JP2007124125A - ノイズフィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】リアクトルが有する寄生容量の影響を低減し、理想的なリアクトルに近い特性が得られると共に、所望の高周波領域において所望の減衰特性を得るノイズフィルタを実現する。
【解決手段】各一対の入出力端子間に接続されるノイズフィルタにおいて、入力端子Ａと出力端子Ｃとの間に第１のリアクトル１ａを接続し、入力端子Ｂと出力端子Ｄとの間にリアクトル１ａとインダクタンス値がほぼ等しいリアクトル１ｂを接続すると共に、入力端子Ａと出力端子Ｄとの間、及び、入力端子Ｂと出力端子Ｃとの間に、リアクトル１ａ，１ｂの寄生容量とほぼ等しい静電容量を有するコンデンサ４ａ，４ｂをそれぞれ接続する。
【選択図】図１

Description

本発明は、商用電源や電源装置内部の電力線またはアース線に接続され、電源装置等から流出する高周波の脈動成分やノイズを抑制するノイズフィルタに関する。

最も簡易な構成のノイズフィルタはリアクトルのみからなり、商用周波数の高周波成分や、ｋＨｚオーダ以上の高周波の脈動成分などのノイズを抑制する作用を果たしている。この種のノイズフィルタは、例えば特許文献１に記載されており、以下、この文献記載のノイズフィルタについて説明する。

図６は、同図（ａ）に示す１個のリアクトル１からなるノイズフィルタ２を、同図（ｂ）のように電力系統７と電源装置５とを結ぶ電力線２０に接続した例である。
ノイズフィルタ２は、電源装置５の内部に存在するノイズ源６から電力系統７に流出しようとするノイズ電流ｉ_ｎを抑制する効果を持つ。ここで、リアクトル１のインダクタンスをＬ_ｆとすると、ノイズ電流ｉ_ｎを抑制する効果は、数式１によって計算されるリアクトル１のインピーダンスＺ_Ｌｆに依存する。

例えば、系統内インピーダンス８（その値をＺ_０とする）に印加される電圧Ｖ_Ｚ０とノイズ源電圧Ｖ_ｎとの比を求めると数式２となり、周波数が高くなるほどインピーダンスＺ_Ｌｆは大きくなり、ノイズ電流ｉ_ｎを抑制する効果が大きくなることがわかる。

リアクトル１が理想的な素子で構成される場合には、数式１で示したように周波数が高くなるほどインピーダンスＺ_Ｌｆは大きくなり、ノイズ電流ｉ_ｎの抑制効果が大きくなる。
しかし、実際のリアクトルは巻線構造になっていることから、巻線間に小さな寄生容量が無数に存在する。
図７は寄生容量を考慮した実際のリアクトルの模式図であり、図７（ａ）は巻線間のごく小さな寄生容量まで模擬し、これらを寄生容量３として示した場合、図７（ｂ）は巻線間の寄生容量を一つに合成し、寄生容量３として示した場合である。以後は、簡単化のため、図７（ｂ）を基にして説明する。

図７（ｂ）において、リアクトル１と寄生容量３とは並列に接続されている。このとき、寄生容量３の静電容量をＣ_ｆとすると、図７（ｂ）のインピーダンスＺ_ＬＣは数式３によって求められる。

ここで、数式２と同様に、系統内インピーダンス８に印加される電圧Ｖ_{Ｚ０−ＬＣ}を求めると、数式４となる。

数式２、数式４に示す電圧比の周波数特性を図８に示す。但し、ここでは系統内インピーダンス８のＺ_０を抵抗成分と仮定して演算している。
図８より、数式２から求められる理想的なリアクトルを用いた計算結果では、周波数が高くなるほど電圧比が小さくなる。しかし、数式４で表される寄生容量を考慮した結果では、共振周波数であるｆ＝１／２π√（Ｌ_ｆＣ_ｆ）を境として電圧比が大きくなっていくことが確認できる。つまり、共振周波数以外の領域では、ノイズ電流を抑制する効果が小さくなっている。
また、実際の寄生容量３は図７（ａ）のように無数に存在し、高周波領域において複数の共振周波数が存在するので、フィルタ特性を定量的に把握することは困難である。

更に、以上の説明は、ノイズフィルタ２が単一のリアクトル１からなり、系統内インピーダンス８が抵抗成分であって単相構成のノイズフィルタに関するものであるが、リアクトルのほかに抵抗やコンデンサを組み合わせて単相または多相構成とした各種のノイズフィルタについても同様の問題が生じる。

