JPH05111245A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JPH05111245A JPH05111245A JP3290469A JP29046991A JPH05111245A JP H05111245 A JPH05111245 A JP H05111245A JP 3290469 A JP3290469 A JP 3290469A JP 29046991 A JP29046991 A JP 29046991A JP H05111245 A JPH05111245 A JP H05111245A
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- Japan
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- voltage
- output
- rectifier circuit
- coil
- converter
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力電圧の電圧変動の下限が低い場合でも、
インバータ装置が一定の高さの交流電圧を出力するのに
充分な直流電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータを提供
することを目的とする。 【構成】 整流回路１１の出力を平滑するコイル１２の
出力端とこの整流回路１１の負側に接続され、この整流
回路１１の出力電圧を昇圧する昇圧用トランジスタ２１
と、上記コイル１２の出力端より整流回路１１の出力を
平滑するコンデンサ１３の正側に向けて順方向に接続さ
れた逆流防止用ダイオード２２とを備えた構成とした。
インバータ装置が一定の高さの交流電圧を出力するのに
充分な直流電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータを提供
することを目的とする。 【構成】 整流回路１１の出力を平滑するコイル１２の
出力端とこの整流回路１１の負側に接続され、この整流
回路１１の出力電圧を昇圧する昇圧用トランジスタ２１
と、上記コイル１２の出力端より整流回路１１の出力を
平滑するコンデンサ１３の正側に向けて順方向に接続さ
れた逆流防止用ダイオード２２とを備えた構成とした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば鉄道車両用等
の空気調和装置における電力変換回路に用いられるＤＣ
／ＤＣコンバータに関するものである。
の空気調和装置における電力変換回路に用いられるＤＣ
／ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に鉄道車両等においては、乗客に対
するサービスとして空気調和装置を設け、快適な車内温
度を維持するようにしている。特に最近は、直流を可変
周波数の交流に変換するインバータ等からなる電力変換
装置が普及し、空気調和装置のコンプレッサを可変周波
数の交流で容量制御することにより、車内温度の適性化
及び電力の省エネルギー化が図られている。図３は従来
の電力変換装置を用いた車両用空気調和装置を示すブロ
ック図であり、図３において、１は直流電力を送電する
架線、２は架線１より直流電力を集電するパンタグラ
フ、３はパンタグラフ２から給電を受ける電力変換装置
であり、この電力変換装置３はパンタグラフ２により受
電した直流電力を一定電圧の直流に変換するＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置４と、このＤＣ／ＤＣコンバータ装置４
の直流出力を交流に変換するインバータ装置５とで構成
されている。６はインバータ装置５の交流で駆動される
クーラ装置である。
するサービスとして空気調和装置を設け、快適な車内温
度を維持するようにしている。特に最近は、直流を可変
周波数の交流に変換するインバータ等からなる電力変換
装置が普及し、空気調和装置のコンプレッサを可変周波
数の交流で容量制御することにより、車内温度の適性化
及び電力の省エネルギー化が図られている。図３は従来
の電力変換装置を用いた車両用空気調和装置を示すブロ
ック図であり、図３において、１は直流電力を送電する
架線、２は架線１より直流電力を集電するパンタグラ
フ、３はパンタグラフ２から給電を受ける電力変換装置
であり、この電力変換装置３はパンタグラフ２により受
電した直流電力を一定電圧の直流に変換するＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置４と、このＤＣ／ＤＣコンバータ装置４
の直流出力を交流に変換するインバータ装置５とで構成
されている。６はインバータ装置５の交流で駆動される
