JPH0514076A - 差動増幅装置 - Google Patents
差動増幅装置Info
- Publication number
- JPH0514076A JPH0514076A JP3189494A JP18949491A JPH0514076A JP H0514076 A JPH0514076 A JP H0514076A JP 3189494 A JP3189494 A JP 3189494A JP 18949491 A JP18949491 A JP 18949491A JP H0514076 A JPH0514076 A JP H0514076A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase component
- phase
- input
- transistor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高周波帯域における同相信号除去比ＣＭＲＲ
の悪化を防ぎ、ＣＭＲＲの周波数特性を大幅に改善す
る。 【構成】 入力された信号の同相成分を検出する手段
と、該検出手段の出力信号を入力側に帰還し、前記同相
成分を打消すための帰還ループとを設ける。
の悪化を防ぎ、ＣＭＲＲの周波数特性を大幅に改善す
る。 【構成】 入力された信号の同相成分を検出する手段
と、該検出手段の出力信号を入力側に帰還し、前記同相
成分を打消すための帰還ループとを設ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、２つの入力端子に入力
された信号の差分を増幅する差動増幅装置に関するもの
である。
された信号の差分を増幅する差動増幅装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】一般に、差動増幅器は図４に示すよう
に、演算増幅器１やその周囲に設けられた複数の抵抗器
Ｒ11〜Ｒ14から構成され、２つの入力端子ＩＮ−，ＩＮ
＋の間に加えられた信号の差分だけを増幅するものであ
る。ここで、Ｒ11＝Ｒ13，Ｒ12＝Ｒ14とした場合、差動
ゲインＧｄはＲ12／Ｒ11＝Ｒ14／Ｒ13となる。また、入
力端子に同相で加えられた信号に対するゲインを同相ゲ
インＧｃとすると、同相信号除去比ＣＭＲＲ（Ｃｏｍｍ
ｏｎ−Ｍｏｄｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｒａｔｉｏ）
は、Ｇｄ／Ｇｃで定義される。一般的に、同相ゲインＧ
ｃは、先に述べた差動増幅器の性質から小さく、従って
ＣＭＲＲは一般に大きい値を示す方が性能が良い。
に、演算増幅器１やその周囲に設けられた複数の抵抗器
Ｒ11〜Ｒ14から構成され、２つの入力端子ＩＮ−，ＩＮ
＋の間に加えられた信号の差分だけを増幅するものであ
る。ここで、Ｒ11＝Ｒ13，Ｒ12＝Ｒ14とした場合、差動
ゲインＧｄはＲ12／Ｒ11＝Ｒ14／Ｒ13となる。また、入
力端子に同相で加えられた信号に対するゲインを同相ゲ
インＧｃとすると、同相信号除去比ＣＭＲＲ（Ｃｏｍｍ
ｏｎ−Ｍｏｄｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｒａｔｉｏ）
は、Ｇｄ／Ｇｃで定義される。一般的に、同相ゲインＧ
ｃは、先に述べた差動増幅器の性質から小さく、従って
ＣＭＲＲは一般に大きい値を示す方が性能が良い。
【０００３】
【発明が解決しようとしている課題】しかしながら、従
来にあっては、汎用の演算増幅器を用いて差動増幅器を
構成する場合、外部にいくつかの抵抗器を接続するだけ
で容易に実現できるが、入力端子ＩＮ−，ＩＮ＋に同相
で入力される信号成分の出力端子ＯＵＴにもれ出る割合
は、高周波帯域になるに従がい増加してしまう。そのた
め、同相信号除去比ＣＭＲＲは高周波帯域になるほど小
さな値となり、性能が悪化するという問題があった。図
５及び図６に本願発明者が行った実験データを示す。な
お、この実験には演算増幅器の試料として、ナショナル
セミコンダクター社製のＬＭ６３６４（商品名）を使用
した。図５は図４に示した差動増幅器の入力端子ＩＮ
−，ＩＮ＋に同相の信号を加えたときの同相ゲインＧｃ
の周波数特性を測定したデータである。同図から明らか
