JPH0482409A

JPH0482409A - 同調回路

Info

Publication number: JPH0482409A
Application number: JP19752190A
Authority: JP
Inventors: Akitsugu Ohira; 晃嗣大平
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1990-07-25
Filing date: 1990-07-25
Publication date: 1992-03-16

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（イ）産業上の利用分野本発明は同調回路に関する。特に、テレビジョン受像機
のＶ　ＨＦチューナの同調回路に関する。

（ロ）従来の技術ＶＨＦチューナに於いて、Ｖ　ＨＦローバンド（低ハン
ド、１〜３チヤンネル）のチャンネル（中心周波数ｆ、
）を受信している場合、該チャンネルの中心周波数（ｆ
ｌ）に対してチューナの局部発振周波数（ｆｏ）はｆ　
０−ｆ　、＝　５６．５ＭＨｚ　（中間周波数）を満足
する値に設定され、その結果所望の信号の中間周波数信
号がテレビジョン受像機の映像中間周波回路に供給され
る。

この時、ＶＨＦノ１イバンド（高バンド、４〜１２チヤ
ンネル）内の放送チャンネル信号のうち、前記局部発振
周波数（ｆｏ）よりも中間周波数（５６、５ＭＨｚ）だ
け高い信号（ｆ　ｔ＝　５６．５ＭＨｚ＋ｆｏ）が、入
力同調回路を通って周波数変換回路に供給されると該高
バンドのチャンネルの信号にもとづく中間周波信号も前
記映像中間周波数回路に与えられることになる。つまり
、この高ノくンドの周波数信号による妨害が生じる。

この妨害は、イメージ妨害と呼ばれ、具体的には、チャ
ンネルにより、１−６ビート、２−８ビート、３−１０
ビートと呼ばれるものであり、ＩＣＨ〜３ＣＨ受信時に
６ＣＨ〜１２ＣＨの信号が与える妨害である。例えば、
■−６と−にの場合、ＩＣＨ受信時の局部発振周波数か
ら６ＣＨの映像搬送波とＩＣＨの映像搬送波との差を引
いたものが略中間周波数の値となり、この中間周波数が
妨害信号となる。従って、上記周波数（ｆ２）に相当す
る高チャンネル放送の信号を入力同調回路においてトラ
ップするようにしなければならないそこで、従来においては、例えば特公昭５４−３８０１
２号公報［９６（７）ＣＩに記載されている如きチュー
ナ回路で妨害対策を行っていた。

第６図はそのような従来のＶＨＦチューナの要部回路図
を示している。

第６図において、（１）はアンテナ入力回路（図示せず
）が接続される入力端子である。

（Ｌｍｌ）は第１マツチングコイル、（Ｌｍ２　）は第
２マツチングコイル、（ＬＬ）（Ｌ２）は夫々低バンド
用同調コイル、（Ｌ３）（Ｌ４）は夫々高バンド用同調
コイルである。

（Ｄ〜゛）は可変容量ダイオード、（Ｄ２）はバンド切
換え用スイッチングダイオード、（Ｒ２）は選局用同調
電圧供給用抵抗、（Ｒ３）（Ｒ４）は低バンド受信時に
スイッチングダイオード（Ｄ２）に逆バイアスを与える
ための抵抗、（Ｒ１）は高バンド受信時にスイッチング
ダイオード（Ｄ２）に順方向バイアスを与えるための抵
抗である。

（Ｃ２）ＣＣＰ）（Ｃ３）は直流阻止コンデンサ、（Ｃ
Ｉ）は高周波接地用コンデンサ、（Ｃｔｌ）（Ｃｔ２）
はマツチング回路を構成するコンデンサである。

（Ｔ）は選局用同調電圧供給端子、（Ｓ）（Ｕ）は第１
、第２バンド切換え電圧供給端子、（ＴＲ）は高周波増
幅用トランジスタである。

斯かる第６図のチューナ回路において、低バンド受信時
には第１バンド切換え電圧供給端子（Ｓ）が開放され、
第２バンド切換え電圧供給端子（Ｕ）に正電圧が印加さ
れるので、スイッチングダイオード（Ｄ２）は非導通と
なり、このときの等価回路は第７図（イ）の如くなる。

