JPH0487424A - 送信器 - Google Patents
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- JPH0487424A JPH0487424A JP2201129A JP20112990A JPH0487424A JP H0487424 A JPH0487424 A JP H0487424A JP 2201129 A JP2201129 A JP 2201129A JP 20112990 A JP20112990 A JP 20112990A JP H0487424 A JPH0487424 A JP H0487424A
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- Japan
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- signal
- frequency
- local oscillation
- filter
- mixer circuit
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 34
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 14
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 7
- 230000005855 radiation Effects 0.000 abstract description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/28—Continuous tuning of more than one resonant circuit simultaneously, the tuning frequencies of the circuits having a substantially constant difference throughout the tuning range
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
- H03D7/163—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade the local oscillations of at least two of the frequency changers being derived from a single oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B21/00—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies
- H03B21/01—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies by beating unmodulated signals of different frequencies
- H03B21/02—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies by beating unmodulated signals of different frequencies by plural beating, i.e. for frequency synthesis ; Beating in combination with multiplication or division of frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J1/00—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general
- H03J1/0008—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general using a central processing unit, e.g. a microprocessor
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野コ
本発明は、衛生通信用の送信機に関し、特に、140M
Hz (140X106)帯の信号を14GHz帯(1
4X109)の信号に周波数変換して送出するマイクロ
波送信機に関する。
Hz (140X106)帯の信号を14GHz帯(1
4X109)の信号に周波数変換して送出するマイクロ
波送信機に関する。
[従来の技術]
従来、14’OMHz帯の信号を14GHz帯(14X
109)の信号に変換する場合、次の3つの方法がある
。
109)の信号に変換する場合、次の3つの方法がある
。
!J1の方法は、シングルコンバージョン方法テ、第2
図のように、140 M Hz帯の信号10と、局部発
振器11からの13.86GHz 〜14゜36GHz
の局部発振信号12とを混合し、14〜14.5GHz
の信号13を出力するミキサ回路14を用いる方法であ
る。しかし、この方法では、局部発振信号12が13.
86GHz 〜14゜36GHzになり、これが送信帯
域14〜14゜5GHzと重なるため、送信帯域14〜
14.5GHzを通過し、そこから140 M Hz離
れた部分を切る高性能で高硬な電圧制御フィルタ(VC
F)が必要である。