一方、低周波成分及び高周波成分のそれぞれに有効なフィルタ構成として、特許文献２に示すようなフィルタリアクトルが提案されている。図９にその回路構成を示す。

図９において、１つのコアに巻かれた４つの巻線はそれぞれが磁気結合されてコモンモードチョークコイル１０ａ〜１０ｄを構成しており、コイル１０ｃ，１０ｄにはコンデンサ４ａ，４ｂがそれぞれ並列に接続されている。ここで、低周波領域においては、コイル１０ｃ，１０ｄとコンデンサ４ａ，４ｂとの並列共振によりインピーダンスを高めて大きな減衰特性を得ると共に、高周波領域においては、コイル１０ａ，１０ｂのインピーダンスによって減衰特性を得るようになっている。これにより、低周波領域及び高周波領域の何れについても減衰特性が得られるフィルタリアクトルを構成することができる。

しかしながら、高周波領域では減衰特性がコイル１０ａ，１０ｂのインピーダンス特性に依存するため、コイル１０ａ，１０ｂ及びその寄生容量によって決定される自己共振周波数以降の高周波領域においては、図８に示した数式４の電圧比特性と同様になり、やはり寄生容量の影響を回避することができない。

特開２００５−２０４４８号公報（段落［０００２］〜［０００４］、図９等） 特開平８−３２３９４号公報（段落［０００８］〜［００１０］、図１等）

前述したように、リアクトルを使用したノイズフィルタでは、リアクトルが有する寄生容量の影響が高周波領域において支配的となり、理想的なリアクトルとしての特性が得られないと共に、寄生容量を考慮するとしても、リアクトル及び寄生容量によって決定される最低の共振周波数以降のフィルタ特性を把握することは難しく、所望の周波数において所望の減衰特性を持つノイズフィルタを設計することは困難である。
そこで本発明の解決課題は、リアクトルが有する寄生容量の影響を低減し、理想的なリアクトルに近い特性が得られると共に、所望の高周波領域において所望の減衰特性が得られるようにしたノイズフィルタを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、各一対の入出力端子間に接続されるノイズフィルタにおいて、
第１の入力端子と第１の出力端子との間に第１のリアクトルを接続し、第２の入力端子と第２の出力端子との間に第１のリアクトルとインダクタンス値がほぼ等しい第２のリアクトルを接続すると共に、
第１の入力端子と第２の出力端子との間、及び、第２の入力端子と第１の出力端子との間に、第１、第２のリアクトルの寄生容量とほぼ等しい静電容量を有する第１、第２のコンデンサをそれぞれ接続したものである。

請求項２に記載した発明は、各一対の入出力端子間に接続されるノイズフィルタにおいて、
第１の入力端子と第１の出力端子との間に第１のリアクトルを接続し、第２の入力端子と第２の出力端子との間に第１のリアクトルとインダクタンス値がほぼ等しい第２のリアクトルを接続すると共に、
第１の入力端子と第２の出力端子との間、及び、第２の入力端子と第１の出力端子との間に第１及び第２のコンデンサをそれぞれ接続し、かつ、第１、第２のリアクトルにそれぞれ並列に第３、第４のコンデンサを接続したものである。

請求項３の発明は、請求項１または請求項２において、第１のコンデンサに直列に第１のダンピング抵抗を接続し、かつ、第２のコンデンサに直列に第２のダンピング抵抗を接続したものである。

本発明によれば、極めて簡単な回路構成により、リアクトルの寄生容量の影響を低減して理想的なリアクトルに近い特性を持つノイズフィルタを実現することができる。また、所望の高周波領域において所望の減衰特性を有するノイズフィルタの設計が可能になる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す回路構成図であり、２端子対のノイズフィルタを示している。

図１において、第１の入力端子Ａと第１の出力端子Ｃとの間には第１のリアクトル１ａが接続され、第２の入力端子Ｂと第２の出力端子Ｄとの間には第２のリアクトル１ｂが接続されている。なお、これらのリアクトル１ａ，１ｂのインダクタンスは図６と同様に何れもＬ_ｆとする。第１の入力端子Ａと第２の出力端子Ｄとの間には第１のコンデンサ４ａが接続され、第２の入力端子Ｂと第１の出力端子Ｃとの間には第２のコンデンサ４ｂが接続されている。
ここで、コンデンサ４ａ，４ｂの静電容量は、リアクトル１ａ，１ｂの寄生容量３ａ，３ｂの値Ｃ_ｆとほぼ等しく設定する。