尚、コンデンサ（Ｃ１）は、コンデンサ（Ｃｔ２）に比
べて大きな値となっているので、トラップ周波数にはほ
とんど影響は与えない。

一方、高バンド受信時には第１バンド切換え電圧供給端
子（Ｓ）に正電圧が印加され、第２バンド切換え電圧供
給端子（Ｔ、’）が開放されるのでスイッチングダイオ
ード（Ｄ２）が導通し、このときの等価回路は第７図（
ロ）の如くなる。

そして、第７図（イ）の低バンド受信時は第１マツチン
グコイル（Ｌｍｌ）とコンデンサ（Ｃｔｌ）の並列回路
と、第２のマツチングコイル（Ｌｍ２　）とコンデンサ
（Ｃｔ２）と高バンド用コイル（Ｌ４）よりなる直列回
路とが夫々イメージ妨害周波数のトラップ回路になるよ
うにしている。

しかしながら、このような２つの固定トラップを最適値
に選んだとしても、ＩＣＨ〜３ＣＨ受信時のイメージ妨
害比及び１−６ビート、２−８ビート、３−１０ビート
当のビート妨害の全てを満足な値まで除去することは困
難である。

このため、トラップ周波数を可変する電子同調チューナ
が特開平１−１６２４３０号公報（ＨＯ４Ｂ１、／１８
）で提案されている。

この従来例を第８図乃至第１１図を参照しつつ、説明す
る。

第８図はＶＨＦチューナの要部回路図を示しており、第
６図と同一部分には同一符号を付してその説明は省略す
る。第６図の回路と異なるところは、第１マツチングコ
イル（Ｌｍｌ）と並列接続されるコンデンサ（Ｃｔｌ）
はなく、コンデンサ（Ｃｔ２）の代わりに可変容量ダイ
オード（ＤＶ’）と補正容量（ＣＶ）の並列回路（２）
と直流阻止コンデンサ（Ｃ’Ｐ）が第２マツチングコイ
ル（Ｌｍ２）と直列に接続されており、選局用同調電圧
供給端子（Ｔ）を選局電圧供給用抵抗（Ｒ５）を介して
前記並列回路（２）と直流阻止コンデンサ（Ｃ’Ｐ）と
の接続点に接続している点である。

斯かる第８図のチューナ回路において、高バンド受信時
は第１バンド切換え電圧供給端子（Ｓ）に正電圧が印加
され、第２バンド切換え電圧供給端子（Ｕ）が開放とな
る。よって、スイッチングダイオード（Ｄ２）は導通し
、且つコイル（Ｌｌ）（Ｌ２）がコイル（Ｌ３）（Ｌ４
）の値に比較して大きく選ばれているから、このときの
等価回路は第９図（イ）に示すようになる。この第９図
（イ）において、（ＣＶ’）は可変容量ダイオード（Ｄ
Ｖ’）と補正容量（ＣＶ）との合成容量からなる可変容
量を示している。つまり、高バンド受信時においては端
子（１）と入力同調回路との間に第２マツチングコイル
（Ｌｍ２）と可変容量（ＣＶ′）との直列共振回路が入
ることになり、この直列共振回路の共振点は高バンドに
おいて、端子（Ｔ）から与えられる各チャンネルの選局
用同調電圧の増加に応じて第１０図の矢印の如く移動す
る。

第１０図において、実線の曲線は高バンド内の最低チャ
ンネル受信時の直列共振状態を示し、破線の曲線は高バ
ンド内の最高チャンネル受信時の直列共振状態を示して
いる。このように高バンド内の受信チャンネル周波数に
上記直列共振回路の共振点が一致するようにしているの
で、共振点でのインピーダンスが最少となって当該受信
チャンネルでのインピーダンス整合が良好となり、この
共振点以外の周波数の信号に対してはインピーダンスが
大きくなるので、不所望な妨害波の影響を受けにくくな
る。