クーラ装置である。
【０００３】図４は従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置４
の具体的な構成を示す回路図であり、このＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置４はコイル７とコンデンサ８ａ，８ｂとよ
りなる入力フィルタの出力側端子間に互いに直列接続さ
れたトランジスタ９ａ，９ｃとで形成されるハーフブリ
ッジと呼ばれ、入力電圧である直流電圧を交流電圧に変
換する単相インバータ９と、この単相インバータ９の出
力端に１次巻線を接続した中間トランス１０と、この中
間トランス１０の２次巻線を接続した整流回路１１と、
この整流回路１１の出力端に接続され該整流回路１１の
出力を平滑するコイル１２とコンデンサ１３とよりなる
出力フィルタとで構成されている。なお、上記トランジ
スタ９ａ，９ｃにはエミッタからコレクタに向って電流
が流れるようにダイオード９ｂ，９ｄが接続されてい
る。
の具体的な構成を示す回路図であり、このＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置４はコイル７とコンデンサ８ａ，８ｂとよ
りなる入力フィルタの出力側端子間に互いに直列接続さ
れたトランジスタ９ａ，９ｃとで形成されるハーフブリ
ッジと呼ばれ、入力電圧である直流電圧を交流電圧に変
換する単相インバータ９と、この単相インバータ９の出
力端に１次巻線を接続した中間トランス１０と、この中
間トランス１０の２次巻線を接続した整流回路１１と、
この整流回路１１の出力端に接続され該整流回路１１の
出力を平滑するコイル１２とコンデンサ１３とよりなる
出力フィルタとで構成されている。なお、上記トランジ
スタ９ａ，９ｃにはエミッタからコレクタに向って電流
が流れるようにダイオード９ｂ，９ｄが接続されてい
る。
【０００４】図５は上記単相インバータ９のスイッチン
グモードを示す説明図であり、トランジスタ９ａ，９ｃ
のいずれか一方が導通する場合といずれも導通しない場
合とで、モード（ａ）〜モード（ｄ）の４通りのスイッ
チングモードが生じる。破線矢印は回路に流れる電流を
示し、図６に示す出力電圧Ｖ1 が中間トランス１０の１
次巻線側に得られる。
グモードを示す説明図であり、トランジスタ９ａ，９ｃ
のいずれか一方が導通する場合といずれも導通しない場
合とで、モード（ａ）〜モード（ｄ）の４通りのスイッ
チングモードが生じる。破線矢印は回路に流れる電流を
示し、図６に示す出力電圧Ｖ1 が中間トランス１０の１
次巻線側に得られる。
【０００５】図７はインバータ装置５とクーラ装置６を
示す回路図であり、インバータ装置５はエミッタからコ
レクタに向って電流を流すようにダイオード１４ｂ，１
４ｄ，１４ｆ，１４ｈ，１４ｊ，１４ｌが並列接続され
たトランジスタ１４ａ，１４ｃ，１４ｅ，１４ｇ，１４
ｉ，１４ｋを、２個ずつ直列接続したものを互いに並列
接続して三相インバータ回路１４を構成している。ま
た、クーラ装置６は三相インバータ回路１４の出力端に
接続され、コンプレッサ１６を駆動するコンプレッサモ
ータ１５と室外ファン１８を駆動する室外ファンモータ
１７及び室内ファン２０を駆動する室内ファンモータ１
９で構成され、各モータ１５，１７，１９は三相インバ
ータ回路１４の出力に従って可変速運転されるものであ
る。
示す回路図であり、インバータ装置５はエミッタからコ
レクタに向って電流を流すようにダイオード１４ｂ，１
４ｄ，１４ｆ，１４ｈ，１４ｊ，１４ｌが並列接続され
たトランジスタ１４ａ，１４ｃ，１４ｅ，１４ｇ，１４
ｉ，１４ｋを、２個ずつ直列接続したものを互いに並列
接続して三相インバータ回路１４を構成している。ま
た、クーラ装置６は三相インバータ回路１４の出力端に
接続され、コンプレッサ１６を駆動するコンプレッサモ
ータ１５と室外ファン１８を駆動する室外ファンモータ
１７及び室内ファン２０を駆動する室内ファンモータ１
９で構成され、各モータ１５，１７，１９は三相インバ
ータ回路１４の出力に従って可変速運転されるものであ
る。
【０００６】なお、単相インバータ９の形成素子として
トランジスタが使用されるのは、トランジスタはスイッ
チング速度が速いため、入力フィルタをなすコイル７、
コンデンサ８及び出力フィルタをなすコイル１２、コン
デンサ１３が小型化され、装置全体が小型化できるとと
もにトランジスタ自体も安価で最も入手しやすいという
理由によるものである。
トランジスタが使用されるのは、トランジスタはスイッ
チング速度が速いため、入力フィルタをなすコイル７、
コンデンサ８及び出力フィルタをなすコイル１２、コン
デンサ１３が小型化され、装置全体が小型化できるとと
もにトランジスタ自体も安価で最も入手しやすいという