図のように、140 M Hz帯の信号10と、局部発
振器11からの13.86GHz 〜14゜36GHz
の局部発振信号12とを混合し、14〜14.5GHz
の信号13を出力するミキサ回路14を用いる方法であ
る。しかし、この方法では、局部発振信号12が13.
86GHz 〜14゜36GHzになり、これが送信帯
域14〜14゜5GHzと重なるため、送信帯域14〜
14.5GHzを通過し、そこから140 M Hz離
れた部分を切る高性能で高硬な電圧制御フィルタ(VC
F)が必要である。
第2の方法は、ダブルコンバージョン方法で、第3図の
ように、140 M Hz帯の信号10と、第1の局部
発振器15からの第1の局部発振信号とを混合し、信号
10の周波数と前記第1の局部発振信号の周波数の和を
表す第1の中間周波信号を出力する第1のミキサ回路1
6と、該第1の中間周波信号のみを通過させる固定フィ
ルタ17と、該第1の中間周波信号を増幅し、第1の増
幅された信号を出力する第1の増幅器18と、該第1の
増幅された信号と、第2の局部発振器19からの第2の
局部発振信号とを混合し、前記第1の増幅された信号の
周波数と前記第2の局部発振信号の周波数の和を表す第
2の中間周波信号を出力する第2のミキサ回路20と、
第2の中間周波信号のみを通過させる固定フィルタ21
と、該第2の中間周波信号を増幅し、第2の増幅された
信号を、前記14〜14.5GHzの信号13として8
カする第2の増幅器18とを有する。
ように、140 M Hz帯の信号10と、第1の局部
発振器15からの第1の局部発振信号とを混合し、信号
10の周波数と前記第1の局部発振信号の周波数の和を
表す第1の中間周波信号を出力する第1のミキサ回路1
6と、該第1の中間周波信号のみを通過させる固定フィ
ルタ17と、該第1の中間周波信号を増幅し、第1の増
幅された信号を出力する第1の増幅器18と、該第1の
増幅された信号と、第2の局部発振器19からの第2の
局部発振信号とを混合し、前記第1の増幅された信号の
周波数と前記第2の局部発振信号の周波数の和を表す第
2の中間周波信号を出力する第2のミキサ回路20と、
第2の中間周波信号のみを通過させる固定フィルタ21
と、該第2の中間周波信号を増幅し、第2の増幅された
信号を、前記14〜14.5GHzの信号13として8
カする第2の増幅器18とを有する。
この構造では、第1のミキサ回路16によって出力され
た第1の中間周波信号の周波数が低いと固定フィルタ2
1のフィルタ特性が厳しくなり、高いと、固定フィルタ
17のフィルタ特性が厳しくなる。従って、周波数選択
の自由度が少なく、比較的低次のスプリアスを帯域外に
逃がすのが難しくなる。実際には、受信帯域への干渉も
考慮するため、更に難しい。
た第1の中間周波信号の周波数が低いと固定フィルタ2
1のフィルタ特性が厳しくなり、高いと、固定フィルタ
17のフィルタ特性が厳しくなる。従って、周波数選択
の自由度が少なく、比較的低次のスプリアスを帯域外に
逃がすのが難しくなる。実際には、受信帯域への干渉も
考慮するため、更に難しい。
第3の方法は、トリプルコンバージョン方法で、第4図
のように、第3図の構造に加えて、第2の増幅器22か
ら出力された前記第2の増幅された信号と、第3の局部
発振器19からの第3の局部発振信号とを混合し、前記
第2の増幅された信号の周波数と前記第3の局部発振信
号の周波数の和を表す第3の中間周波信号を出力する第
3のミキサ回路24と、第3の中間周波信号のみを通過
させる固定フィルタ25と、該第3の中間周波信号を増
幅し、第3の増幅された信号を、前記14〜14.5G
Hzの信号13として出力する第3の増、幅器26とを
有する。140 M Hz帯の信号10は可変減衰器2
7及び増幅器28を介して第1のミキサ回路16に与え
られる。
のように、第3図の構造に加えて、第2の増幅器22か
ら出力された前記第2の増幅された信号と、第3の局部
発振器19からの第3の局部発振信号とを混合し、前記
第2の増幅された信号の周波数と前記第3の局部発振信
号の周波数の和を表す第3の中間周波信号を出力する第
3のミキサ回路24と、第3の中間周波信号のみを通過
させる固定フィルタ25と、該第3の中間周波信号を増
幅し、第3の増幅された信号を、前記14〜14.5G
Hzの信号13として出力する第3の増、幅器26とを
有する。140 M Hz帯の信号10は可変減衰器2
7及び増幅器28を介して第1のミキサ回路16に与え
られる。
この構造では、例えば、第1の局部発振信号の周波数を
IGHzとし、第2の局部発振信号の周波数を2GHz
〜2.5GHzとし、第3の局部発振信号の周波数を1
0.86GHzとすれば、第1の中間周波信号は1.1
4GHzとなり、第2の中間周波信号は3.14〜3.
54GHzとなり、全体のフィルタの構成が楽になり、
スプリアスを帯域外に逃がすこともできる。即ち、第1
のフィルタ17は、1.14GHzを通して140 M
Hz離れを切るBPF、第2のフィルタ21は、3.
14〜3.54GHzを通して500MHz離れを切る
BPF、第3のフィルタ25は、14〜14.5GHz
を通して10.86GHzを切るBPFである。
IGHzとし、第2の局部発振信号の周波数を2GHz
〜2.5GHzとし、第3の局部発振信号の周波数を1
0.86GHzとすれば、第1の中間周波信号は1.1
4GHzとなり、第2の中間周波信号は3.14〜3.
54GHzとなり、全体のフィルタの構成が楽になり、
スプリアスを帯域外に逃がすこともできる。即ち、第1
のフィルタ17は、1.14GHzを通して140 M
Hz離れを切るBPF、第2のフィルタ21は、3.