次に、低バンド受信時は第１バンド切換え電圧供給端子
（Ｓ）が開放され、第２バンド切換え電圧供給端子（Ｕ
）に正電圧が供給されるので、スイッチングダイオード
（Ｄ２）は非導通となり、このときの等価回路は第９図
（ロ）に示すようになる。

すなわち、低バンド受信時は第９図（ロ）に示す如く、
入力端子（１）とアース間に、第２マツチングコイル（
Ｌｍ２　）と可変容量（ＣＶ’）とコイル（Ｌ４）とか
らなる直列トラップ回路が構成される。このトラップ回
路のトラップ周波数は、選局用同調電圧供給端子（Ｔ）
から与えられる同調電圧が可変容量ダイオードに逆バイ
アス電圧として与えられることにより、同調電圧に応じ
て変化する。よって、低バンド内の各チャンネル受信時
に、この各チャンネルに対するイメージ周波数及び妨害
となる高バンド放送チャンネル周波数にトラップ周波数
を合致させて妨害信号を排除するようにしている。

第１１図は上記第２マツチングコイル（Ｌｍ２）、可変
容量（Ｃ〜パ）及びコイル（Ｌ４）からなるトラップ回
路の特性を示しており、例えば低バンド内の低チャンネ
ル受信時としてｌｃＨを受信しているとすると実線で示
す曲線の特性となり、不所望な６ＣＨの信号を減衰せし
めることができる。また低バンド内の高チャンネル受信
時として３ＣＨを受信しているとすると破線で示す曲線
特性となり、不所望なｌ０ＣＨの信号を減衰せしめるこ
とができる。同様に２ＣＨ受信時には８ＣＨの妨害を受
けることがなくなる。従って、１−６ビート、２−８ビ
ート、３−１０ビートと呼ばれるビート妨害を好適に除
去できる。

また、低バンドの１．２．３ＣＨのそれぞれに対応する
イメージ周波数も高バンドの６．８．１０ＣＨの夫々の
チャンネル周波数の近傍にあるのでイメージ周波数も充
分に減衰できる。

（ハ）発明が解決しようとする課題ところで、周知の如く、可変容量ダイオード（バラクタ
ダイオード）は、非線型容量特性を備えている。このた
め、アンテナ端子より信号ｆＡ（＼ＩＨｚ）、ｆｓ（〜
１Ｈｚ）が入来すると、バラクタダイオードの非線型容
量が原因で（ｆＡ　　ｆｓ）ＭＨｚ、（ｆ　Ａ＋　ｆ　
Ｂ）　ＭＨｚ等のミキシングされた信号が作り出される
。

この時（ｆＡ　ｆｎ）ＭＨｚの信号が希望受信周波数ｆ
　、　（Ｍ）ｌｚ）の近辺に存在すると画面にビート症
状が現れ（ｆ　Ａ−ｆ　Ｂ）　ＭＨｚが妨害信号となる
。

この妨害は、ｆＡ、　　ｆＢ、　　ｆｌ　（ＭＨｚ）の
信号が同じ電界強度の場合は余り問題にはならないが、
希望受信信号ｆ　、（ＭＨｚ）　＄界強度が弱く妨害信
号を作り出すｆ　Ａ、　　ｆ　＋ｉ　（ＭＨｚ）信号の
電界強度が強い場合もあり、この条件のもとでは画面に
ビート症状が現れる。

従来は、この妨害を抑圧する事は困難であった。

（ニ）課題を解決するための手段本発明は、可変容量ダイオード（ＤＳ１）（ＤＳ２）を
用いたチューナの同調回路に於いて、２個の可変容量ダ
イオード（ＤＳ１）（ＤＳ２）の極性が互いに逆極性と
なるように直列に接続したことを特徴とする特又、本発
明では、チューニング電圧により容量値が可変される可
変容量ダイオードを備えた同調回路に於いて、２個の可
変容量ダイオード（ＤＳＩ）（ＤＳ２）を逆極性で直列
に接続せしめて、前記チュニング電圧により同時に容量
値を制御する。

