JPH0488796A - Edtv対応muse―ntscコンバータ - Google Patents
Edtv対応muse―ntscコンバータInfo
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- JPH0488796A JPH0488796A JP2205792A JP20579290A JPH0488796A JP H0488796 A JPH0488796 A JP H0488796A JP 2205792 A JP2205792 A JP 2205792A JP 20579290 A JP20579290 A JP 20579290A JP H0488796 A JPH0488796 A JP H0488796A
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- GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N prostaglandin E1 Chemical compound CCCCC[C@H](O)\C=C\[C@H]1[C@H](O)CC(=O)[C@@H]1CCCCCCC(O)=O GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N 0.000 claims description 9
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Landscapes
- Color Television Systems (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、MUSE方式のテレビジョン信シなNTS
C方式、またはE D T V対応N 1’ S C方
式のテレビジョン信号に変換するコンバータに関する。
C方式、またはE D T V対応N 1’ S C方
式のテレビジョン信号に変換するコンバータに関する。
〔従来の技術J
第9図は、昭和59年9月20日にプレビジョン学会技
術報告会において発表された、MUSE方式受信用標準
方式アダプタ(二宮他 N HK )のブロック回路間
である。
術報告会において発表された、MUSE方式受信用標準
方式アダプタ(二宮他 N HK )のブロック回路間
である。
図において、入力端子(1)には、M IJ S F、
ベースバンド信号が入力され、△/D変換器(3)を介
して水平LP)?(71および垂直り、 P F T9
)で構成された2次元り、 P F (211に入力さ
れる。2次元り、 P F +211の出力信号は、時
間軸変換回路(11)に入力され、この時間軸変換回路
(11)の出力信号は折り返し除去回路(8)と、動き
検出回路(I9)とに入力される。動き検出回路(I9
)の出力信号は、折り返し除去回路(8)に制御信号と
して入力され、折り返し除去回路(8)の出力信号+2
061 は、輝度信号処理回路(22)と、色差信号処
理回路(23)とに入力される。輝度信号処理回路(2
2)の出力信号と色差信号処理回路(23)の出力信号
は、それぞれD/△変換器f12cl 、 (12e)
に入力されてD/A変換され、その出力信号が逆マトリ
ックス回路(23)に入力される。逆マトリックス回路
(23)の出力信号であるインタレースR,G、B信号
は、それぞれ出力端子(24) 、 (25) 、 (
26)から出力される。
ベースバンド信号が入力され、△/D変換器(3)を介
して水平LP)?(71および垂直り、 P F T9
)で構成された2次元り、 P F (211に入力さ
れる。2次元り、 P F +211の出力信号は、時
間軸変換回路(11)に入力され、この時間軸変換回路
(11)の出力信号は折り返し除去回路(8)と、動き
検出回路(I9)とに入力される。動き検出回路(I9
)の出力信号は、折り返し除去回路(8)に制御信号と
して入力され、折り返し除去回路(8)の出力信号+2
061 は、輝度信号処理回路(22)と、色差信号処
理回路(23)とに入力される。輝度信号処理回路(2
2)の出力信号と色差信号処理回路(23)の出力信号
は、それぞれD/△変換器f12cl 、 (12e)
に入力されてD/A変換され、その出力信号が逆マトリ
ックス回路(23)に入力される。逆マトリックス回路
(23)の出力信号であるインタレースR,G、B信号
は、それぞれ出力端子(24) 、 (25) 、 (
26)から出力される。
次に動作について説明する。入力端子(1)からA/D
変換器(3)に入力されたアナログのMIJSEベース
パントイε号は、サンプリング周波数16.2MH7,
,8ビツトの量子化積度でディジタル信号に変換される
、 2次元1. P F (211は、A / I)変換器
(3)において生じた水平−垂直空間周波数的折り返し
歪みが残らないように帯域制限を行なう。これは、M
IJ S Eデコーダで一般的に言われる動画処理モー
ド(フィールド内内挿)であり、MUShlA号から5
25本N T S C系に変換したとしても、ト分な水
平帯域を確保できている。
変換器(3)に入力されたアナログのMIJSEベース
パントイε号は、サンプリング周波数16.2MH7,
,8ビツトの量子化積度でディジタル信号に変換される