14〜3.54GHzを通して500MHz離れを切る
BPF、第3のフィルタ25は、14〜14.5GHz
を通して10.86GHzを切るBPFである。
以上の3つの方法のうち、全体のフィルタの構成が楽に
なり、スプリアスを帯域外に逃がすこともできる、第4
図に示した第3の方法゛(トリプルコンバージョン方法
)が、最もよく用いられている。
なり、スプリアスを帯域外に逃がすこともできる、第4
図に示した第3の方法゛(トリプルコンバージョン方法
)が、最もよく用いられている。
[発明が解決しようとする課題]
しかしながら、上述した従来の送信機は、第4図のよう
に3回周波数変換(トリプルコンバージョン)を行って
いるので、以下のような欠点がある。
に3回周波数変換(トリプルコンバージョン)を行って
いるので、以下のような欠点がある。
(1)発振器が3個必要であり、このため構成か複雑で
ある。
ある。
(2)以下に説明するように、スプリアス放射が多い。
即ち、ミキサ回路16.20、及び24の各々は非線形
素子であるから希望波だけでなく、高調波成分や、高調
波成分どうしの和、差の周波数が発生する。このような
和や差の周波数はフィルタで除去できない限り、スプリ
アス放射となり、ミキサ回路が3個含まれているので、
その分、スプリアス放射が多くなる。
素子であるから希望波だけでなく、高調波成分や、高調
波成分どうしの和、差の周波数が発生する。このような
和や差の周波数はフィルタで除去できない限り、スプリ
アス放射となり、ミキサ回路が3個含まれているので、
その分、スプリアス放射が多くなる。
本発明の課題は、構成が簡単でスプリアス放射か少なく
、発振器が一つで済む送信機を提供することにある。
、発振器が一つで済む送信機を提供することにある。
[課題を解決するための手段]
本発明によれば、第1の周波数を有する第1の信号と、
該第1の周波数より高い局部発振周波数を有する局部発
振信号とに応答し、前記第1の周波数と前記局部発振周
波数との和に等しい第2の周波数を有する第2の信号を
発生する第1の発生手段と、前記局部発振信号に応答し
、前記局部発振周波数のN (Nは2以上の整数)逓倍
の周波数を有する逓倍信号に逓倍する逓倍手段と、前記
第2の信号と前記逓倍信号とに応答し、前記第2の周波
数と前記N逓倍の周波数との和に等しい第3の周波数を
有する第3の信号を発生する第2の発生手段とを、有し
、該第3の信号を送信信号として送信することを特徴と
する送信器が得られる。
該第1の周波数より高い局部発振周波数を有する局部発
振信号とに応答し、前記第1の周波数と前記局部発振周
波数との和に等しい第2の周波数を有する第2の信号を
発生する第1の発生手段と、前記局部発振信号に応答し
、前記局部発振周波数のN (Nは2以上の整数)逓倍
の周波数を有する逓倍信号に逓倍する逓倍手段と、前記
第2の信号と前記逓倍信号とに応答し、前記第2の周波
数と前記N逓倍の周波数との和に等しい第3の周波数を
有する第3の信号を発生する第2の発生手段とを、有し
、該第3の信号を送信信号として送信することを特徴と
する送信器が得られる。
更に、本発明によれば、前記第1の発生手段か、前記第
1の信号と前記局部発振信号とを混合し、前記第2の信
号を出力する第1のミキサ回路と、該第2の信号のみを
通過し、それ以外の信号を遮断する第1のろ波器とを有
することを特徴とする上述の送信器が得られる。
1の信号と前記局部発振信号とを混合し、前記第2の信
号を出力する第1のミキサ回路と、該第2の信号のみを
通過し、それ以外の信号を遮断する第1のろ波器とを有
することを特徴とする上述の送信器が得られる。
更に、本発明によれば、前記第2の発生手段か、前記第
2の信号と前記逓倍信号とを混合し、前記第3の信号を
出力する第2のミキサ回路と、該第3の信号のみを通過
し、それ以外の信号を遮断する第2のろ波器とを有する
ことを特徴とする上述の送信器が得られる。
2の信号と前記逓倍信号とを混合し、前記第3の信号を
出力する第2のミキサ回路と、該第3の信号のみを通過
し、それ以外の信号を遮断する第2のろ波器とを有する
ことを特徴とする上述の送信器が得られる。
[実施例]
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。
。
第1図を参照すると、本発明の一実施例によるマイクロ
波送信機は、第1の周波数(140MH2帯)を有する
第1の信号10と、周波数可変局部発振器29によって
発生され、該第1の周波数より高い局部発振周波数(例
えば、2772MH2〜2872 M Hz )を有す
る局部発振信号30とを、混合し、前記第1の周波数と