理由によるものである。
【０００７】次に動作について説明する。パンタグラフ
２によって架線１から集電された直流電力は、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ装置４によって一定電圧の直流出力に変換
される。一般的に鉄道の架線電圧は電圧の変動幅が大き
い。例えば公称ＤＣ６００Ｖと言われる架線電圧でも実
際はＤＣ３００Ｖから７５０Ｖ程度まで変動する。この
ように変動幅の大きい電圧を直接、インバータ装置５に
よる交流に変換するのは困難なため、一旦、一定電圧の
直流に変換する必要がある。この働きをするのがＤＣ／
ＤＣコンバータ装置４である。
２によって架線１から集電された直流電力は、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ装置４によって一定電圧の直流出力に変換
される。一般的に鉄道の架線電圧は電圧の変動幅が大き
い。例えば公称ＤＣ６００Ｖと言われる架線電圧でも実
際はＤＣ３００Ｖから７５０Ｖ程度まで変動する。この
ように変動幅の大きい電圧を直接、インバータ装置５に
よる交流に変換するのは困難なため、一旦、一定電圧の
直流に変換する必要がある。この働きをするのがＤＣ／
ＤＣコンバータ装置４である。
【０００８】図４，図５に示したＤＣ／ＤＣコンバータ
装置４は一般的に中間リンク式ＤＣ／ＤＣコンバータと
よばれる回路であり、図示の構成において、出力電圧Ｖ
o は単相インバータ９のトランジスタ９ａ，９ｃのＯＮ
／ＯＦＦのデューティ比率で決定される。すなわち、図
６に示すように出力電圧Ｖo は入力電圧（架線電圧）を
Ｖi 、スイッチング周期をＴ、オン時間をＴon、中間ト
ランス１０の巻数比をＮ1 ／Ｎ2 とすると、 Ｖo ＝（Ｔon／Ｔ）・（Ｎ2 ／Ｎ1 ）・（Ｖi ／２）・・・（１） となるので、デューティ比率Ｔon／Ｔを制御することに
より出力電圧Ｖo を所定の一定電圧に制御することがで
きる。つまり、入力電圧（架線電圧）が高い場合はＴon
／Ｔを小さく、入力電圧が低くなればＴon／Ｔを大きく
するように制御することにより、架線電圧が大きく変動
しても常に一定の直流電圧が得られる。
装置４は一般的に中間リンク式ＤＣ／ＤＣコンバータと
よばれる回路であり、図示の構成において、出力電圧Ｖ
o は単相インバータ９のトランジスタ９ａ，９ｃのＯＮ
／ＯＦＦのデューティ比率で決定される。すなわち、図
６に示すように出力電圧Ｖo は入力電圧（架線電圧）を
Ｖi 、スイッチング周期をＴ、オン時間をＴon、中間ト
ランス１０の巻数比をＮ1 ／Ｎ2 とすると、 Ｖo ＝（Ｔon／Ｔ）・（Ｎ2 ／Ｎ1 ）・（Ｖi ／２）・・・（１） となるので、デューティ比率Ｔon／Ｔを制御することに
より出力電圧Ｖo を所定の一定電圧に制御することがで
きる。つまり、入力電圧（架線電圧）が高い場合はＴon
／Ｔを小さく、入力電圧が低くなればＴon／Ｔを大きく
するように制御することにより、架線電圧が大きく変動
しても常に一定の直流電圧が得られる。
【０００９】この時の単相インバータ９の動作を説明し
たものが図５である。この単相インバータ９はトランジ
スタ９ａと９ｃが交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことで
交流を作り出すものである。すなわち、モード（ａ）に
示すように、トランジスタ９ａがＯＮすれば、中間トラ
ンス１０には正の電圧Ｖ1 が出力され、モード（ｃ）に
示すようにトランジスタ９ｃがＯＮすれば、中間トラン
ス１０には負の電圧Ｖ1 が出力される。トランジスタ９
ａと９ｃが交互にＯＮ／ＯＦＦ（図５に示す記号○はＯ
Ｎ、記号×はＯＦＦを表わす）をしている場合は、ＯＦ
Ｆ側のトランジスタ１個で入力電圧Ｖi を負担し、モー
ド（ｂ），（ｄ）に示すようにトランジスタ９ａと９ｃ
ともＯＦＦの場合は両方のトランジスタで入力電圧Ｖi
を負担する。
たものが図５である。この単相インバータ９はトランジ
スタ９ａと９ｃが交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことで
交流を作り出すものである。すなわち、モード（ａ）に
示すように、トランジスタ９ａがＯＮすれば、中間トラ
ンス１０には正の電圧Ｖ1 が出力され、モード（ｃ）に
示すようにトランジスタ９ｃがＯＮすれば、中間トラン
ス１０には負の電圧Ｖ1 が出力される。トランジスタ９
ａと９ｃが交互にＯＮ／ＯＦＦ（図５に示す記号○はＯ
Ｎ、記号×はＯＦＦを表わす）をしている場合は、ＯＦ
Ｆ側のトランジスタ１個で入力電圧Ｖi を負担し、モー
ド（ｂ），（ｄ）に示すようにトランジスタ９ａと９ｃ
ともＯＦＦの場合は両方のトランジスタで入力電圧Ｖi
を負担する。
【００１０】上記中間トランス１０の出力電圧Ｖ1 は式
