JPH0514425A - Msk変調器 - Google Patents
Msk変調器Info
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- JPH0514425A JPH0514425A JP18412491A JP18412491A JPH0514425A JP H0514425 A JPH0514425 A JP H0514425A JP 18412491 A JP18412491 A JP 18412491A JP 18412491 A JP18412491 A JP 18412491A JP H0514425 A JPH0514425 A JP H0514425A
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Abstract
が良く、安定動作を可能とする。 【構成】デジタル基準波生成部にてデジタル的に生成さ
れた基準正弦波信号とダイビットベースバンド信号とを
乗算してMSK変調を行うことにより、遅延特性の改善
および安定動作を可能としている。
Description
し、特にその基準正弦波生成回路を改善したMSK変調
器に関する。
図4に示されている。この変調器は、ダイビットのベー
スバンドデジタル信号IとQおよびそのシンボルレート
の1/2のクロック(デジタル伝送クロック)を入力と
して変調信号を出力させる。図5には、デジタル伝送ク
ロック、信号I、信号Q、基準正弦波のタイミングチャ
ートが示されている。
I信号とQ信号が入力され、基準正弦波信号に基づく信
号と乗算される。I信号とQ信号はNRZ信号である
が、アナログ乗算器45と46においては、+1または
−1の値をとるポーラNRZ信号として扱われる。I,
Qそれぞれの伝達速度をrb(bps)とすれば、Qは
Iに対して1/(2rb)(sec)だけ遅延してい
る。デジタル伝送クロックは、ローパスフィルタ41に
入力され、高調波成分が除去され、周波数fb(=rb
/2)の正弦波信号が位相調整回路42に供給される。
位相調整回路42は、ローパスフィルタ41からの正弦
波信号の零点がIの変化点と一致するように、正弦波の
位相を調整するものである。この位相調整回路42から
の出力は、初期位相0(rad)の基準正弦波と呼ば
れ、cos(2πfbt)で表される。アナログ位相シ
フタ43は、基準正弦波cos(2πfbt)の位相を
−π/2(rad)だけシフトしてsin(2πf
bt)として乗算器46に出力する。これは、初期位相
−π/2(rad)の基準正弦波と呼ばれ、その零点は
信号Qの変化点と一致する。ここで、I,Qの変化点と
基準正弦波の零点が完全に一致していれば、SIとSQは
図6の(A)に示すように、正と負の半周期正弦波の組
み合わせであり、波形は連続となる。しかし、基準正弦
波に位相変動が生じた場合には、図6の(B)に示すよ
うに、SIとSQは不連続となり、受信側のアイパターン
に影響して、固定劣化特性を悪化させる原因となる。
cos(2πfbt)とを乗算し、アナログ乗算器46
は信号Qと基準信号sin(2πfbt)とを乗算し
て、それぞれSIとSQとして出力する。乗算器47と4
8は、信号SIとSQにそれぞれ搬送波の同相成分Aco
s(ω0t+θ0)、アナログ位相シフタ14により得ら
れる直交成分Asin(ω0t+θ0)を乗算する。加算
器49は、こうして得られる乗算器47と48の出力信
号を加算してMSK変調信号として出力する。
MSK変調器においては、デジタル伝送クロックを変調
器内の基準正弦波に変換する過程で、アナログ式のロー
パスフィルタ41のみを用いている。しかしながら、デ
ジタル伝送クロックは、基準正弦波fb に対して奇数次
の高調波成分を含むので、図3のαに示すように、フィ
ルタの減衰域での周波数特性を急峻にしなければならな
い。一般に、フィルタの減衰域での周波数特性を急峻に
するには、その次数を高くしなければならず、その結
果、通過帯域での遅延量の変化も大きくなって、フィル
タを構成する素子の温度特性や値のばらつきによってカ
ットオフ周波数が変化すると、その近傍の周波数の遅延
量も大きく変動してしまうことになる。そこで、デジタ
ルデータと位相を等しくするために位相調整回路42が
必要となるが、この回路の調整範囲は、フィルタを構成
する素子のばらつきに対応して広くとらなければならな
いので、この回路の温度特性やフィルタ自体の温度特性
によって位相が変動してしまうという問題があった。
な伝送レートに対応し、遅延特性が良く、安定動作を可
能とするMSK変調器を提供することにある。
め、この発明によるMSK変調器は、ダイビットベース
バンド信号と、シンボルレートの1/2のクロックから
得られる基準正弦波信号とを乗算する処理を有するMS
K変調器において、前記基準正弦波信号をデジタル的に
生成するデジタル基準正弦波生成部を備えて構成されて
いる。
デジタル的に生成された基準正弦波と、ダイビットベー
スバンド信号とを乗算してMSK変調を行うことによ
り、遅延特性の改善および安定動作を可能としている。
上記デジタル基準正弦波としては、オーバーサンプリン
グデータに基づいて基準正弦波データを生成し、生成さ
れた基準正弦波データをD/A変換部でアナログ信号に
変換し、ローパスフィルタに通して得られる信号を用い
ることができる。
しながら説明する。図1は、この発明による並列MSK
変調器の一実施例を示すブロック図である。図1におい