なように、同相ゲインＧｃは周波数が数１００ｋＨｚ以
上になると、急激に悪化することがわかる。また、図６
は図４に示される差動増幅器のＣＭＲＲの周波数特性を
測定したデータである。なお、この測定の条件としては
差動ゲインＧｃを２１ｄＢとし、その周波数帯域幅を０
〜２０ＭＨｚとした。同図から明らかなように、ＣＭＲ
Ｒは同相ゲインＧｃと同様に数１００ＫＨｚから急激に
悪化し、前述したとおり、周波数が高くなるほど性能が
悪化することがわかる。
来にあっては、汎用の演算増幅器を用いて差動増幅器を
構成する場合、外部にいくつかの抵抗器を接続するだけ
で容易に実現できるが、入力端子ＩＮ−，ＩＮ＋に同相
で入力される信号成分の出力端子ＯＵＴにもれ出る割合
は、高周波帯域になるに従がい増加してしまう。そのた
め、同相信号除去比ＣＭＲＲは高周波帯域になるほど小
さな値となり、性能が悪化するという問題があった。図
５及び図６に本願発明者が行った実験データを示す。な
お、この実験には演算増幅器の試料として、ナショナル
セミコンダクター社製のＬＭ６３６４（商品名）を使用
した。図５は図４に示した差動増幅器の入力端子ＩＮ
−，ＩＮ＋に同相の信号を加えたときの同相ゲインＧｃ
の周波数特性を測定したデータである。同図から明らか
なように、同相ゲインＧｃは周波数が数１００ｋＨｚ以
上になると、急激に悪化することがわかる。また、図６
は図４に示される差動増幅器のＣＭＲＲの周波数特性を
測定したデータである。なお、この測定の条件としては
差動ゲインＧｃを２１ｄＢとし、その周波数帯域幅を０
〜２０ＭＨｚとした。同図から明らかなように、ＣＭＲ
Ｒは同相ゲインＧｃと同様に数１００ＫＨｚから急激に
悪化し、前述したとおり、周波数が高くなるほど性能が
悪化することがわかる。
【０００４】本発明は、このような問題点を解消するた
めになされたもので、その目的は高周波帯域の同相信号
除去比の悪化を防ぎ、性能を大幅に改善するようにした
差動増幅装置を提供することにある。
めになされたもので、その目的は高周波帯域の同相信号
除去比の悪化を防ぎ、性能を大幅に改善するようにした
差動増幅装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明のこのような目的
は、入力された信号の同相成分を検出する手段と、該検
出手段の出力信号を入力側に帰還し、前記同相成分を打
消すための帰還ループとを有することを特徴とする差動
増幅装置によって達成される。
は、入力された信号の同相成分を検出する手段と、該検
出手段の出力信号を入力側に帰還し、前記同相成分を打
消すための帰還ループとを有することを特徴とする差動
増幅装置によって達成される。
【０００６】
【実施例】以下、本発明の実施例について、図面を参照
して詳細に説明する。図１は本発明の差動増幅装置の一
実施例を示した回路図である。図１において、Ｑ1 ，Ｑ
2 は入力段の差動増幅回路を構成する一対のトランジス
タである。このトランジスタＱ1 のベースは入力端子Ｉ
ＮＢ，トランジスタＱ2 のベースは入力端子ＩＮＡとな
っている。また、Ｑ3 及びＱ4 はその次段の差動増幅回
路を構成するトランジスタ、Ｑ5 、Ｑ6 はそれぞれ出力
段のトランジスタである。トランジスタＱ5 のエミッタ
から出力端子ＯＵＴＡが取出され、トランジスタＱ6 の
エミッタから出力端子ＯＵＴＢが取出されている。出力
端子ＯＵＴＡからは入力端子ＩＮＡの信号の同相の電圧
が出力され、出力端子ＯＵＴＢからは入力端子ＩＮＢの
信号の同相電圧が出力される。また、２は入力端子間に
入力される信号の同相成分を検出するための同相成分検
出回路である。この検出回路２はトランジスタＱ7,Ｑ8
及び定電流源Ｉ4 から構成され、ここで検出された同相
成分は後述する帰還ループによって入力側に帰還され
る。トランジスタＱ10及びトランジスタＱ9 ，Ｑ11はそ
の同相成分を入力側に帰還するための負帰還ループを形
成し、詳しく後述するように検出された同相成分を帰還
することによって、出力信号の同相成分を打消すように
作用するものである。なお、図においてＩ1 〜Ｉ7 は定
電流源、Ｒ1 〜Ｒ10は抵抗器である。
して詳細に説明する。図１は本発明の差動増幅装置の一
実施例を示した回路図である。図１において、Ｑ1 ，Ｑ
2 は入力段の差動増幅回路を構成する一対のトランジス