（１）に示したように入力電圧Ｖiの１／２となる。こ
れは中間トランス１０の１次側が直列に結線されたコン
デンサ８の接続中間点とトランジスタ９ａ，９ｃの接続
中間点との間に接続されているためである。そして、こ
の中間トランス１０の２次側から整流回路１１、コイル
１２とコンデンサ１３とよりなる出力フィルタを介して
出力された一定の直流電圧はインバータ装置５内の三相
インバータ回路１４によって可変周波数の交流に変換さ
れる。この可変周波数の交流によってクーラ装置６内の
各モータ１５，１７，１９の回転数が可変となり、クー
ラの容量制御が行われ、車内温度の適正化や電力の省エ
ネルギー化が図られることになる。
（１）に示したように入力電圧Ｖiの１／２となる。こ
れは中間トランス１０の１次側が直列に結線されたコン
デンサ８の接続中間点とトランジスタ９ａ，９ｃの接続
中間点との間に接続されているためである。そして、こ
の中間トランス１０の２次側から整流回路１１、コイル
１２とコンデンサ１３とよりなる出力フィルタを介して
出力された一定の直流電圧はインバータ装置５内の三相
インバータ回路１４によって可変周波数の交流に変換さ
れる。この可変周波数の交流によってクーラ装置６内の
各モータ１５，１７，１９の回転数が可変となり、クー
ラの容量制御が行われ、車内温度の適正化や電力の省エ
ネルギー化が図られることになる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来のＤＣ／ＤＣコン
バータは以上のように構成されているので、出力電圧Ｖ
o は入力電圧（架線電圧）Ｖiを降圧して一定の直流電
圧に制御されたものが得られる。ところで、例えば入力
電圧（架線電圧）Ｖi が公称６００Ｖの場合、電圧変動
の下限が３００Ｖなので、単相インバータ９のデューテ
ィ比を最大に制御しても、実際的なデューティ比は１以
下なので、出力電圧Ｖo は３００Ｖ以下となる。例とし
て入力電圧Ｖi ＝３００Ｖ、中間トランス１０の巻数比
Ｎ1 ／Ｎ2＝１／２、最大デューティ比Ｔon／Ｔは実際
的には０．９程度となるので、この場合の出力電圧Ｖo
は、 Ｖo ＝（Ｔon／Ｔ）・（Ｎ2 ／Ｎ1 ）・（Ｖi ／２） ＝０．９×２×３００／２＝２７０Ｖ となる。
バータは以上のように構成されているので、出力電圧Ｖ
o は入力電圧（架線電圧）Ｖiを降圧して一定の直流電
圧に制御されたものが得られる。ところで、例えば入力
電圧（架線電圧）Ｖi が公称６００Ｖの場合、電圧変動
の下限が３００Ｖなので、単相インバータ９のデューテ
ィ比を最大に制御しても、実際的なデューティ比は１以
下なので、出力電圧Ｖo は３００Ｖ以下となる。例とし
て入力電圧Ｖi ＝３００Ｖ、中間トランス１０の巻数比
Ｎ1 ／Ｎ2＝１／２、最大デューティ比Ｔon／Ｔは実際
的には０．９程度となるので、この場合の出力電圧Ｖo
は、 Ｖo ＝（Ｔon／Ｔ）・（Ｎ2 ／Ｎ1 ）・（Ｖi ／２） ＝０．９×２×３００／２＝２７０Ｖ となる。
【００１２】このように出力電圧Ｖo が３００Ｖ以下の
低い電圧になるため、この出力電圧Ｖo をインバータ装
置５によって交流化した場合、インバータ装置５の出力
電圧はこのインバータ装置５の損失によりＡＣ２２０Ｖ
程度しか得られない。このインバータ装置５の交流出力
でクーラ装置６のコンプレッサモータ１５やファンモー
タ１７，１９を運転するわけであるが、一般に車両用ク
ーラ装置の容量であれば運転するための最適な交流電圧
はＡＣ４４０Ｖ程度である。これは、この電圧であれば
電圧自体も高くなく、また電流も大きくならないので、
インバータ装置５のトランジスタ１４ａ，１４ｃ，１４
ｅ，１４ｇ，１４ｉ，１４ｋに一般的なものが使用でき
ること、またコンプレッサ１６やファンモータ１７，１
９が最も入手しやすく小型となること、さらに使用する
電線のサイズが大きくならないなどの点からである。し
かしながら、従来のＤＣ／ＤＣコンバータではインバー
タ装置５の出力端でＡＣ２２０Ｖの電圧しか得られない
ため、この電圧が低い分電流値が大きくなり、インバー
タ装置５のトランジスタ１４ａ，１４ｃ，１４ｅ，１４
ｇ，１４ｉ，１４ｋに定格電流の大きいものを使用しな
ければならず、また、コンプレッサモータ１５やファン
モータ１７，１９の大型化、電線サイズの大型化が必要
となり、クーラ装置６全体を大型化しなければならない
などの問題点があった。
低い電圧になるため、この出力電圧Ｖo をインバータ装
置５によって交流化した場合、インバータ装置５の出力
電圧はこのインバータ装置５の損失によりＡＣ２２０Ｖ
程度しか得られない。このインバータ装置５の交流出力
でクーラ装置６のコンプレッサモータ１５やファンモー
タ１７，１９を運転するわけであるが、一般に車両用ク
ーラ装置の容量であれば運転するための最適な交流電圧