て、乗算器14,15,16および17は、図4に示す
従来の乗算器45,46,47および48と同様な機能
を有し、アナログ位相シフタ13と加算器18は、図4
のアナログ位相シフタ48と加算器19と同様な機能を
有する。この実施例では、乗算器14と15に供給する
基準正弦波である位相0のcos(2πfbt)と位相
−π/2のsin(2πfbt)の生成のための構成と
して、デジタル的処理部11と12を備える。デジタル
基準正弦波生成部11は、正弦波デジタルデータを格納
する固定PCMデータ格納メモリ111と、このメモリ
から所定のデータを、デジタル伝送クロックと動作クロ
ックに基づいて選択する選択部112と、選択部112
で選択されたデジタルデータをアナログ信号に変換する
D/A変換部113と、D/A変換部113で得られた
アナログ信号の低域成分を取り出すローパスフィルタ
(LPF)114から構成される。同様に、デジタル基
準正弦波生成部12は、メモリ121、選択部122、
D/A変換部123、LPF124を備えて成る。
2の1チャンネル分の詳細な構成が図2に示されてい
る。この実施例では、固定PCMデータとして1サンプ
ル当り3ビットのデータを8サンプル(1周期分)用い
ている。これらサンプルデータは、図5の基準正弦波の
各サンプル点〜に対応するPCMデータ(サンプリ
ングクロックは動作クロックと等しい)とされている。
データ〜に対応する3ステートバッファ群21
(1),21(2),…,21(8)は、Dフリップフ
ロップ26からの制御信号S1,S2,…,S8に従っ
て、固定値であるPCMデータを3ステート制御する。
選択信号生成部25は、デジタル伝送クロックと動作ク
ロックに基づいて、データ〜からデータただ1組の
データを選択するような信号を発生し、Dフリップフロ
ップ群26は、この選択信号を動作クロックの変化点で
リタイミングして、各3ステートバッファ21(1)〜
21(8)の制御端子に出力する。Dフリップフロップ
群22は、3ステートバッファ群21(1)〜21
(8)による選択されたデータの遅延を解消するため、
各3ステートバッファ群からの出力データV1,V2,
V3を動作してクロックでリタイミングする。こうし
て、Dフリップフロップ群22から出力されたデジタル
データは、D/A変換部23でアナログ信号に変換され
た後、ローパスフィルタ24で不要な高周波成分が除去
され、基準正弦波信号として出力される。この実施例の
並列MSK変調器では、基準正弦波として、初期位相が
0(rad)と−π/2(rad)の2種類の正弦波を
使用している。そこで、初期位相−π/2(rad)の
正弦波を発生させるには、初期位相0(rad)の正弦
波の生成回路を基にして、選択信号S1〜S8をπ/2
位相分遅らせるか、またはπ/2位相遅れた信号が発生
するようにデータ〜を並べ替えれば良く、アナログ
的な位相シフト手段を設ける必要がない。制御信号S1
〜S8は、常に何れか1つが“H”レベルで残り7つが
“L”レベルとなるので、3ステートバッファ群21
(1)〜21(8)のうち出力がアクティヴとなるのも
1つであり、残りはハイインピーダンス状態となる。そ
のため、3ステートバッファの出力がぶつかり合うこと
はなく、信号V1〜V3は必ずデータ〜データのう
ち何れかとなる。
ート)の周波数fsと出力となる基準正弦波の周波数fb
との関係は、サンプリング定理により、fs≧2fb を
満たす必要があるが図2の例では、fs=8fb (4倍
オーバーサンプリング)として正弦波1周期当り8個の
サンプル値をとっている。このため、ローパスフィルタ
の特性としては、図3のf′(fs−fb )以上の周波
数を取り除くような曲線βであれば良い。一般にフィル
タの次数が低く減衰域での周波数特性が緩やかであるほ
ど、通過帯域での遅延量の変化は小さくなり、フィルタ
を構成する素子の値のばらつきによる遅延量の変化も小
さくなる。また、構成する素子数も減るため、温度によ
る特性の変化も減少する。従って、この方式を用いるこ
とによって、温度特性や素子のばらつきによる遅延変動
の小さいフィルタが実現できるので、従来のアナログ方
式のMSK変調器に比べて基準正弦波とデータ間の位相
変動が非常に小さくなり、そのための調整回路が不要と
なる。
ータの設定及びその選択に3ステートバッファを用いれ
ば、ROM、RAM等の専用記憶デバイスが不必要とな
り、加えてデータが増えても制御信号が変化してから出
力が確定するまでの遅延時間は一定である。動作クロッ
クを基準にすると、この値tpdは、 tpd=tpf(Dフリップフロップのクロック→出力の遅
延時間) +tpb(3ステートバッファの制御入力→出力の遅延時
間) で表せるが、このtpdとDフリップフロップのセットア
ップタイムtsの和は、動作クロック周期T(=1/
fs)よりも小さくなければならない。即ち、 T>tpd+ts を満たしていれば良い。ここで、3ステートバッファの
制御入力→出力の遅延時間tpdは、データの数(3ステ
ートバッファの数)に依らない定数である。データ選択
にマルチプレクサを用いた場合、tpdは、 tpd=tpf+tpx(マルチプレクサの制御入力→出力の
遅延時間) となるが、一般にtpxは、選択する入力データの個数に
よる関数で、データ数が増えるとtpxの値も大きくな
る。したがって、本発明のように3ステートバッファで
構成されるセレクタを用いれば、データ数の増加に対し