前記局部発振周波数との和に等しい第2の周波数(29
12MHz〜3012MHz)を有する第2の信号を出
力する第1のミキサ回路16と、該第2の信号のみを通
過し、それ以外の信号を遮断する第1のフィルタ即ちろ
波器(図示の例では、電圧制御フィルタ:VCF)17
とを有する。この第1のフィルタ17でローカルリーク
他のスプリアス放射が除去される。
波送信機は、第1の周波数(140MH2帯)を有する
第1の信号10と、周波数可変局部発振器29によって
発生され、該第1の周波数より高い局部発振周波数(例
えば、2772MH2〜2872 M Hz )を有す
る局部発振信号30とを、混合し、前記第1の周波数と
前記局部発振周波数との和に等しい第2の周波数(29
12MHz〜3012MHz)を有する第2の信号を出
力する第1のミキサ回路16と、該第2の信号のみを通
過し、それ以外の信号を遮断する第1のフィルタ即ちろ
波器(図示の例では、電圧制御フィルタ:VCF)17
とを有する。この第1のフィルタ17でローカルリーク
他のスプリアス放射が除去される。
コントローラ100は、周波数可変局部発振器29と、
電圧制御フィルタ17とに接続され、周波数可変局部発
振器29に、前述の2772MH2〜2872 M H
zを有する局部発振信号30を発生させるように、周波
数可変局部発振器29を制御すると共に、電圧制御フィ
ルタ17に2912〜3012MHzを通過させるよう
に電圧制御フィルタ17を制御する。もし、この電圧制
御フィルタ17の代わりに、固定フィルタ(B P F
)を用いると、2912〜3012 M Hzを通して
、2872MHz以下を切らなければならないので、フ
ィルタ次数が数百段になり現実的ではない。
電圧制御フィルタ17とに接続され、周波数可変局部発
振器29に、前述の2772MH2〜2872 M H
zを有する局部発振信号30を発生させるように、周波
数可変局部発振器29を制御すると共に、電圧制御フィ
ルタ17に2912〜3012MHzを通過させるよう
に電圧制御フィルタ17を制御する。もし、この電圧制
御フィルタ17の代わりに、固定フィルタ(B P F
)を用いると、2912〜3012 M Hzを通して
、2872MHz以下を切らなければならないので、フ
ィルタ次数が数百段になり現実的ではない。
逓倍器31は、局部発振信号30に応答し、前記局部発
振周波数のN (Nは2以上の整数)逓倍の周波数を有
する逓倍信号に逓倍する。図示の例ではNは4であり、
該逓倍信号は、4逓倍の周波数(即ち、11088〜1
1488MHz)を有する。
振周波数のN (Nは2以上の整数)逓倍の周波数を有
する逓倍信号に逓倍する。図示の例ではNは4であり、
該逓倍信号は、4逓倍の周波数(即ち、11088〜1
1488MHz)を有する。
第2のミキサ回路20は、増幅器18を介して受けた前
記第2の信号と、増幅器32を介して受けた前記逓倍信
号とを混合し、前記第2の信号の前記第2の周波数と前
記逓倍信号の前記2逓倍の周波数との和に等しい第3の
周波数(14〜14゜5GHz)を有する第3の信号を
出力する。第2のフィルタ即ちろ波器(固定フィルタで
あってBPF)21は、該第3の信号のみを通過し、そ
れ以外の信号を遮断し、該第3の信号を増幅器22によ
り増幅して、前記14〜14.5GHzの送信信号13
として送信する。即ち、この第2のフィルタ21でロー
カルリーク他のスプリアス放射が除去される。
記第2の信号と、増幅器32を介して受けた前記逓倍信
号とを混合し、前記第2の信号の前記第2の周波数と前
記逓倍信号の前記2逓倍の周波数との和に等しい第3の
周波数(14〜14゜5GHz)を有する第3の信号を
出力する。第2のフィルタ即ちろ波器(固定フィルタで
あってBPF)21は、該第3の信号のみを通過し、そ
れ以外の信号を遮断し、該第3の信号を増幅器22によ
り増幅して、前記14〜14.5GHzの送信信号13
として送信する。即ち、この第2のフィルタ21でロー
カルリーク他のスプリアス放射が除去される。
ここで、第2のフィルタ21として固定BPFで良い理
由を説明する。この第2のフィルタ21に固定BPFを
用いた時の特性は、14〜14゜5GHzを通して11
−488GHz以下を切るようなフィルタでよいため、
4〜5段で実現できる。従って、この第2のフィルタ2
1をVCFにする必要はない。
由を説明する。この第2のフィルタ21に固定BPFを
用いた時の特性は、14〜14゜5GHzを通して11
−488GHz以下を切るようなフィルタでよいため、
4〜5段で実現できる。従って、この第2のフィルタ2
1をVCFにする必要はない。
[発明の効果]
以上説明したように、本発明は、局部発振器−つ用いる