はＡＣ４４０Ｖ程度である。これは、この電圧であれば
電圧自体も高くなく、また電流も大きくならないので、
インバータ装置５のトランジスタ１４ａ，１４ｃ，１４
ｅ，１４ｇ，１４ｉ，１４ｋに一般的なものが使用でき
ること、またコンプレッサ１６やファンモータ１７，１
９が最も入手しやすく小型となること、さらに使用する
電線のサイズが大きくならないなどの点からである。し
かしながら、従来のＤＣ／ＤＣコンバータではインバー
タ装置５の出力端でＡＣ２２０Ｖの電圧しか得られない
ため、この電圧が低い分電流値が大きくなり、インバー
タ装置５のトランジスタ１４ａ，１４ｃ，１４ｅ，１４
ｇ，１４ｉ，１４ｋに定格電流の大きいものを使用しな
ければならず、また、コンプレッサモータ１５やファン
モータ１７，１９の大型化、電線サイズの大型化が必要
となり、クーラ装置６全体を大型化しなければならない
などの問題点があった。
【００１３】なお、常識的に考えればこの解決策とし
て、中間トランス１０の巻数比Ｎ1 ／Ｎ2 を大きくし
て、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo を高くする方
法が考えられる。例えば、インバータ装置５の出力電圧
をＡＣ４４０Ｖにするためには、インバータ装置５の損
失分を考慮し、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo は
６００Ｖの直流電圧が必要となるので、中間トランス１
０の巻数比Ｎ1 ／Ｎ2 ＝１／５とすれば、デューティ比
Ｔon／Ｔ＝０．８として出力電圧Ｖo は、 Ｖo ＝（Ｔon／Ｔ）・（Ｎ2 ／Ｎ1 ）・（Ｖi ／２） ＝０．８×５×３００／２＝６００Ｖ と必要な出力電圧Ｖo が得られる。しかし、仮に入力電
圧Ｖiが電圧変動の上限の７５０Ｖになった場合、中間
トランス１０の２次側の電圧Ｖ2 は、 Ｖ2 ＝７５０×（１／２）×（１／５）＝１８７５Ｖ となり、この場合、整流回路１１に使用されるダイオー
ドの耐圧はサージ電圧等の電圧上昇値を見込んで、約２
倍の３５００Ｖ程度の耐圧が必要である。このような高
耐圧、高周波数用のダイオードは大型で高価なものとな
る。このように、中間トランス１０の巻数比Ｎ1 ／Ｎ2
を大きくしても、ＤＣ／ＤＣコンバータの大型化の問題
点が生じていた。
て、中間トランス１０の巻数比Ｎ1 ／Ｎ2 を大きくし
て、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo を高くする方
法が考えられる。例えば、インバータ装置５の出力電圧
をＡＣ４４０Ｖにするためには、インバータ装置５の損
失分を考慮し、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo は
６００Ｖの直流電圧が必要となるので、中間トランス１
０の巻数比Ｎ1 ／Ｎ2 ＝１／５とすれば、デューティ比
Ｔon／Ｔ＝０．８として出力電圧Ｖo は、 Ｖo ＝（Ｔon／Ｔ）・（Ｎ2 ／Ｎ1 ）・（Ｖi ／２） ＝０．８×５×３００／２＝６００Ｖ と必要な出力電圧Ｖo が得られる。しかし、仮に入力電
圧Ｖiが電圧変動の上限の７５０Ｖになった場合、中間
トランス１０の２次側の電圧Ｖ2 は、 Ｖ2 ＝７５０×（１／２）×（１／５）＝１８７５Ｖ となり、この場合、整流回路１１に使用されるダイオー
ドの耐圧はサージ電圧等の電圧上昇値を見込んで、約２
倍の３５００Ｖ程度の耐圧が必要である。このような高
耐圧、高周波数用のダイオードは大型で高価なものとな
る。このように、中間トランス１０の巻数比Ｎ1 ／Ｎ2
を大きくしても、ＤＣ／ＤＣコンバータの大型化の問題
点が生じていた。
【００１４】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、入力電圧の電圧変動の下限が低
い場合でも、インバータ装置が一定の高さの交流電圧を
出力するのに充分な直流電圧を供給するＤＣ／ＤＣコン
バータを提供することを目的とする。
ためになされたもので、入力電圧の電圧変動の下限が低
い場合でも、インバータ装置が一定の高さの交流電圧を
出力するのに充分な直流電圧を供給するＤＣ／ＤＣコン
バータを提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】この発明に係るＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは、整流回路の出力を平滑するコイルの出
力端とこの整流回路の負側に接続され、この整流回路の
出力電圧を昇圧する昇圧用トランジスタと、上記コイル
の出力端より整流回路の出力を平滑するコンデンサの正
側に向けて順方向に接続された逆流防止用ダイオードと
を備えたものである。
Ｃコンバータは、整流回路の出力を平滑するコイルの出
