求項6】請求項4に記載の電源回路において、前記
    の検出器は、前記の交流電源(1)と前記の電力蓄積手
    段(6)との間の電圧差の特定の方向および大きさまた
    はこれらのいずれか一方を検出する電圧検出器(14,15,
    32)として構成されていることを特徴とする電源回路。
  7. 【請求項7】請求項1〜3のいずれか一項に記載の電源
    回路において、電力が前記の電力蓄積手段(6)に供給
    されている時間間隔(t2−t1)を有する時間ゲート中前
    記の交流電源(1)による制御の下で前記のスイッチ
    (10)の動作を抑制する時間ゲート回路(14〜20)を具
    えていることを特徴とする電源回路。
  8. 【請求項8】請求項2に記載の或いは請求項2に依存す
    る請求項3〜7のいずれか一項に記載の電源回路におい
    て、前記の整流器段(5)が容量性回路(22,23;41〜4
    4)により分路されていることを特徴とする電源回路。
  9. 【請求項9】請求項8に記載の電源回路において、前記
    の容量性回路は、前記の電力蓄積手段(6)に接続され
    ている前記の整流器段(5)の端子を前記の交流電源
    (1)の接地端子に接続するキャパシタ回路(22,23)
    を有していることを特徴とする電源回路。
  10. 【請求項10】請求項8に記載の電源回路において、前
    記の整流器段(5)はブリッジ整流器を有し、前記の容
    量性回路は調整用キャパシタ(41〜44)を有し、これら
    調整用キャパシタの各々は前記のブリッジ整流器の各素
    子とそれぞれ並列に配置され、各調整用キャパシタは前
    記のブリッジ整流器の各素子の空乏層キャパシタンスよ
    りも可成り高いキャパシタンス値を有していることを特
    徴とする電源回路。
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