だけで済み、構成が簡単でスプリアス放射が少ない送信
機を提供することができる。
だけで済み、構成が簡単でスプリアス放射が少ない送信
機を提供することができる。
第1図は本発明の一実施例による送信機のブロック図、
第2図は従来の送信機のブロック図、第3図は従来のも
う一つの送信機のブロック図、第4図は従来の更にもう
一つの送信機のブロック図である。 10は第1の周波数(140MHz帯)を有する第1の
信号、16は第1のミキサ回路、17は第1のフィルタ
(VCF) 、20は第2のミキサ回路、21は第2の
フィルタ(固定フィルタ)、13は第3の周波数(14
〜14.5GHz)を有する第3の信号。 11図 第2図
第2図は従来の送信機のブロック図、第3図は従来のも
う一つの送信機のブロック図、第4図は従来の更にもう
一つの送信機のブロック図である。 10は第1の周波数(140MHz帯)を有する第1の
信号、16は第1のミキサ回路、17は第1のフィルタ
(VCF) 、20は第2のミキサ回路、21は第2の
フィルタ(固定フィルタ)、13は第3の周波数(14
〜14.5GHz)を有する第3の信号。 11図 第2図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、第1の周波数を有する第1の信号と、該第1の周波
数より高い局部発振周波数を有する局部発振信号とに応
答し、前記第1の周波数と前記局部発振周波数との和に
等しい第2の周波数を有する第2の信号を発生する第1
の発生手段と、前記局部発振信号に応答し、前記局部発
振周波数のN(Nは2以上の整数)逓倍の周波数を有す
る逓倍信号に逓倍する逓倍手段と、 前記第2の信号と前記逓倍信号とに応答し、前記第2の
周波数と前記N逓倍の周波数との和に等しい第3の周波
数を有する第3の信号を発生する第2の発生手段とを、
有し、該第3の信号を送信信号として送信することを特
徴とする送信器。 2、前記第1の発生手段が、前記第1の信号と前記局部
発振信号とを混合し、前記第2の信号を出力する第1の
ミキサ回路と、該第2の信号のみを通過し、それ以外の
信号を遮断する第1のろ波器とを有することを特徴とす
る請求項1に記載の送信器。 3、前記第2の発生手段が、前記第2の信号と前記逓倍
信号とを混合し、前記第3の信号を出力する第2のミキ
サ回路と、該第3の信号のみを通過し、それ以外の信号
を遮断する第2のろ波器とを有することを特徴とする請
求項1又は2に記載の送信器。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2201129A JP2595783B2 (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | 送信器 |
CA002048148A CA2048148C (en) | 1990-07-31 | 1991-07-30 | Transmitter |
AU81512/91A AU635147B2 (en) | 1990-07-31 | 1991-07-31 | Transmitter |
DE69118045T DE69118045T2 (de) | 1990-07-31 | 1991-07-31 | Sender mit zweifacher Frequenzumsetzung |
EP91307052A EP0469898B1 (en) | 1990-07-31 | 1991-07-31 | Transmitter with dual conversion |
US08/092,667 US5410747A (en) | 1990-07-31 | 1993-07-14 | Dual conversion transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2201129A JP2595783B2 (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | 送信器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0487424A true JPH0487424A (ja) | 1992-03-19 |
JP2595783B2 JP2595783B2 (ja) | 1997-04-02 |
Family
ID=16435892
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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