、 2次元1. P F (211は、A / I)変換器
(3)において生じた水平−垂直空間周波数的折り返し
歪みが残らないように帯域制限を行なう。これは、M
IJ S Eデコーダで一般的に言われる動画処理モー
ド(フィールド内内挿)であり、MUShlA号から5
25本N T S C系に変換したとしても、ト分な水
平帯域を確保できている。
しかし、静止画領域においては、この2次yeL P
F <211による帯域制限では不十分であり、MUS
E方式特有の帯域圧縮による時間方向の折り返し歪みが
原因で、多少エツジ部がちらつく。
F <211による帯域制限では不十分であり、MUS
E方式特有の帯域圧縮による時間方向の折り返し歪みが
原因で、多少エツジ部がちらつく。
第10図に2次元L P F (21)の特性を示す。
垂直L P F (91はライン数変換のためのブリフ
ィルタと、525本インクレース処理とを兼ねており、
ライン数の変換はMusa(、;号の1125本から1
050本を抽出し、さらに525本に間引くことで行な
っており、これによって垂直L l)4” (9)の構
成が簡単になる。
ィルタと、525本インクレース処理とを兼ねており、
ライン数の変換はMusa(、;号の1125本から1
050本を抽出し、さらに525本に間引くことで行な
っており、これによって垂直L l)4” (9)の構
成が簡単になる。
時間軸変換回路(11)は、M U S E:系と、N
TSC系のもイン数とアスペクト比の違いによる走査時
間の違いを補正する回路である。
TSC系のもイン数とアスペクト比の違いによる走査時
間の違いを補正する回路である。
折り返し除去回路(8)は、2次元L )’ F (2
+1で完全に除去できなかった時間軸方向の折り返し成
分を除去する回路で、この折り返し成分はM [1S
Eエンコーダにおいてフレーム間オフセットサブサンプ
リング処理によって生じ、フレーム間で位相が反転して
いる、よって、フレーム間の和をとることで、キャンセ
ルすることができる。
+1で完全に除去できなかった時間軸方向の折り返し成
分を除去する回路で、この折り返し成分はM [1S
Eエンコーダにおいてフレーム間オフセットサブサンプ
リング処理によって生じ、フレーム間で位相が反転して
いる、よって、フレーム間の和をとることで、キャンセ
ルすることができる。
動き検出回路(19)は、MtJS+・、h式のサンプ
リングパターンから、映像の全7.’、1波数帯域に及
んで検出できる2フレーム差による動き検出ツノ法を用
いており、これによって静[トー領域では、フレーム間
の和をとる必要があるが2動崗領域では、返って2線ボ
ケなどの画質劣化となる。したがって、動−1領域では
フレーム間の和をとることを禁LLLなければならない
。これら2つの42号は、動き検出回路(19)の出力
データに応じて画素ごとに比例混合される。
リングパターンから、映像の全7.’、1波数帯域に及
んで検出できる2フレーム差による動き検出ツノ法を用
いており、これによって静[トー領域では、フレーム間
の和をとる必要があるが2動崗領域では、返って2線ボ
ケなどの画質劣化となる。したがって、動−1領域では
フレーム間の和をとることを禁LLLなければならない
。これら2つの42号は、動き検出回路(19)の出力
データに応じて画素ごとに比例混合される。
輝度信号処理回路(22)はエンハンサlol路におい
て輪郭強調された信号に、ブランキング付加回路によっ
て、ブランキング期間にブランキングレベルの(R号が
付加される。
て輪郭強調された信号に、ブランキング付加回路によっ
て、ブランキング期間にブランキングレベルの(R号が
付加される。
色差信号処理回路(23)は、まず、色差信号だけを分
離する。これは、M tJ S E方式が色差イ1−τ
可を線順次’「CI (Time compresse
d integration! (号として多重してい
るためである。
離する。これは、M tJ S E方式が色差イ1−τ
可を線順次’「CI (Time compresse
d integration! (号として多重してい
るためである。
次に、分離された色差信号は、属に時間!1縮されてい
るので4倍に時間伸長され、線順次化された色差信号R
−Y、B−Y信号は垂直フィルタにて元に戻され、最後
にこのR−Y、B−Y信号のブランキング期間にブラン
キングレベルの4CA号が付加される。
るので4倍に時間伸長され、線順次化された色差信号R
−Y、B−Y信号は垂直フィルタにて元に戻され、最後
にこのR−Y、B−Y信号のブランキング期間にブラン
キングレベルの4CA号が付加される。
次に2このY、R−Y、B−Y信号は、D/A変換器(
12c)、 (12e)でアナログ信号に変換された後
、逆マトリックス回路(24)に入力されて逆マトリツ
クス処理され、525本NTSC系のインタレースR,
a、B<x号となって出力端子(25J 、 +26>
、 (27+から出力される。
12c)、 (12e)でアナログ信号に変換された後
、逆マトリックス回路(24)に入力されて逆マトリツ
クス処理され、525本NTSC系のインタレースR,
a、B<x号となって出力端子(25J 、 +26>
、 (27+から出力される。
従来のM U S E −N T S Cコンバータは
、以上のように構成され、ワイドモードの525本イン