タである。このトランジスタＱ1 のベースは入力端子Ｉ
ＮＢ，トランジスタＱ2 のベースは入力端子ＩＮＡとな
っている。また、Ｑ3 及びＱ4 はその次段の差動増幅回
路を構成するトランジスタ、Ｑ5 、Ｑ6 はそれぞれ出力
段のトランジスタである。トランジスタＱ5 のエミッタ
から出力端子ＯＵＴＡが取出され、トランジスタＱ6 の
エミッタから出力端子ＯＵＴＢが取出されている。出力
端子ＯＵＴＡからは入力端子ＩＮＡの信号の同相の電圧
が出力され、出力端子ＯＵＴＢからは入力端子ＩＮＢの
信号の同相電圧が出力される。また、２は入力端子間に
入力される信号の同相成分を検出するための同相成分検
出回路である。この検出回路２はトランジスタＱ7,Ｑ8
及び定電流源Ｉ4 から構成され、ここで検出された同相
成分は後述する帰還ループによって入力側に帰還され
る。トランジスタＱ10及びトランジスタＱ9 ，Ｑ11はそ
の同相成分を入力側に帰還するための負帰還ループを形
成し、詳しく後述するように検出された同相成分を帰還
することによって、出力信号の同相成分を打消すように
作用するものである。なお、図においてＩ1 〜Ｉ7 は定
電流源、Ｒ1 〜Ｒ10は抵抗器である。
【０００７】次に、本実施例の動作を説明する。まず、
入力端子ＩＮＡ，ＩＮＢに同相成分が入力されたときの
動作を説明する。トランジスタＱ1 ，Ｑ2 の特性を同じ
とすると、トランジスタＱ1 ，Ｑ2のベースに同相信号
電圧ｖ1 ，ｖ2 が加えられた場合、トランジスタＱ1 ，
Ｑ2 のコレクタには、入力電圧と逆位相の出力電圧Ｖｃ
1 ，Ｖｃ2 が生ずる。そして、これらの出力電圧が次段
のトランジスタＱ3 ，Ｑ4 のベースに入力される。ｖC1
とｖC2は同相信号電圧であるので、トランジスタＱ3 ，
Ｑ4 の共通エミッタ、即ち同相成分検出回路２のトラン
ジスタＱ7 のベースには、ｖC1，ｖC2と同相の信号電圧
ｖ67が印加される。この場合、トランジスタＱ7 とＱ8
の差動増幅回路は平衡状態を保っており、この平衡状態
の直流バイアス電圧Ｖref に前記ｖ67が印加される。従
って、トランジスタＱ7 のベースには、Ｖref ＋ｖ67の
電圧が加えられる。次に、トランジスタＱ7 ，Ｑ8 の差
動増幅回路において、トランジスタＱ8 のベースには予
めＶref が与えられているため、トランジスタＱ7 ，Ｑ
8 の入力信号の差分に相当する電圧ｖ67に応じた出力電
流ｉ8 がトランジスタＱ8 のコレクタに流れ、この電流
がトランジスタＱ10を介してトランジスタＱ9 のベース
に加えられる。なお、この電流ｉ8 はｖ67とは同相であ
り、入力信号電圧ｖ1 ，ｖ2 とは逆位相である。
入力端子ＩＮＡ，ＩＮＢに同相成分が入力されたときの
動作を説明する。トランジスタＱ1 ，Ｑ2 の特性を同じ
とすると、トランジスタＱ1 ，Ｑ2のベースに同相信号
電圧ｖ1 ，ｖ2 が加えられた場合、トランジスタＱ1 ，
Ｑ2 のコレクタには、入力電圧と逆位相の出力電圧Ｖｃ
1 ，Ｖｃ2 が生ずる。そして、これらの出力電圧が次段
のトランジスタＱ3 ，Ｑ4 のベースに入力される。ｖC1
とｖC2は同相信号電圧であるので、トランジスタＱ3 ，
Ｑ4 の共通エミッタ、即ち同相成分検出回路２のトラン
ジスタＱ7 のベースには、ｖC1，ｖC2と同相の信号電圧
ｖ67が印加される。この場合、トランジスタＱ7 とＱ8
の差動増幅回路は平衡状態を保っており、この平衡状態
の直流バイアス電圧Ｖref に前記ｖ67が印加される。従
って、トランジスタＱ7 のベースには、Ｖref ＋ｖ67の
電圧が加えられる。次に、トランジスタＱ7 ，Ｑ8 の差
動増幅回路において、トランジスタＱ8 のベースには予
めＶref が与えられているため、トランジスタＱ7 ，Ｑ
8 の入力信号の差分に相当する電圧ｖ67に応じた出力電
流ｉ8 がトランジスタＱ8 のコレクタに流れ、この電流
がトランジスタＱ10を介してトランジスタＱ9 のベース
に加えられる。なお、この電流ｉ8 はｖ67とは同相であ
り、入力信号電圧ｖ1 ，ｖ2 とは逆位相である。
【０００８】ここで、トランジスタＱ9 ，Ｑ10とトラン
ジスタＱ11は、電流ミラー回路を構成しており、前記電
流ｉ8 が発生しない場合、トランジスタＱ9 にはｉ4 ／
2 ＋ｉ5 の定電流が流れている。ｉ4 は定電流源Ｉ4の