力端とこの整流回路の負側に接続され、この整流回路の
出力電圧を昇圧する昇圧用トランジスタと、上記コイル
の出力端より整流回路の出力を平滑するコンデンサの正
側に向けて順方向に接続された逆流防止用ダイオードと
を備えたものである。
【００１６】
【作用】この発明における昇圧用トランジスタは、ＯＮ
動作時、整流回路の出力を平滑するコイルに電流を流
し、このコイルにエネルギーを蓄え、ＯＦＦ動作時、上
記整流回路の出力に上記コイルに蓄えられたエネルギー
を重畳し、出力電圧を昇圧する。また、逆流防止用ダイ
オードは、上記昇圧された出力電圧が、上記整流回路側
に逆流するのを防止する。
動作時、整流回路の出力を平滑するコイルに電流を流
し、このコイルにエネルギーを蓄え、ＯＦＦ動作時、上
記整流回路の出力に上記コイルに蓄えられたエネルギー
を重畳し、出力電圧を昇圧する。また、逆流防止用ダイ
オードは、上記昇圧された出力電圧が、上記整流回路側
に逆流するのを防止する。
【００１７】
【実施例】実施例１．以下、この発明の一実施例を図に
ついて説明する。なお、従来技術である図４と同一の構
成部分には同一符号を付して、その重複する説明は省略
する。図１はこの発明の一実施例によるＤＣ／ＤＣコン
バータ装置の回路図であり、図において、２１はコイル
１２の出力端と整流回路の負側に接続された昇圧用トラ
ンジスタ、２２はコイル１２の出力端よりコンデンサ１
３の正側に向けて順方向に接続された逆流防止用ダイオ
ードである。
ついて説明する。なお、従来技術である図４と同一の構
成部分には同一符号を付して、その重複する説明は省略
する。図１はこの発明の一実施例によるＤＣ／ＤＣコン
バータ装置の回路図であり、図において、２１はコイル
１２の出力端と整流回路の負側に接続された昇圧用トラ
ンジスタ、２２はコイル１２の出力端よりコンデンサ１
３の正側に向けて順方向に接続された逆流防止用ダイオ
ードである。
【００１８】図２（ａ）は整流回路１１の出力電圧Ｖ3
を示す波形図であり、図２（ｂ）は昇圧用トランジスタ
２１のスイッチング波形ＶCEを示す波形図である。以
下、この図１、図２を参照しながら動作を説明する。
を示す波形図であり、図２（ｂ）は昇圧用トランジスタ
２１のスイッチング波形ＶCEを示す波形図である。以
下、この図１、図２を参照しながら動作を説明する。
【００１９】図１に示した、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置
の特徴は、昇圧用トランジスタ２１のＯＮ動作時に、整
流回路１１の出力を平滑するコイル１２に電流を流して
エネルギーを蓄え、ＯＦＦ動作時に、整流回路１１の出
力に加え、このコイル１２に蓄えられたエネルギーを重
畳し、逆流防止用ダイオード２２を介して出力フィルタ
に出力する所にある。なお、逆流防止用ダイオード２２
は、昇圧された出力電圧Ｖo が、整流回路１１側に逆流
するのを防止するためのものである。
の特徴は、昇圧用トランジスタ２１のＯＮ動作時に、整
流回路１１の出力を平滑するコイル１２に電流を流して
エネルギーを蓄え、ＯＦＦ動作時に、整流回路１１の出
力に加え、このコイル１２に蓄えられたエネルギーを重
畳し、逆流防止用ダイオード２２を介して出力フィルタ
に出力する所にある。なお、逆流防止用ダイオード２２
は、昇圧された出力電圧Ｖo が、整流回路１１側に逆流
するのを防止するためのものである。
【００２０】今、整流回路１１の出力電圧Ｖ3 が単相イ
ンバータ９によりデューティ制御されて、一定の電圧に
制御されているものとすると、出力電圧Ｖ3 の平均値Ｖ
3avは、 Ｖ3av ＝（Ｔon／Ｔ）・（Ｎ2 ／Ｎ1）・（Ｖi ／２） ＝（Ｔon／Ｔ）・Ｖ2 となる。そして、昇圧用トランジスタ２１をＯＮ／ＯＦ
Ｆさせることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置４の出
力電圧Ｖo は、図２（ｂ）に示すように、昇圧用トラン
ジスタ２１のＯＮ／ＯＦＦのスイッチング周期をτ、Ｏ
ＦＦ時間をτoff、整流回路１１の出力電圧の平均値を
Ｖ3av とすれば、 Ｖo ＝（τ／τoff ）・Ｖ3av となる。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の出力電
圧Ｖo は、整流回路１１の出力電圧の平均値Ｖ3av より
も、τ／τoff比で昇圧されることになる。例えば、Ｏ
ＦＦ時間の割合を０．５とすれば、１／０．５＝２で２
倍に昇圧されることになる。
ンバータ９によりデューティ制御されて、一定の電圧に
制御されているものとすると、出力電圧Ｖ3 の平均値Ｖ
3avは、 Ｖ3av ＝（Ｔon／Ｔ）・（Ｎ2 ／Ｎ1）・（Ｖi ／２） ＝（Ｔon／Ｔ）・Ｖ2 となる。そして、昇圧用トランジスタ２１をＯＮ／ＯＦ
Ｆさせることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置４の出
力電圧Ｖo は、図２（ｂ）に示すように、昇圧用トラン
ジスタ２１のＯＮ／ＯＦＦのスイッチング周期をτ、Ｏ
ＦＦ時間をτoff、整流回路１１の出力電圧の平均値を
Ｖ3av とすれば、 Ｖo ＝（τ／τoff ）・Ｖ3av となる。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の出力電
圧Ｖo は、整流回路１１の出力電圧の平均値Ｖ3av より
も、τ／τoff比で昇圧されることになる。例えば、Ｏ
ＦＦ時間の割合を０．５とすれば、１／０．５＝２で２
倍に昇圧されることになる。
【００２１】なお、整流回路１１の出力電圧Ｖ3 は、図
２（ａ）に示したようにパルス波となるが、昇圧用トラ
ンジスタ２１のスイッチング周期τを、単相インバータ
９のスイッチング周期Ｔよりも相当大きく選ぶことによ
り、整流回路１１の出力電圧Ｖ3 は平均値としての一定
の電圧値Ｖ3av と見なすことができる。
２（ａ）に示したようにパルス波となるが、昇圧用トラ
ンジスタ２１のスイッチング周期τを、単相インバータ
９のスイッチング周期Ｔよりも相当大きく選ぶことによ
り、整流回路１１の出力電圧Ｖ3 は平均値としての一定
の電圧値Ｖ3av と見なすことができる。
【００２２】また、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置４の出力
電圧Ｖo の制御は、単相インバータ９のデューティ制御
でも、昇圧用トランジスタ２１のデューティ制御でも行
うことができるが、実際的には、主として、単相インバ
ータ９のデューティ制御を、入力電圧（架線電圧）Ｖi
の電圧変動を吸収して、一定の電圧とし、入力電圧（架
線電圧）Ｖi が下限近くになったとき、従として、上記
制御に昇圧用トランジスタ２１のデューティ制御を加え
一定の電圧を出力する。
電圧Ｖo の制御は、単相インバータ９のデューティ制御
でも、昇圧用トランジスタ２１のデューティ制御でも行
うことができるが、実際的には、主として、単相インバ
ータ９のデューティ制御を、入力電圧（架線電圧）Ｖi
の電圧変動を吸収して、一定の電圧とし、入力電圧（架
線電圧）Ｖi が下限近くになったとき、従として、上記
制御に昇圧用トランジスタ２１のデューティ制御を加え
一定の電圧を出力する。
【００２３】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、ＤＣ
／ＤＣコンバータに、整流回路の出力を平滑するコイル
の出力端と、この整流回路の負側に接続され、この整流
回路の出力電圧を昇圧する昇圧用トランジスタと、上記
コイルの出力端より整流回路の出力を平滑するコンデン
サの正側に向けて順方向に接続された逆流防止用ダイオ
ードとを備えた構成としたので、入力電圧の電圧変動の
下限が低い場合でも、高い出力電圧を容易に得ることが
でき、インバータ装置が一定の高さの交流電圧を出力す
るのに充分な直流電圧を供給できると共に、小型な空気
調和装置にすることができる効果がある。
／ＤＣコンバータに、整流回路の出力を平滑するコイル
の出力端と、この整流回路の負側に接続され、この整流
回路の出力電圧を昇圧する昇圧用トランジスタと、上記
コイルの出力端より整流回路の出力を平滑するコンデン
サの正側に向けて順方向に接続された逆流防止用ダイオ
ードとを備えた構成としたので、入力電圧の電圧変動の
下限が低い場合でも、高い出力電圧を容易に得ることが
でき、インバータ装置が一定の高さの交流電圧を出力す
るのに充分な直流電圧を供給できると共に、小型な空気
調和装置にすることができる効果がある。
【図１】この発明の一実施例によるＤＣ／ＤＣコンバー
タ装置を示す回路図である。
タ装置を示す回路図である。
【図２】図２（ａ）は整流回路の出力電圧を示す波形図
である。図２（ｂ）は昇圧用トランジスタのスイッチン
グ波形を示す波形図である。
である。図２（ｂ）は昇圧用トランジスタのスイッチン
グ波形を示す波形図である。
【図３】従来の電力変換装置を用いた車両用空気調和装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図４】従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す回路図
である。
である。
【図５】単相インバータのスイッチングモードを示す説
明図である。
明図である。
【図６】中間トランスの出力電圧を示す波形図である。
【図７】インバータ装置とクーラ装置を示す回路図であ
る。
る。
９ 単相インバータ １０ 中間トランス １１ 整流回路 １２ コイル １３ コンデンサ ２１ 昇圧用トランジスタ ２２ 逆流防止用ダイオード