クレース走査信号が出力されるだけであるため、クリア
ビジョン受像機(525本ノンインタレース走査)に対
応できない。
、以上のように構成され、ワイドモードの525本イン
クレース走査信号が出力されるだけであるため、クリア
ビジョン受像機(525本ノンインタレース走査)に対
応できない。
また、送信側から送信されてくるM [I S E信号
の情報が削られて画面Fに再生できないという問題点が
あった。
の情報が削られて画面Fに再生できないという問題点が
あった。
この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、525本インタレースイ6号および525
本ノンインタレース走査仏号ならびにワイドモードおよ
びズームアツプモードの出力信号を出力することができ
る回路規模およびメモリの必要容礒の小さいE D T
V対応M II S E −NTSCコンバータを得
ることを目的とする。
れたもので、525本インタレースイ6号および525
本ノンインタレース走査仏号ならびにワイドモードおよ
びズームアツプモードの出力信号を出力することができ
る回路規模およびメモリの必要容礒の小さいE D T
V対応M II S E −NTSCコンバータを得
ることを目的とする。
〔課題を解決するための手段]
この発明に係るコンバータは、ディジタル信号に変換さ
れたM[JSE信号を1フレーム遅延させる手段と、こ
の遅延信号と遅延されない13号を入力としてフィール
ド内内挿な符なう水qt L p Iと、この水平LP
Fの出力信号に含まれている時間軸方向の折り返し歪み
を除去する手段と5この歪みが除去されたノンインタレ
ース信号から525本のズームアツプモードまたはワイ
ドモードのノンインタレース信号を抽出する垂直LPF
と、この抽出されたノンインタレース信号の時間軸を変
換してノンインタレースY、R−Y、B−Y(貫壁に変
換する手段と、このノンインタレースY、R−Y、B−
Y信号の時間軸を変換してインタレースY、R−Y、B
−Y信号に変換する手段と5これらのノンインタレース
およびインタレースY。
れたM[JSE信号を1フレーム遅延させる手段と、こ
の遅延信号と遅延されない13号を入力としてフィール
ド内内挿な符なう水qt L p Iと、この水平LP
Fの出力信号に含まれている時間軸方向の折り返し歪み
を除去する手段と5この歪みが除去されたノンインタレ
ース信号から525本のズームアツプモードまたはワイ
ドモードのノンインタレース信号を抽出する垂直LPF
と、この抽出されたノンインタレース信号の時間軸を変
換してノンインタレースY、R−Y、B−Y(貫壁に変
換する手段と、このノンインタレースY、R−Y、B−
Y信号の時間軸を変換してインタレースY、R−Y、B
−Y信号に変換する手段と5これらのノンインタレース
およびインタレースY。
R−Y、B−Y信号をそれぞれアナログ信号に変換する
手段とを備えたものである。
手段とを備えたものである。
〔作用1
この発明における1フレーム遅延手段は、水平LPFの
前段に挿入したので、メ干り容Vを小さくできる。
前段に挿入したので、メ干り容Vを小さくできる。
また、垂直LPFでズームアツプモードとワイドモード
のノンインタレース信号を抽出するようにしたので1回
路規模を小さくできる。
のノンインタレース信号を抽出するようにしたので1回
路規模を小さくできる。
さらに、時間軸変換手段を信号処理系の最終段に設けた
ので、525本のノンインタレースNTSC(言号、お
よび525本のインタレースNTSC信号の双方を出力
することができる。
ので、525本のノンインタレースNTSC(言号、お
よび525本のインタレースNTSC信号の双方を出力
することができる。
[天施例]
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第1図において、入力端子(1)にはM U S E:
べ−スバンド信号が入力され、大カバツファアンブ(2
3を介してA/D変換器(3)に入力される。
べ−スバンド信号が入力され、大カバツファアンブ(2
3を介してA/D変換器(3)に入力される。
A/D変換器(3)の出力信号は、A L C回路(4
)とデイエンファシス回路(5)に入力され、ALC回
路(4)の出力信号は、入力パシファアンプ(2)に制
御信号として帰還される。デイエンファシス回路(5)
の出力信号は、水’P L P [:(71と、1フレ
ームメモリで構成されたlフレーム遅延回路(6)と動
き検出回路(19)とに入力され、lフレーム遅延回路
(6)の出力信号は、水平L P F 171 と、
動き検出回路1193とに入力される。水平り、 p
F (71の2つの出力信号は、双方共折り返し除去回
路(6)に入力され、動き検出回路(I9)の出力信号
は、折り返し除去回路(8)に制御信号として入力され
る。折り返し除去回路(8)の出力(、=号は、垂直L
P F (9)に入力され、垂直1、 P F (9
1の第1の出力信号は輪郭強調回路(10)へ入力され
、第2.第3の出力信号は時間軸変換回路(llal
にそれぞれ入力され、輪郭強調回路(10)の出力信号
は、時間軸変換回路(lla)に入力される。時間軸変
換回路(llalの第1.第2.第3の出力信号は、第
1のD/A変換器(12al に入力され、また第1.