電流、ｉ5 は定電流源Ｉ5 の電流である。従って、トラ
ンジスタＱ11のコレクタには、ｉ4 ／2 ＋ｉ5 の電流の
抵抗器Ｒ9 とＲ10の比率に応じた電流が流れ、電流ミラ
ー回路は平衡状態を保っている。このように平衡状態を
保っているところに、前述した信号電流ｉ8 の成分がト
ランジスタＱ11のベースに加えられた場合、トランジス
タＱ11のコレクタまたはトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の共通
エミッタには、電流ｉ8 と逆相の成分、即ちトランジス
タＱ1 ，Ｑ2 のベースに加わる同相入力信号電圧ｖ1 ，
ｖ2 と同相の成分が発生し、これによって同相入力信号
成分を打消すよう作用する。つまり、トランジスタＱ11
のコレクタ電流は帰還信号として働き、トランジスタＱ
1 とＱ2 のベースの同相信号電圧ｖ1 ，ｖ2 によりコレ
クタに生じた逆位相の出力電圧ｖC1，ｖC2を減少させる
よう作用する。この場合、トランジスタＱ11のコレクタ
に発生する帰還信号成分をｖ0 とすると、次のような位
相関係が成立つ。
ジスタＱ11は、電流ミラー回路を構成しており、前記電
流ｉ8 が発生しない場合、トランジスタＱ9 にはｉ4 ／
2 ＋ｉ5 の定電流が流れている。ｉ4 は定電流源Ｉ4の
電流、ｉ5 は定電流源Ｉ5 の電流である。従って、トラ
ンジスタＱ11のコレクタには、ｉ4 ／2 ＋ｉ5 の電流の
抵抗器Ｒ9 とＲ10の比率に応じた電流が流れ、電流ミラ
ー回路は平衡状態を保っている。このように平衡状態を
保っているところに、前述した信号電流ｉ8 の成分がト
ランジスタＱ11のベースに加えられた場合、トランジス
タＱ11のコレクタまたはトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の共通
エミッタには、電流ｉ8 と逆相の成分、即ちトランジス
タＱ1 ，Ｑ2 のベースに加わる同相入力信号電圧ｖ1 ，
ｖ2 と同相の成分が発生し、これによって同相入力信号
成分を打消すよう作用する。つまり、トランジスタＱ11
のコレクタ電流は帰還信号として働き、トランジスタＱ
1 とＱ2 のベースの同相信号電圧ｖ1 ，ｖ2 によりコレ
クタに生じた逆位相の出力電圧ｖC1，ｖC2を減少させる
よう作用する。この場合、トランジスタＱ11のコレクタ
に発生する帰還信号成分をｖ0 とすると、次のような位
相関係が成立つ。
【０００９】ｖC1＝−ｖ1 ＋ｖ0 ，ｖC2＝−ｖ2 ＋ｖ0
但し、ｖ0 ，ｖ1 ，ｖ1 は同位相である。従って、同相
成分に対して負帰還作用が働くために、入力信号の同相
成分を効果的に打消すことができ、同相信号除去比ＣＭ
ＲＲを大幅に改善することができる。
但し、ｖ0 ，ｖ1 ，ｖ1 は同位相である。従って、同相
成分に対して負帰還作用が働くために、入力信号の同相
成分を効果的に打消すことができ、同相信号除去比ＣＭ
ＲＲを大幅に改善することができる。
【００１０】次に、差動成分が入力されたときの動作を
説明する。まず、トランジスタＱ1 のベースにｖs 、ト
ランジスタＱ2 のベースにこれとは逆位相の−ｖS の信
号が入力されたものとする。このとき、トランジスタＱ
1 のコレクタには入力信号とは逆位相の−ｖCS1 が生
じ、トランジスタＱ2 のコレクタには同様に入力と逆位
相のｖCS2 が生じる。これらの信号は、それぞれ次段の
トランジスタＱ3 ，Ｑ4 のベースに入力される。この場
合、トランジスタＱ3 ，Ｑ4 のベースには、互いに逆位
相の電圧が入力されているので、その共通エミッタには
交流信号成分は現われず、同相成分が入力されたときの
ようにトランジスタＱ11のコレクタに帰還信号は発生し
ない。一方、トランジスタＱ3 ，Ｑ4 のコレクタには、
ベースに加えられている信号電圧−ｖCS1 ，ｖCS2 と逆
位相の電圧ｖCS1 ′，−ｖCS2 ′が発生し、出力段のト
ランジスタＱ5 ，Ｑ6 のエミッタからそれぞれ出力され
る。この場合、トランジスタＱ5 ，Ｑ6 のエミッタから
抵抗器Ｒ7 ，Ｒ8 を介してトランジスタＱ3 ，Ｑ4 のベ
ースに出力信号が帰還され、これによって動作が安定化
されている。なお、本実施例の差動増幅装置の差動ゲイ
ンＧｄ′は次式で表わされる。