ても動作クロックの周波数の上限は変化しないので、マ
ルチプレクサを用いる場合よりも高速で動作させること
が可能となる。
従来よりデータと基準正弦波間の位相変動が少なく、複
雑な調整回路が不要な、再現性の良い並列MSKシステ
ムの変調器が得られる。よって、固定劣化の小さいMS
Kシステムの大量生産の実現に大きく貢献することがで
きる。
ブロック図である。
すブロック図である。
ィルタの、それぞれの周波数ー振幅特性及び周波数ー遅
延特性を示す図である。
ける各信号の関係を示したタイミング図、波形図であ
る。
の波形図である。
Claims (3)
- 【請求項1】ダイビットベースバンド信号と、シンボル
レートの1/2のクロックから得られる基準正弦波信号
とを乗算する処理を有するMSK変調器において、前記
基準正弦波信号をデジタル的に生成するデジタル基準正
弦波生成部を備えて成ることを特徴とするMSK変調
器。 - 【請求項2】前記デジタル基準正弦波生成部は、オーバ
ーサンプリングデータに基づいて基準正弦波データを生
成し、生成された基準正弦波データをD/A変換部でア
ナログ信号に変換し、ローパスフィルタに通して得られ
る信号を前記基準正弦波信号として出力することを特徴
とする請求項1に記載のMSK変調器。 - 【請求項3】3ステートバッファの入力を固定値とする
ことによって固定データメモリを設け、複数個の前記固
定データメモリからの所望のデータ選択を3ステートバ
ッファにより行って前記D/A変換部に出力することを
特徴とする請求項2に記載のMSK変調器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3184124A JP2710876B2 (ja) | 1991-06-28 | 1991-06-28 | Msk変調器 |
US07/872,283 US5216391A (en) | 1991-04-26 | 1992-04-22 | MSK modulator having a digital quadrature reference waveform generator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3184124A JP2710876B2 (ja) | 1991-06-28 | 1991-06-28 | Msk変調器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0514425A true JPH0514425A (ja) | 1993-01-22 |
JP2710876B2 JP2710876B2 (ja) | 1998-02-10 |
Family
ID=16147800
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3184124A Expired - Lifetime JP2710876B2 (ja) | 1991-04-26 | 1991-06-28 | Msk変調器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2710876B2 (ja) |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5585161A (en) * | 1978-12-21 | 1980-06-26 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Msk modulation unit |
JPS6039960A (ja) * | 1983-08-15 | 1985-03-02 | Toshiba Corp | デイジタル変調回路 |
JPS60139093A (ja) * | 1983-12-27 | 1985-07-23 | Japan Radio Co Ltd | 多周波信号発生装置 |
JPS60183857A (ja) * | 1984-03-02 | 1985-09-19 | Anritsu Corp | Msk変調信号処理回路 |
JPS61216555A (ja) * | 1985-03-22 | 1986-09-26 | Toshiba Corp | Msk信号の復調装置 |
JPH02166808A (ja) * | 1988-12-20 | 1990-06-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 正弦波発生回路 |
-
1991
- 1991-06-28 JP JP3184124A patent/JP2710876B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH02166808A (ja) * | 1988-12-20 | 1990-06-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 正弦波発生回路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2710876B2 (ja) | 1998-02-10 |
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Legal Events
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