（ホ）作　用本願の課題は、可変容量ダイオードの非線型容量にて起
因しており、可変容量ダイオードの特性を完全な線型容
量（コンデンサ）に近づければ上記課題は解決できる。

そこで、第３図のイル二を参照しつつ、このイル二の場
合についてチューナの妨害比を比較する。

イ、可変容量ダイオード（ＤＶ’）１個の場合（第３図
イ参照）。

口、コンデンサ（Ｃｏ）１個の場合（第３図ＩＩ参照）
。

ハ、可変容量ダイオード（ＤＳＩ）（ＤＳ２）　２個が
極性同方向直列接続の場合（第３図ハ参照）。

二、可変容量ダイオード（ＤＳＩ）（ＤＳ２）　２個が
極性逆方向直列接続の場合（第３図工参照）。

尚、説明を単純にするために、（イ）の可変容量ダイオ
ード（ＤＶ’）の容量と、（ロ）のコンデンサの容量と
同じであるとする。又、可変容量ダイオード（ＤＳ１）
（ＤＳ２）の容量は、同一で且つ、この容量は、可変容
量ダイオード（Ｄ〜・′°）の容量の２倍とする。そし
て、以下の条件とする。

ｆＡ倍信号　Ｕｎｄｅｓｉｒｅ信号　４８．２５ＭＨｚ
　（９５ｄＢｌｌ）ｆ、信号；　Ｕｎｄｅｓｉｒｅ信号
　１８２．２５ＭＨｚ　（７０ｄＢｕ　）ｆＡ−ｆ、；
作り出される　Ｕｎｄｅｓｉｒｅ信号１３４ＭＨ信号１
倍４またバラクタダイオードの逆方向印加電圧を１、６Ｖ　
（チューニング電圧）とする。

結果は、以下の通りとなった。

（イ）の時　妨害比　５３ｄＢ（口）の時　妨害比　６６ｄＢ（ハ）の時　妨害比　５５ｄＢ（同極性）（二）の時　　　　　　６６ｄＢ（逆極性）前記データの示す如く可変容量ダイオードを２個逆極性
直列接続の場合は、コンデンサの場合と妨害比が等しく
又、可変容量ダイオードを２個同極性直列接続の場合は
可変容量ダイオード１個の場合より少しだけ良い。

実験上で、可変容量ダイオードを２個逆極性直列接続の
場合の有利性が実証された。

このことに付いて簡単に述べる。

第３図（イ）及び第４図（イ）の如く、可変容量ダイオ
ード（ＤＶ’）１個に直流電圧（ｖｏ）の逆方向バイア
スが印加されている場合の可変容量ダイオードの容量を
（Ｃ０）とする。

この時、ダイオードの両端に交流電圧△Ｖｍｓｉｎω【
が印加されると可変容量ダイオードの容量は第５図（イ
）の如く、Ｃ０−ΔＣ−Ｃ．＋ΔＣの間で変動する。

第３図（口）の如く、コンデンサ１個の場合では容量は
Ｃ０で一定値である。

第３図（ハ）、第４図（ハ）では、バラクタダイオード
を２個同極性直列接続とし、それぞれのバラクタダイオ
ードは直流電圧ｖ０の逆方向バイアスが印加されている
。

（Ｃ，）ｆ！バイパスコンデンサなので２Ｃ．に比ベイ
ンピーダンスは非常に小さいので無視して考える。

この時の、可変容量ダイオード１個の容量を２６０とす
る。

そこに交流電圧Ｖｍ　ｓｉｎωｔが印加されるとバラク
タダイオード１個の容量は第５図（ハ）の２Ｃｏ−ΔＣ
〜２Ｃｏ＋ΔＣの間で変動し可変容量ダイオード２個の
合成容量は、（可変容量ダイオード１個に印加される交
流電圧はＶｍ／２　ｓｉｎωｔとなる。）＋（２Ｃ．±
△Ｃ）（２Ｃ．±ΔＣ）ｌ／（２（２Ｃ０±△Ｃ））＝
Ｃｏ土ΔＣ／２となるのでＣ６−ΔＣ／２〜Ｃ０◆ΔＣ
／２の間で変動する。