説明する。まず、トランジスタＱ1 のベースにｖs 、ト
ランジスタＱ2 のベースにこれとは逆位相の−ｖS の信
号が入力されたものとする。このとき、トランジスタＱ
1 のコレクタには入力信号とは逆位相の−ｖCS1 が生
じ、トランジスタＱ2 のコレクタには同様に入力と逆位
相のｖCS2 が生じる。これらの信号は、それぞれ次段の
トランジスタＱ3 ，Ｑ4 のベースに入力される。この場
合、トランジスタＱ3 ，Ｑ4 のベースには、互いに逆位
相の電圧が入力されているので、その共通エミッタには
交流信号成分は現われず、同相成分が入力されたときの
ようにトランジスタＱ11のコレクタに帰還信号は発生し
ない。一方、トランジスタＱ3 ，Ｑ4 のコレクタには、
ベースに加えられている信号電圧−ｖCS1 ，ｖCS2 と逆
位相の電圧ｖCS1 ′，−ｖCS2 ′が発生し、出力段のト
ランジスタＱ5 ，Ｑ6 のエミッタからそれぞれ出力され
る。この場合、トランジスタＱ5 ，Ｑ6 のエミッタから
抵抗器Ｒ7 ，Ｒ8 を介してトランジスタＱ3 ，Ｑ4 のベ
ースに出力信号が帰還され、これによって動作が安定化
されている。なお、本実施例の差動増幅装置の差動ゲイ
ンＧｄ′は次式で表わされる。
【００１１】 Ｇｄ′＝Ｒ8 ／（Ｒ1 ＋ｒｅ1 ）＝Ｒ7 ／（Ｒ2 ＋ｒｅ2 ） 但し、ｒｅ1 はトランジスタＱ1 のベースとエミッタ間
の動抵抗、ｒｅ2 はトランジスタＱ2 のベースとエミッ
タ間の動抵抗である。トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が同一特
性で、そのバイアス電流Ｉが同じであるとすると、ｒｅ
1 ，ｒｅ2 は次式のとおりとなる。
の動抵抗、ｒｅ2 はトランジスタＱ2 のベースとエミッ
タ間の動抵抗である。トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が同一特
性で、そのバイアス電流Ｉが同じであるとすると、ｒｅ
1 ，ｒｅ2 は次式のとおりとなる。
【００１２】ｒｅ1 ＝ｒｅ2 ＝ＶT ／Ｉ 但し、ＶT ＝ＫＴ／ｑでＫはボルツマン定数、Ｔは絶対
温度、ｑは電子の電荷である。
温度、ｑは電子の電荷である。
【００１３】ここで、本願発明者の行った実験結果につ
いて説明する。図２は図１に示した差動増幅装置の同相
ゲインの周波数特性を測定した測定データである。な
お、ここでは同相成分の除去効果を定量的に把握するた
め、同相成分検出回路２の出力信号を入力側に帰還した
ときと、帰還しないときで比較実験を行った。同図に示
すＡは同相成分を帰還したときの測定データ、Ｂは帰還
しないときの測定データである。図２から明らかなよう
に、同相ゲインは周波数が１ＭＨｚ以上で悪化し始め、
図５に示した従来の同相ゲインの周波数特性に比べて大
幅に改善されていることがわかる。また、ＡとＢの比較
では、１〜６０ＭＨｚの高域の周波数帯域で優位差が顕
著に現われ、同相成分の打消効果が充分にあることを確
認できた。なお、Ｂの測定データでも従来よりも性能が
向上しているが、これは本実施例では差動の構成が２段
構成となっており、全体の性能は差動段の積に依存して
いることによる。（一般に、広帯域演算増幅器の差動は
１段構成である）また、図３は同相信号除去比ＣＭＲＲ
の測定データである。なお、このときの差動ゲインは２
１ｄＢで７０ＭＨｚの帯域までフラットとした。実験結
果は図３から明らかなように、ＣＭＲＲは１ＭＨｚ付近
から悪化し始め、図６に示した従来のＣＭＲＲの性能に
比べて大幅に改善されていることを確認できた。
いて説明する。図２は図１に示した差動増幅装置の同相
ゲインの周波数特性を測定した測定データである。な
お、ここでは同相成分の除去効果を定量的に把握するた
め、同相成分検出回路２の出力信号を入力側に帰還した
ときと、帰還しないときで比較実験を行った。同図に示
すＡは同相成分を帰還したときの測定データ、Ｂは帰還
しないときの測定データである。図２から明らかなよう
に、同相ゲインは周波数が１ＭＨｚ以上で悪化し始め、
図５に示した従来の同相ゲインの周波数特性に比べて大
幅に改善されていることがわかる。また、ＡとＢの比較
では、１〜６０ＭＨｚの高域の周波数帯域で優位差が顕
著に現われ、同相成分の打消効果が充分にあることを確
認できた。なお、Ｂの測定データでも従来よりも性能が