第2.第3の出力4g号は時間軸変換回路(llb)、
(llc)、 (lldlにそれぞれ入力される時間
軸変換回路(Jib)、 (llc)、 (lld)の
出力信号は、第2のD/A変換器f12b)に入力され
る。
)とデイエンファシス回路(5)に入力され、ALC回
路(4)の出力信号は、入力パシファアンプ(2)に制
御信号として帰還される。デイエンファシス回路(5)
の出力信号は、水’P L P [:(71と、1フレ
ームメモリで構成されたlフレーム遅延回路(6)と動
き検出回路(19)とに入力され、lフレーム遅延回路
(6)の出力信号は、水平L P F 171 と、
動き検出回路1193とに入力される。水平り、 p
F (71の2つの出力信号は、双方共折り返し除去回
路(6)に入力され、動き検出回路(I9)の出力信号
は、折り返し除去回路(8)に制御信号として入力され
る。折り返し除去回路(8)の出力(、=号は、垂直L
P F (9)に入力され、垂直1、 P F (9
1の第1の出力信号は輪郭強調回路(10)へ入力され
、第2.第3の出力信号は時間軸変換回路(llal
にそれぞれ入力され、輪郭強調回路(10)の出力信号
は、時間軸変換回路(lla)に入力される。時間軸変
換回路(llalの第1.第2.第3の出力信号は、第
1のD/A変換器(12al に入力され、また第1.
第2.第3の出力4g号は時間軸変換回路(llb)、
(llc)、 (lldlにそれぞれ入力される時間
軸変換回路(Jib)、 (llc)、 (lld)の
出力信号は、第2のD/A変換器f12b)に入力され
る。
第1のD/A変換器(12a)の出力信号であるノンイ
ンタレース化されたY、R−Y、B−Yfg号は、出力
端子113) 、 (141、(15+に出力される。
ンタレース化されたY、R−Y、B−Yfg号は、出力
端子113) 、 (141、(15+に出力される。
第2のD/A変換器(12blの出力信号であるインタ
レース化されたY、R−Y、B−Y信号は、出力端子(
163,(+7+、 +18+に出力される。
レース化されたY、R−Y、B−Y信号は、出力端子(
163,(+7+、 +18+に出力される。
以F、この発明の一実施例を図について説明する。
入力端子(1)から入力されたMUSEベースバンド信
号は、バッファアンプ(2)で信号レベルを正確に保つ
ために、レベルi1m(ALc)が施されたのち、AI
D変換器(3)に入力され、標本化周波数16.2M
HZで8ビツトに量子化され、ついでデイエンファシス
回路(5)に入力されてデイエンファシス処理が施され
る。
号は、バッファアンプ(2)で信号レベルを正確に保つ
ために、レベルi1m(ALc)が施されたのち、AI
D変換器(3)に入力され、標本化周波数16.2M
HZで8ビツトに量子化され、ついでデイエンファシス
回路(5)に入力されてデイエンファシス処理が施され
る。
この実施例では、M tJ S E方式のフレーム間オ
フセットサブサンプリングに起因する折り返し成分を除
去する回路(8)を設けている。この折り返し成分の除
去は、フレーム間で和をとればよい。
フセットサブサンプリングに起因する折り返し成分を除
去する回路(8)を設けている。この折り返し成分の除
去は、フレーム間で和をとればよい。
そのため、】フレーム遅延回路(6)を、フィールド内
内挿をする水、117.LPF(7+の前段、すなわち
、ノンリニア処理された直後に挿入する構成としたもの
で、メモリ容量を最も少なくすることができる。
内挿をする水、117.LPF(7+の前段、すなわち
、ノンリニア処理された直後に挿入する構成としたもの
で、メモリ容量を最も少なくすることができる。
デイエンファシス回路(5)の出力信号と、それを1フ
レーム遅延回路(6)で遅延された信号は、サブサンプ
ルされた状態で、水平り、 P F (7)に供給され
、基本的には零値内挿された後、水平方向に低域通過フ
ィルタ処理される。水平L P F f7)の周波数特
性を第2図に示す。
レーム遅延回路(6)で遅延された信号は、サブサンプ
ルされた状態で、水平り、 P F (7)に供給され
、基本的には零値内挿された後、水平方向に低域通過フ
ィルタ処理される。水平L P F f7)の周波数特
性を第2図に示す。
第3図fa)〜(c)はそれぞれ異なる折り返し成分を
除去する回路の構成例を示す図で、第:3図(a)は、
フィールド内内挿して2次元的に帯域制限した後、フレ
ーム和を取ることにより、折り返し成分を除去するもの
である。しかしながら、この構成では1フレーム遅延回
路(6)の容量が大きくなる。
除去する回路の構成例を示す図で、第:3図(a)は、
フィールド内内挿して2次元的に帯域制限した後、フレ
ーム和を取ることにより、折り返し成分を除去するもの
である。しかしながら、この構成では1フレーム遅延回
路(6)の容量が大きくなる。
第3図(b)はlフレーム遅延回路(6)を前段に設け
た構成を示すブロック回路図で、第3図(C)は更に、
メモリ容量の節約を図るために垂直L P F 19)
を折り返し除去回路(8)の後段に設けた構成例を示す