Claims (1)
- 【請求項１】 入力電圧である直流電圧を交流電圧に変
換する単相インバータと、該単相インバータの出力端に
１次巻線を接続した中間トランスと、該中間トランスの
２次巻線に接続され、該中間トランスの出力を整流する
整流回路と、該整流回路の出力端に接続され、該整流回
路の出力を平滑するコイルとコンデンサとよりなる出力
フィルタとを備えたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上
記コイルの出力端と上記整流回路の負側に接続され、Ｏ
Ｎ動作時、上記コイルにエネルギーを蓄え、ＯＦＦ動作
時、上記整流回路の出力に加えて上記コイルに蓄えられ
たエネルギーを重畳し、出力電圧を昇圧する昇圧用トラ
ンジスタと、上記コイルの出力端より上記コンデンサの
正側に向けて順方向に接続され、上記昇圧された出力電
圧が上記整流回路側に逆流するのを防止する逆流防止用
ダイオードとを備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコン
バータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3290469A JPH05111245A (ja) | 1991-10-11 | 1991-10-11 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3290469A JPH05111245A (ja) | 1991-10-11 | 1991-10-11 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05111245A true JPH05111245A (ja) | 1993-04-30 |
Family
ID=17756420
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3290469A Pending JPH05111245A (ja) | 1991-10-11 | 1991-10-11 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05111245A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009177940A (ja) * | 2008-01-24 | 2009-08-06 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2014233121A (ja) * | 2013-05-28 | 2014-12-11 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| WO2016063378A1 (ja) * | 2014-10-22 | 2016-04-28 | 三菱電機株式会社 | 電気車の補助電源装置 |
-
1991
- 1991-10-11 JP JP3290469A patent/JPH05111245A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009177940A (ja) * | 2008-01-24 | 2009-08-06 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2014233121A (ja) * | 2013-05-28 | 2014-12-11 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| WO2016063378A1 (ja) * | 2014-10-22 | 2016-04-28 | 三菱電機株式会社 | 電気車の補助電源装置 |
| JPWO2016063378A1 (ja) * | 2014-10-22 | 2017-04-27 | 三菱電機株式会社 | 電気車の補助電源装置 |
| CN106794776A (zh) * | 2014-10-22 | 2017-05-31 | 三菱电机株式会社 | 电车的辅助电源装置 |
| CN106794776B (zh) * | 2014-10-22 | 2019-04-02 | 三菱电机株式会社 | 电车的辅助电源装置 |
| US10468992B2 (en) | 2014-10-22 | 2019-11-05 | Mitsubishi Electric Corporation | Auxiliary power supply device for electric rolling stock |
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