向上しているが、これは本実施例では差動の構成が２段
構成となっており、全体の性能は差動段の積に依存して
いることによる。（一般に、広帯域演算増幅器の差動は
１段構成である）また、図３は同相信号除去比ＣＭＲＲ
の測定データである。なお、このときの差動ゲインは２
１ｄＢで７０ＭＨｚの帯域までフラットとした。実験結
果は図３から明らかなように、ＣＭＲＲは１ＭＨｚ付近
から悪化し始め、図６に示した従来のＣＭＲＲの性能に
比べて大幅に改善されていることを確認できた。
【００１４】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、入
力された信号の同相成分を検出して入力側に帰還するこ
とにより、信号の同相成分を有効に打消し、高周波帯域
の同相信号除去比ＣＭＲＲの性能を従来に比べて大幅に
向上できるという効果がある。
力された信号の同相成分を検出して入力側に帰還するこ
とにより、信号の同相成分を有効に打消し、高周波帯域
の同相信号除去比ＣＭＲＲの性能を従来に比べて大幅に
向上できるという効果がある。
【図１】本発明の差動増幅装置の一実施例を示した回路
図である。
図である。
【図２】図１の実施例の同相ゲインを同相成分を帰還し
たときと、帰還しないときで比較して示した測定データ
である。
たときと、帰還しないときで比較して示した測定データ
である。
【図３】図１の実施例において同相信号除去比ＣＭＲＲ
の測定結果を示した測定データである。
の測定結果を示した測定データである。
【図４】一般的な差動増幅器の構成を示した回路図であ
る。
る。
【図５】従来の差動増幅器の同相ゲインの測定結果を示
した測定データである。
した測定データである。
【図６】従来の差動増幅器の同相信号除去比ＣＭＲＲの
測定結果を示した測定データである。
測定結果を示した測定データである。
Ｑ1 〜Ｑ11 トランジスタ Ｉ1 〜Ｉ7 定電流源 Ｒ1 〜Ｒ10 抵抗器 ２ 同相成分検出回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 入力された信号の同相成分を検出する手
段と、該検出手段の出力信号を入力側に帰還し、前記同
相成分を打消すための帰還ループとを有することを特徴
とする差動増幅装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3189494A JPH0514076A (ja) | 1991-07-04 | 1991-07-04 | 差動増幅装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3189494A JPH0514076A (ja) | 1991-07-04 | 1991-07-04 | 差動増幅装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0514076A true JPH0514076A (ja) | 1993-01-22 |
Family
ID=16242208
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3189494A Pending JPH0514076A (ja) | 1991-07-04 | 1991-07-04 | 差動増幅装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0514076A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103956982A (zh) * | 2014-05-05 | 2014-07-30 | 华侨大学 | 一种用于两级差分放大器的连续时间共模反馈电路 |
-
1991
- 1991-07-04 JP JP3189494A patent/JPH0514076A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103956982A (zh) * | 2014-05-05 | 2014-07-30 | 华侨大学 | 一种用于两级差分放大器的连续时间共模反馈电路 |
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