図２は、図１のように構成されたノイズフィルタ１０を電力系統７と電源装置５との間に接続してなる使用例の回路構成図であり、ノイズフィルタ１０以外の構成要素には図６と同一の符号を付してある。
いま、数式２により求めた場合と同様に、系統内インピーダンス８に印加される電圧Ｖ_Ｚ０−１とノイズ源電圧Ｖ_ｎとの比を求めると、数式５となる。なお、Ｚ_０は前記同様に系統内インピーダンス８の値である。

図３は、数式５により求めた電圧比の周波数特性であり、図８に対応するものである。ここでは、図８と同様にＺ_０を抵抗成分と仮定して演算している。

図３によれば、数式５による電圧比は、周波数ｆ_ｍａｘ１＝１／２π√（２Ｌ_ｆＣ_ｆ）で極大値となって大きなピークが発生するが、極小値をとる周波数ｆ_ｍｉｎ１＝１／２π√（Ｌ_ｆＣ_ｆ）よりも高い周波数領域においても、図８の数式４の特性に比べて良好な減衰特性を示していることが確認できる。このことは、図１のノイズフィルタ１０を電力系統７と電源装置５との間に接続することにより、リアクトル１ａ，１ｂの寄生容量３ａ，３ｂの影響を低減でき、高周波領域においても、図８における数式２の特性のような理想リアクトルに近い特性を持っていることを意味する。

従って、この実施形態によれば、リアクトルの寄生容量の影響を低減し、高周波領域において理想的なリアクトルに近い特性が得られることになる。また、リアクトルのインダクタンスが把握できることから、高周波領域の所望の周波数において、所望の減衰特性を有するノイズフィルタを実現することができる。

次に、図４は本発明の第２実施形態を示す回路構成図である。
図１に示した第１実施形態において、コンデンサ４ａ，４ｂには、リアクトル１ａ，１ｂの寄生容量３ａ，３ｂとほぼ同じ静電容量を設定しなければならない。このため、リアクトル１ａ，１ｂの特性を予め把握しなければならないだけでなく、寄生容量３ａ，３ｂのばらつきが大きい場合には、コンデンサ４ａ，４ｂの選定も容易ではない。また、図３に示した極大値、極小値をとる周波数ｆ_ｍａｘ１，ｆ_ｍｉｎ１を任意に設定できないので、ノイズフィルタの設計上も改良の余地を残している。

そこで本発明の第２実施形態では、図１の構成に加えて、第１、第２のリアクトル１ａ，１ｂと並列に第３、第４のコンデンサ４ｃ，４ｄをそれぞれ接続すると共に、第１〜第４のコンデンサ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの静電容量を等しくし、更に、これらのコンデンサ４ａ〜４ｄの静電容量がリアクトル１ａ，１ｂの寄生容量３ａ，３ｂよりも十分に大きくなるようにした。このため、寄生容量３ａ，３ｂの大きさにばらつきがあってもコンデンサ４ｃ，４ｄの静電容量が支配的になるため、問題は生じない。
ここで、寄生容量３ａ，３ｂを正確に把握できる場合には、寄生容量３ａとコンデンサ４ｃとの並列容量、寄生容量３ｂとコンデンサ４ｄとの並列容量、及び、コンデンサ４ａ，４ｂの容量を等しくしても良い。この場合も共振点の変更は可能である。

すなわち、図４におけるコンデンサ４ａ〜４ｂの静電容量をＣ_ｆ１とすると、寄生容量３ａとコンデンサ４ｃ、及び、寄生容量３ｂとコンデンサ４ｄは何れも並列に接続されているが、コンデンサ４ｃ，４ｄの静電容量が寄生容量３ａ，３ｂよりも十分に大きいため、リアクトル１ａ，１ｂに並列に接続されたコンデンサとしては寄生容量３ａ，３ｂを無視することができる。
図２のノイズフィルタ１０に代えて図４のノイズフィルタを接続したときの、系統内インピーダンス８に印加される電圧Ｖ_Ｚ０−２とノイズ源電圧Ｖ_ｎとの比を数式５と同様に求めると、数式６となる。