ブロック回路図である。もちろん、第3図(b)と第3
図(c)における処理は等価ではないが、視覚的に大き
な画質の差は生じない。
た構成を示すブロック回路図で、第3図(C)は更に、
メモリ容量の節約を図るために垂直L P F 19)
を折り返し除去回路(8)の後段に設けた構成例を示す
ブロック回路図である。もちろん、第3図(b)と第3
図(c)における処理は等価ではないが、視覚的に大き
な画質の差は生じない。
フレーム間オフセットサブサンプリングによる折り返し
成分を除去するためには、フレーム和をとればよいが、
それは、静止画領域に限られ、動画領域では2送信側で
フィールド内内挿の前置フィルタがかかっているので折
り返しは起きず、また動画領域でのフレーム和は逆に画
質劣化となる。
成分を除去するためには、フレーム和をとればよいが、
それは、静止画領域に限られ、動画領域では2送信側で
フィールド内内挿の前置フィルタがかかっているので折
り返しは起きず、また動画領域でのフレーム和は逆に画
質劣化となる。
この実施例の動き検出回路(19)は、動き検出を2フ
レーム差をとることにより行なっている。このため、こ
の回路内には】フレーム分のメモリを備えているが検出
のためのデータをサブサンプルしているためメモリの容
量は、約2Mビットである。
レーム差をとることにより行なっている。このため、こ
の回路内には】フレーム分のメモリを備えているが検出
のためのデータをサブサンプルしているためメモリの容
量は、約2Mビットである。
この実施例では、動き糧を本平方向のみ引きのばし、垂
直および時間方向には引きのばしていない、MtJSE
/NTSCコンバータでの動き誤検出に伴う画質劣化は
、市販されているクリアビジョン受像機のそれよりは視
覚的な影響は小さく、完全な動き検出を追求する必要は
それほどないと考えられる。信号のミキシング部分では
、動き検出量をもとに、動[I!iil域では現フレー
ムと6ijフレームとの平均値信号を用いるように制御
しており、実際には数段階にミキシングしている。
直および時間方向には引きのばしていない、MtJSE
/NTSCコンバータでの動き誤検出に伴う画質劣化は
、市販されているクリアビジョン受像機のそれよりは視
覚的な影響は小さく、完全な動き検出を追求する必要は
それほどないと考えられる。信号のミキシング部分では
、動き検出量をもとに、動[I!iil域では現フレー
ムと6ijフレームとの平均値信号を用いるように制御
しており、実際には数段階にミキシングしている。
垂1す1−4P F f9+ は、走査線数変換のため
の前置フィルタの役割と、ノンインタレース信号に変換
する役割を兼ねている。
の前置フィルタの役割と、ノンインタレース信号に変換
する役割を兼ねている。
この実施例では、ズームアツプモートとワイドモードの
両者の支環を可能としているために、走査線数の変換方
法は2種類必要となる。また、(:信号は色差線順次信
号となっているので、Y信号と全く同等には扱えない。
両者の支環を可能としているために、走査線数の変換方
法は2種類必要となる。また、(:信号は色差線順次信
号となっているので、Y信号と全く同等には扱えない。
以下、走査線数として有効走査線数を取り扱い、Y (
:!J号、C信号について各モード別に述べる。
:!J号、C信号について各モード別に述べる。
ズームアツプモートは、Mush信号の一部を抽出して
アスペクト比4:3のN T S C信号とするモード
である。(第4図参照)このモードては、MLJSE信
号の1032本のインクレース信号を516本のノンイ
ンタレース信号に変換し、そのうち、480本を有効と
して抽出する方法が容易である。そのため、前置フィル
タは525/2 [c p h ]で帯域制限しなく
てはならない。MLISE系では、1125/4 [c
p h ]で帯域制限することになる。基本的には、
第5図(a)に従い、次のような処理を行なう。走査線
1032本のインタレース信号を零値内挿によって走査
線数1032本のノンインタレース信号とし、垂直方向
に帯域制限する。その後、2木に1本抽出することによ
って走査線数516本のノンインタレース信号とし、そ
のうち、480本を杓効とする。この時の垂直LPFの
周波数特性を第6Mに示す。
アスペクト比4:3のN T S C信号とするモード
である。(第4図参照)このモードては、MLJSE信
号の1032本のインクレース信号を516本のノンイ
ンタレース信号に変換し、そのうち、480本を有効と
して抽出する方法が容易である。そのため、前置フィル
タは525/2 [c p h ]で帯域制限しなく
てはならない。MLISE系では、1125/4 [c
p h ]で帯域制限することになる。基本的には、
第5図(a)に従い、次のような処理を行なう。走査線
1032本のインタレース信号を零値内挿によって走査
線数1032本のノンインタレース信号とし、垂直方向
に帯域制限する。その後、2木に1本抽出することによ
って走査線数516本のノンインタレース信号とし、そ