第３図（二）、第４図（二）では、可変容量ダイオード
を２個逆極性直列接続し、それぞれの可変容量ダイオー
ドを直流電圧ｖ０の逆方向バイアスが印加されている。

この時の可変容量ダイオード１個の容量は２Ｃ。

である。

この状態では、第５図の（ニ）及び（二゛）の如く直流
バイアスの電圧印加方向がダイオード（ＤＳＩ　）、（
ＤＳ２）に於いて逆となるため、ダイオード（ＰＳＩ　
）の容量は増加し、ダイオード（ＤＳ２）の容量は減少
の方向となる。

そこに交流電圧Ｖｍ　ｓｉｎωｔが印加されると、それ
ぞれの可変容量ダイオードの容量は２Ｃｏ±△Ｃｌ２Ｃ
，±ΔＣ１となり可変容量ダイオード２個の合成容量は
次式となる。

＋（２Ｃ，±△Ｃ）（２Ｃ，；ΔＣ））／（２Ｃ，土Δ
Ｃ）（２Ｃ，；ΔＣ）＝Ｃ，−（△Ｃ）”／４Ｃ。

＝Ｃ，０−（ΔＣ／（２ＣＯ））”戸Ｃ０尚、ここで２
Ｃ，＞＞△Ｃである為（ΔＣ／（２Ｃｏ））”〈く１で
ある。

従って、可変容量ダイオードを２個逆極性直列接続の場
合は、ＤＳｌとＤＳ２の合成容量がほぼ一定値と考える
ことができるため非線型容量が線型容量に近づく。

（へ）実施例第１図乃至第２図を参照しつつ、本発明の一実施例を説
明する。

（Ｌｍｌｌ）（Ｌｍ１２）は低バンド用マツチングコイ
ル、（Ｌｌ）（Ｒ２）は低バンド用同調コイル、（Ｌｍ
２）は高バント用マツチングコイル、（Ｒ３）（Ｒ４）
は高ハンド用同調コイルである。

（ＤＩ）（Ｃ２）（Ｃ３）は高周波用スイッチングダイ
オード、（ＴＲ）は高周波増幅用トランジスタ、（Ｃ２
）（Ｃ３）（Ｃ５）は直流阻止コンデンサである。

（Ｒ２）（Ｒ５）（Ｒ５’）は選局電圧供給用の抵抗で
ある。（Ｒ６）（Ｒ１）は、高バンド受信時にダイオー
ド（Ｄｌ）（Ｃ２）（Ｃ３）に順方向バイアスを与える
ための抵抗である。（Ｒ３）（Ｒ４）は、低バンド受信
時にダイオード（ＤＩ）（Ｃ２）（Ｃ３）に逆方向バイ
アスを与えるための抵抗である。尚、この抵抗（Ｒ３）
はダイオード（ＤＩ）（Ｃ２）（Ｃ３）の帰路抵抗も兼
ねる。（Ｒ７）は可変容量ダイｔ　−）’　（ＤＳＩ）
（ＤＳ２）ノアノードをＯｖｔ位に保つための抵抗（数
十にΩ）である。

（ＣＰ）（ＣＰ）は１０００ｐＦ〜１００００ｐＦ程度
の直流阻止用コンデンサ、（Ｃ１）は高周波接地用コン
デンサである。尚、コンデンサ（ＣＩ）りＣ２）の容量
は数百ｐＦ〜１００００ｐＦ程度である。