数式６から、減衰特性の極大値をとる周波数はｆ_ｍａｘ２＝１／２π√（２Ｌ_ｆＣ_ｆ１）、極小値をとる周波数はｆ_ｍｉｎ２＝１／２π√（Ｌ_ｆＣ_ｆ１）となり、Ｌ_ｆ，Ｃ_ｆ１は任意に設定できることから、極大値、極小値をとる周波数ｆ_ｍａｘ２，ｆ_ｍｉｎ２も任意に設定可能である。これにより、ノイズを効果的に減衰させるノイズフィルタを任意に設計することができる。
なお、数式６の減衰特性は、極大値、極小値をとる周波数以外は図３とほぼ同様であって、高周波領域において理想的なリアクトルに近い特性が得られるものである。

次に、図５は本発明の第３実施形態を示す回路構成図である。
図５（ａ）は図１のコンデンサ４ａ，４ｂにそれぞれ直列にダンピング抵抗９ａ，９ｂを接続した例、図５（ｂ）は図４のコンデンサ４ａ，４ｂにそれぞれ直列にダンピング抵抗９ａ，９ｂを接続した例である。

図１，図４に示したノイズフィルタの場合、図３のｆ_ｍａｘ１＝１／２π√（２Ｌ_ｆＣ_ｆ）のように、電圧ピーク値が発生してしまう周波数が存在する。この電圧ピーク値が発生する周波数においては、ノイズを減衰させる効果がないだけでなく、ノイズを増大させてしまうおそれがある。

そこで本実施形態では、コンデンサ４ａ，４ｂと直列にダンピング抵抗９ａ，９ｂをそれぞれ接続してノイズを抑制するようにしたものである。
すなわち、ダンピング抵抗９ａ，９ｂは、リアクトル及びコンデンサからなるＬＣローパスフィルタにおいて、その共振周波数に発生する電圧ピーク値を抑制する役割を果たすため、例えば図３の周波数ｆ_ｍａｘ１＝１／２π√（２Ｌ_ｆＣ_ｆ）における電圧ピーク値の発生を抑制することができる。ここで、ダンピング抵抗９ａ，９ｂの抵抗値は、ｆ_ｍａｘ１におけるノイズ抑制効果とダンピング抵抗９ａ，９ｂにより発生する損失とを考慮して設定すればよい。
なお、この実施形態の減衰特性は、極大値をとる周波数以外は図３とほぼ同様であり、その作用効果として、第１，第２実施形態と同様に高周波領域において理想的なリアクトルに近い特性を得ることができる。

本発明の第１実施形態を示す回路構成図である。 図１に示したノイズフィルタの使用例を示す回路構成図である。 数式５の電圧比の周波数特性を示す図である。 本発明の第２実施形態を示す回路構成図である。 本発明の第３実施形態を示す回路構成図である。 従来技術を示す回路構成図である。 寄生容量を考慮した実際のリアクトルの模式図である。 数式２、数式４に示す電圧比の周波数特性を示す図である。 他の従来技術を示す回路構成図である。

符号の説明

１ａ，１ｂ：リアクトル
３ａ，３ｂ：寄生容量
４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ：コンデンサ
５：電源装置
６：ノイズ源
７：電力系統
８：系統内インピーダンス
９ａ，９ｂ：ダンピング抵抗
１０：ノイズフィルタ
２０：電力線
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ：端子

Claims (3)

1. 各一対の入出力端子間に接続されるノイズフィルタにおいて、
   第１の入力端子と第１の出力端子との間に第１のリアクトルを接続し、第２の入力端子と第２の出力端子との間に第１のリアクトルとインダクタンス値がほぼ等しい第２のリアクトルを接続すると共に、
   第１の入力端子と第２の出力端子との間、及び、第２の入力端子と第１の出力端子との間に、第１、第２のリアクトルの寄生容量とほぼ等しい静電容量を有する第１、第２のコンデンサをそれぞれ接続したことを特徴とするノイズフィルタ。
2. 各一対の入出力端子間に接続されるノイズフィルタにおいて、
   第１の入力端子と第１の出力端子との間に第１のリアクトルを接続し、第２の入力端子と第２の出力端子との間に第１のリアクトルとインダクタンス値がほぼ等しい第２のリアクトルを接続すると共に、
   第１の入力端子と第２の出力端子との間、及び、第２の入力端子と第１の出力端子との間に第１及び第２のコンデンサをそれぞれ接続し、かつ、第１、第２のリアクトルにそれぞれ並列に第３、第４のコンデンサを接続したことを特徴とするノイズフィルタ。
3. 請求項１または請求項２に記載したノイズフィルタにおいて、
   第１のコンデンサに直列に第１のダンピング抵抗を接続し、かつ、第２のコンデンサに直列に第２のダンピング抵抗を接続したことを特徴とするノイズフィルタ。

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