のうち、480本を杓効とする。この時の垂直LPFの
周波数特性を第6Mに示す。
次に、C信号のズームアツプモードについて説明する。
M LJ S E信号では、色差信号を線順次TCT信
号として多重している。そのため、MLISE信号のI
O32本のインタレース色差順次信号を、N TS C
信号の480本のノンインタレースR−Yイに号と48
0本のノンインタレースB−Y信号に変換する。この時
の曲直フィルタは、MUSE系で25/8[cphlで
帯域制限を行なう。基本的には次のような処理を行なう
。走査線1032本のインタレース色差線順次信号を、
R−Y信号とB−YjA号とに分離し、零値内挿するこ
とによって走査線数1032本のノンインタレースR−
Y信号およびB−Y信号とし、垂直方向に帯域制限する
。その後それぞれの走査線を2本に1本抽出して走査線
数516本のノンインタレース信号とし、そのうち、4
80本を有効とする。このときの垂直LPFの周波数特
性を第7図に示す。
号として多重している。そのため、MLISE信号のI
O32本のインタレース色差順次信号を、N TS C
信号の480本のノンインタレースR−Yイに号と48
0本のノンインタレースB−Y信号に変換する。この時
の曲直フィルタは、MUSE系で25/8[cphlで
帯域制限を行なう。基本的には次のような処理を行なう
。走査線1032本のインタレース色差線順次信号を、
R−Y信号とB−YjA号とに分離し、零値内挿するこ
とによって走査線数1032本のノンインタレースR−
Y信号およびB−Y信号とし、垂直方向に帯域制限する
。その後それぞれの走査線を2本に1本抽出して走査線
数516本のノンインタレース信号とし、そのうち、4
80本を有効とする。このときの垂直LPFの周波数特
性を第7図に示す。
ワイドモードは、N T S C+a号の有効画面の部
をマスクし、アスペクト比的16:9の部分をMUSE
信号に対応させ、N ’rS C信号とするモードであ
る(第4図参照) このとき、MUSE信号のl032
本のインクレース信号を何本のノンインタレース信号と
するのが妥当であるかということを検討する必要がある
が、ハードウェア構成も考慮すると、516X%=38
7本もしくは、516×%=344本稈度が適当である
。このとき、真円率を保つように周波数変換した場合、
387本ではM[JSE信号の有効画面をすべて伝達す
ることはできない。
をマスクし、アスペクト比的16:9の部分をMUSE
信号に対応させ、N ’rS C信号とするモードであ
る(第4図参照) このとき、MUSE信号のl032
本のインクレース信号を何本のノンインタレース信号と
するのが妥当であるかということを検討する必要がある
が、ハードウェア構成も考慮すると、516X%=38
7本もしくは、516×%=344本稈度が適当である
。このとき、真円率を保つように周波数変換した場合、
387本ではM[JSE信号の有効画面をすべて伝達す
ることはできない。
この実施例では、走査線344本のノンインタレース信
号に変換する方法とした。このとき前置フィルタは、M
[、I S E系では112515 [c p h
]で帯域制限する必要がある。基本的には、第5図(b
)に従い、次のような処理を行なう。走査線1032本
のインタレース信号を零値内挿することによって、 +
(132本ノンインタレースh号とし、垂i6方向に帯
域制限する。その後、走査線を3本に1本抽出すること
によって、逢合線数344本のノンインタレース信号と
する。このときの垂直L1)1・(9)は、第6図に示
したズームア・ツブモードと全く同じものを使用した。
号に変換する方法とした。このとき前置フィルタは、M
[、I S E系では112515 [c p h
]で帯域制限する必要がある。基本的には、第5図(b
)に従い、次のような処理を行なう。走査線1032本
のインタレース信号を零値内挿することによって、 +
(132本ノンインタレースh号とし、垂i6方向に帯
域制限する。その後、走査線を3本に1本抽出すること
によって、逢合線数344本のノンインタレース信号と
する。このときの垂直L1)1・(9)は、第6図に示
したズームア・ツブモードと全く同じものを使用した。
この特性図から判るように、ズームアツプモードと比較
すやと、相対的には折り返し成分は増加するが、画質劣
化としては、はとんど検知されない。
すやと、相対的には折り返し成分は増加するが、画質劣
化としては、はとんど検知されない。
次にCIA号のワイドモードについて説明する、C(3
号のワイドモードは、M LJ S E (8号の10
32木のインタレース色差線順次(3号をN TS C
信号の344本のノンインタレースR−Y l;;号と
344本ノンインタレースB −Y (3号に変換する
。このときのがj置フィルタは、MLJSE系で112
5712[c ph]で帯域制限を行なう。走査線数l
032本のインタレース色差順次信号を、R−Y信号と
)(−Y 4g号とに分離し、零値内挿することによっ
て走査線数1032本のノンインタレースR−Y 信号