この第１図の回路では、高周波増幅トランジスタ（ＴＲ
）の入力電極と、アース間に同調用可変容量ダイオード
（ＤＶ）とインダクタンスコイル（Ｌｌ）（Ｒ２）（Ｒ
３）（Ｒ４）を並列に接続している。

このインダクタンスコイル（Ｌｌ）（Ｒ２）（Ｒ３）（
Ｒ４）は、直列接続された３つのコイル（Ｌｌ）（Ｒ２
）（Ｒ３）と、コ°イル（Ｒ２）（Ｒ３）の接続の中点
（ｂ）とアース間に挿入された高バンド用コイル（Ｒ４
）とからなる。

中点（ｂ）とコイル（Ｒ４）の間に挿入された高周波用
スイッチングダイオード（Ｃ３）と、コイル（Ｌｌ）と
コイル（Ｒ２）の接続の中点（ａ）とダイオード（Ｃ３
）とコイル（Ｒ４）の接続の中点（ｄ）との間に挿入さ
れた高周波スイッチングダイオード（Ｃ２）は、電圧供
給端子（Ｓ）により、オン／オフ制御される。

この入力同調回路のコイル（Ｌｒ）（Ｒ２）の接続の中
点（ａ）と入力端子（１）との間にマツチングコイル（
Ｌｍｌｌ）（Ｌｍ１２）が挿入されている。

高バンド用コイル（Ｒ４）とダイオード（Ｃ２）の接続
中点（ｄ）と入力端子（１）との間に、可変容量ダイオ
ード（ＤＳ１）（ＤＳ２）の直列回路を挿入している。

マツチングコイル（Ｌｍ２）と、直流阻止用コンデンサ
（Ｃ５）の接続中点（ｈ）と、マツチングコイル（Ｌｍ
ｌｌ）（Ｌｍ１２）の接続中点（１）との間に高周波用
スイッチダイオード（Ｄｌ）を挿入している。

この回路の動作を説明する。

高バンド受信時には、端子（Ｓ）に正の直流電圧が印加
され、スイッチングダイオード（旧）、（Ｃ２）、（Ｃ
３）が導通し且つもともとコイル（Ｌｌ）、（Ｒ２）が
コイル（Ｒ３）、（Ｒ４）に比し大きく選ばれているこ
とから、等価回路は第２図（ロ）の如くなる。

尚、（ＣＶ’）は、ニア　ン７”　ンサ（Ｃ５）（ＣＰ
）可変容量ダイオード（ＤＳ１）（ＤＳ２）により形成
される合成可変容量値を示している。尚、コンデンサ（
Ｃ５）（ＣＰ）は大容量であるので、略この合成可変容
量は可変ダイオード（ＤＳＩ）（ＤＳ２）により、決定
される。

つまり、高バンド受信時には、コイルと容量（Ｌｍ１２
／／ＣＶ’）により並列共振を行い、イメージトラップ
を形成し、トラップ周波数は受信チャンネルのイメージ
周波数に同調させている。

二の第２図（ロ）の回路を、説明する。

コイル（Ｌｍｌｌ）（Ｌｍ２）の並列回路がアンテナ回
路とのマツチングコイルとなる。

又、前述したコイル（Ｌｍ１２）と容量（ＣＶ’）が信
号ラインに直列に挿入される。コイル（Ｌｍ１２）と容
量（ＣＶ’）の並列共振周波数は次式で表わされる。

ｆ　ｏｎ−１／１２ｘ＋’（Ｌｍ１２ＸＣＶ’）１ｆＯ
□の信号は、上記並列回路の並列共振周波数であるから
インピーダンスは無限大となりｆｏｉｌの信号は伝送さ
れない。

よってｆ。Ｒを高バンド受信時受信チャンネル（同調周
波数）のイメージ周波帯に設計すると、高バンド受信特
番チャンネルに於いてイメージ妨害比を改善する事が出
来る。ちなみに高バンド受信時の同調周波数は次式とな
る。

ｆ　）Ｉ＝　１／（２ｒ、Ｉ″（（Ｌ４＋Ｌ３）ＣＶ）
１上記の様に、本実施例では、高バンド受信時に、スイ
ッチングダイオード（Ｄｌ）、（Ｄ２）、（Ｄ３）が導
通し、コイル（１＋ｎ１２）とダイオード（ＤＳ１）（
ＤＳ２）の合成容量（ＤＶ’）が並列共振を行いイメー
ジトラップを形成する。

この時ダイオード（ＤＳＬ）と（ＤＳ２）が互いに逆極
性で直列接続されているため、バラクタダイオード（可
変容量ダイオード）による不要信号の発生を減少させて
いる。

次に低バンド受信時には、第１図の端子（Ｓ）が開放状
態となり端子（Ｕ）に正の直流電圧が印加されスイッチ
ングダイオード（Ｄｌ）、（Ｄ２）、（Ｄ３）がオフ状
態となることから第２図（イ）のような等価回路となる
。尚、第２図（イ）の（ｃｖ’）は、第１図の主に可変
容量ダイオード（［）５１）（ＤＳ２）より形成される
可変容量である。この場合、コイル（Ｌ４）と、コイル
（Ｌｍ２ンと容量（ｃｖ’）からなる直列回路が直列共
振トラップとして作用し、受信チャンネル周波数に対す
るイメージ周波数と直列共振周波数とを合わせている。

この第２図（イ）の回路を説明する。

直列共振周波数は次式で表わされる。

ｆ　ｏＬ＝　１／１２ｒＪ（（Ｌｍ２＋Ｌ４）ＣＶ’）
１ｆＯＬの周波数数の信号は、上記直列回路（Ｌ［Ｉ＋
２、ＤＶ’、Ｌ４）のインピーダンスが０となるためア
ースに短絡されることとなりｆ。Ｌを低バンド受信時の
受信周波数（同調周波数）に対するイメージ周波帯に設
計する事で、低バンド受信時の各チャンネルに於いて、
イメージ妨害比を改善することができる。

低バンド時の同調周波数は、次式となる。

ｆ　＋　＝　１／ｆ２ｙ７（（ＬＬ＋Ｌ２＋Ｌ３）ＣＶ
）１上記の様に本実施例では、低バンド受信時に、ダイ
オード（ＤＩ）（Ｄ２）（Ｄ３）は、オフ状態となり、
コイル（Ｌｍ２）と可変容量ダイオード（ＤＳ１）（Ｄ
Ｓ２）との合成容量とで直列共振を行い、共振周波数を
受信周波数に対してイメージ周波数帯に設定しているの
で、トラッキングイメージトラップをして作用する。

（ト）発明の効果本発明では、可変容量ダイオード（ＤＳＩ）（０５２）
を逆極性で直列接続しているので、不要信号の発生を減
少させることが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図である。第２図はそ
の動作を説明するための図である。第３図は本発明の詳細な説明するための回路図、第４図
は本発明の詳細な説明するための回路図、第５図は本発
明の詳細な説明するための特性図である。第６図、第７図は従来例を説明するための図である。第８図、第９図、第１０図、第１１図は他の従来例を説
明するための図である。（ＤＳ１）（ＤＳ２）・・・可変容量ダイオード、（Ｔ
）・・・チューニング電圧供給端子（選局用同調電圧供
給端子）。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）可変容量ダイオード（ＤＳ１）（ＤＳ２）を用い
たチューナの同調回路に於いて、２個の可変容量ダイオ
ード（ＤＳ１）（ＤＳ２）の極性が互いに逆極性となる
ように直列に接続したことを特徴とする同調回路。
（２）チューニング電圧により容量値が可変される可変
容量ダイオードを備えた同調回路に於いて、２個の可変
容量ダイオード（ＤＳ１）（ＤＳ２）を逆極性で直列に
接続せしめて、前記チューニング電圧により同時に容量
値を制御することを特徴とする同調回路。