およびB −Y (3号とし、垂直方向に帯域制限する
。その後、それぞれの走査線を3本に1本の割合で抽出
して走査線数344本のノンインタレース信号とする。
号のワイドモードは、M LJ S E (8号の10
32木のインタレース色差線順次(3号をN TS C
信号の344本のノンインタレースR−Y l;;号と
344本ノンインタレースB −Y (3号に変換する
。このときのがj置フィルタは、MLJSE系で112
5712[c ph]で帯域制限を行なう。走査線数l
032本のインタレース色差順次信号を、R−Y信号と
)(−Y 4g号とに分離し、零値内挿することによっ
て走査線数1032本のノンインタレースR−Y 信号
およびB −Y (3号とし、垂直方向に帯域制限する
。その後、それぞれの走査線を3本に1本の割合で抽出
して走査線数344本のノンインタレース信号とする。
このときの垂vLLI’Ff91は、第7図に示したズ
ームアツプモードのときと同じものを使用している。
ームアツプモードのときと同じものを使用している。
輪郭@調回路(10)は、2ラインメモリを用いて2次
元輪郭強調を行なっている。ワイドモードの場合には、
この回路(101に入力される走査線がすべて有効な走
査線ではないため、この2ラインメモリは、ズームアツ
プモードのときとワイドモードのときとでは、動作が異
なる。第8閏にこの輪郭強調回路(IC)の周波数特性
を示す。
元輪郭強調を行なっている。ワイドモードの場合には、
この回路(101に入力される走査線がすべて有効な走
査線ではないため、この2ラインメモリは、ズームアツ
プモードのときとワイドモードのときとでは、動作が異
なる。第8閏にこの輪郭強調回路(IC)の周波数特性
を示す。
時間軸変換回路(lla)はメモリにより構成される。
このメモリへの書き込み周波数は32.4MH7゜であ
り、読み出し周波数は、ズームアツプモードの場合は2
0.16 M Hz、ワイドモードの場合は30.24
M Hzである。また、このメモリは、Y信号と色差
信号の出力のタイミングを合わせる役割を果たす。基本
的には、この時間軸変換回路(l la)の出力は、E
DTVを対象としているが、読み出し周波数を逃にしイ
ンタレース読み出しすることにより直接標準のN T
S C信号を出力することができる6 時間軸変換回路111a>の出力信号は、ラインメモリ
で構成された時間軸変換回路(l lb) 、 fl
la3 。
り、読み出し周波数は、ズームアツプモードの場合は2
0.16 M Hz、ワイドモードの場合は30.24
M Hzである。また、このメモリは、Y信号と色差
信号の出力のタイミングを合わせる役割を果たす。基本
的には、この時間軸変換回路(l la)の出力は、E
DTVを対象としているが、読み出し周波数を逃にしイ
ンタレース読み出しすることにより直接標準のN T
S C信号を出力することができる6 時間軸変換回路111a>の出力信号は、ラインメモリ
で構成された時間軸変換回路(l lb) 、 fl
la3 。
(lldlに入力されてインタレース信号に時間軸が変
換され、D/A変換器(+2b)でインタレースY信号
、R−Y信号、B−Y信号に変換され、出力端子+16
)、 !+71. (+8>から出力される。
換され、D/A変換器(+2b)でインタレースY信号
、R−Y信号、B−Y信号に変換され、出力端子+16
)、 !+71. (+8>から出力される。
以、ヒのようにこの発明によるMUSE信号をN ”l
” S C信号に変換するコンバータはフィールド内内
挿回路の前段に、Iフレームメモリを挿入する構成とし
たので、メモリの必要容量を小さくすることかできる。
” S C信号に変換するコンバータはフィールド内内
挿回路の前段に、Iフレームメモリを挿入する構成とし
たので、メモリの必要容量を小さくすることかできる。
また、垂直L P Fを525本ノンインタレース走査
線変換およびワイドモートとズームアツプモード用走査
線変換とに兼用する構成としたので、回路規模を小さく
できる。。
線変換およびワイドモートとズームアツプモード用走査
線変換とに兼用する構成としたので、回路規模を小さく
できる。。
さらに、時間軸変換回路を最終段に置く構成としたので
、525本ノンインタレースN 1’ S C4;g号
とインタレースNTSC信号とを得られる等の効果があ
る。
、525本ノンインタレースN 1’ S C4;g号
とインタレースNTSC信号とを得られる等の効果があ
る。
第1図はこの発明の一実施例によるE I) T V対
応MtJSE−NTSCコンバータのブロック回路図、
第2図はこの実施例の水平LPFの周波数特性図、第3
図はこの実施例の信号処理回路の異なる構成例を示す図
、第4図はズームアツプモードと、ワイドモードの説明
図、第5図はこの実施例におけるY信号の定長線数変換
手順を説明するための図、第6図はこの実施例のY信号
の垂直LPFの周波数特性図、第7図はこの実施例のC
4N号の争直り、 P Fの周波数特性図、第8図はこ
の発明の輪郭強調回路の周波数特性図、第9図は従来の
M tl S E −N T S Cコンバータのブロ
ーTツク回路図、第10図は従来の2次元1.、 P
Fの周波数特性図である。 (3) ・・・A/D変換器、(5)・・・デイエンフ
ァシス回路5(6) ・・・1フレーム遅延回路、(7
)・・・水片L I)ド、(8)・・・折り返し除去回
路、+91−・・垂iB1、 P F 、 (101−
・・輪郭強調回路、 fllal 〜(lldl ・−
・時間軸変換回路、(12a)〜(12bl−[) /
A 全換器、(19)・・・動き検出回路。 なお、図中同一符号は同一、または相当部分を示す。
応MtJSE−NTSCコンバータのブロック回路図、
第2図はこの実施例の水平LPFの周波数特性図、第3
図はこの実施例の信号処理回路の異なる構成例を示す図
、第4図はズームアツプモードと、ワイドモードの説明
図、第5図はこの実施例におけるY信号の定長線数変換
手順を説明するための図、第6図はこの実施例のY信号
の垂直LPFの周波数特性図、第7図はこの実施例のC
4N号の争直り、 P Fの周波数特性図、第8図はこ
の発明の輪郭強調回路の周波数特性図、第9図は従来の
M tl S E −N T S Cコンバータのブロ
ーTツク回路図、第10図は従来の2次元1.、 P
Fの周波数特性図である。 (3) ・・・A/D変換器、(5)・・・デイエンフ
ァシス回路5(6) ・・・1フレーム遅延回路、(7
)・・・水片L I)ド、(8)・・・折り返し除去回
路、+91−・・垂iB1、 P F 、 (101−
・・輪郭強調回路、 fllal 〜(lldl ・−
・時間軸変換回路、(12a)〜(12bl−[) /
A 全換器、(19)・・・動き検出回路。 なお、図中同一符号は同一、または相当部分を示す。
Claims (1)
- (1)MUSEベースバンド信号をNTSC信号に変換
するコンバータであって、ディジタル信号に変換された
MUSE信号を1フレーム遅延させる手段と、 この遅延された信号および遅延されない信号を入力とし
てフィールド内内挿を行なう水平 LPFと、 この水平LPFの出力信号に含まれている時間軸方向の
折り返し歪みを除去する手段と、 この折り返し歪みが除去された信号を入力として525
本のズームアップモードまたはワイドモードのノンイン
タレース信号を抽出する垂直 LPFと、 このノンインタレース信号をノンインタレースY、R−
Y、B−Yの信号に変換する時間軸変換回路と、 このノンインタレースY、R−Y、B−Y信号インタレ
ースY、R−Y、B−Yの信号に変換する時間軸変換回
路と、 これらのノンインタレースおよびインタレースのY、R
−Y、B−Y信号をそれぞれアナログ信号に変換する手
段とを備えたEDTV対応MUSE−NTSCコンバー
タ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2205792A JPH0488796A (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | Edtv対応muse―ntscコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2205792A JPH0488796A (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | Edtv対応muse―ntscコンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0488796A true JPH0488796A (ja) | 1992-03-23 |
Family
ID=16512759
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2205792A Pending JPH0488796A (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | Edtv対応muse―ntscコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0488796A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0686330A (ja) * | 1992-01-31 | 1994-03-25 | Samsung Electron Co Ltd | Muse/ntsc方式の信号変換方法及びその装置 |
-
1990
- 1990-07-31 JP JP2205792A patent/JPH0488796A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0686330A (ja) * | 1992-01-31 | 1994-03-25 | Samsung Electron Co Ltd | Muse/ntsc方式の信号変換方法及びその装置 |
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