JPH0470871B2

JPH0470871B2 -

Info

Publication number: JPH0470871B2
Application number: JP12428185A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-06-10
Filing date: 1985-06-10
Publication date: 1992-11-12
Also published as: JPS61285072A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は単相又は多相負荷に対して可変周波数
の交流電流を供給する循環電流式のサイクロコン
バータ装置に関するものである。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電源電
圧によつて転流させるため電源から多くの無効電
力をとる欠点がある。またその無効電力は負荷側
の周波数に同期して常に変動しており、このため
電源系統設備の容量を増大させるだけでなく、同
一系統に接続された電気機器に種々の悪影響を及
ぼしている。

これに対し、サイクロコンバータの受電端に無
効電力補償装置を設置するなどの対策をほどこし
ていたが、設備が大がかりとなり、設備面積の増
大を招きまた、高価なものとならざるを得なかつ
た。

これに鑑み、特開昭56−44382（無効電力補償形
サイクロコンバータ装置）等が提案され、上記問
題点を解決した。すなわち、循環電流式サイクロ
コンバータを用い、当該サイクロコンバータの受
電端に進相コンデンサを接続し、該進相コンデン
サがとる進み無効電力と、上記サイクロコンバー
タがとる遅れ無効電力とがちようど打ち消し合う
ように当該サイクロコンバータの循環電流を制御
するもので、従来必要とされた無効電力補償装置
の役目をサイクロコンバータ自身に持たせてい
る。従つて、従来の無効電力補償装置は不要とな
り、その分装置の小形軽量化が図れ、また、コス
トを低減させることができるようになつた。

上記、従来の無効電力補償形サイクロコンバー
タ装置では、当該サイクロコンバータが定格運転
を行つているときを基準にして受電端の進相コン
デンサの容量を決定しており、過負荷運転が予想
されるときには、それに見合つた容量の進相コン
デンサをあらかじめ用意しておかなければならな
い。

言いかえると、受電端の入力力率を常に１に制
御しようとすると、進相コンデンサの容量で、サ
イクロコンバータの出力容量が決定されてしま
い、それ以上の過負荷運転はできないこととなつ
てしまう。

また、過負荷運転を予想して、あらかじめ過大
な容量の進相コンデンサを接続しておくと、定格
負荷あるいは軽負荷時にサイクロコンバータに流
すべき循環電流が増大し、変換器や電源トランス
の容量の増大を招き、さらには損失の増加によつ
て効率の悪いシステムとなつてしまう。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、進相コ
ンデンサの容量を増加させることなく安定した過
負荷運転ができる循環電流式サイクロコンバータ
装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明は循環電流式サイクロコンバータの特長
（出力周波数上限値が高い）を活かしたままで、
過負荷運転するもので、定格負荷までは入力力率
が１になるように無効電力制御を行う。従つて、
進相コンデンサは定格運転時のサイクロコンバー
タがとる遅れ無効電力を打ち消すだけの容量を用
意すればよい。

過負荷運転時は、受電端の無効電力制御をやめ
てサイクロコンバータには最小の循環電流が流れ
続けるように制御する。これにより過負荷運転時
でも循環電流がとぎれることなく安定した過負荷
運転が可能となる。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明のサイクロコンバータ装置の一
実施例の構成図である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、CAPは
△又は接続された進相コンデンサ、TRは電源ト
ランス、CCは循環電流式サイクロコンバータ本
体LOADは負荷である。

サイクロコンバータ本体CCは正群コンバータ
SSP、負群コンバータSSN、中間タツプ付直流
リアクトルL₀₁，L₀₂から構成されている。

また、制御回路として、負荷電流検出器CT_L、
正群コンバータの出力電流検出器CT_P、負群コン
バータの出力電流検出器CT_N、受電端の３相交流
電圧を検出する変成器PT_S、３相交流電流を検出
する変流器CT_S、無効電力演算回路VAR、比較
器C₁，C₂，C₃，C₄、加算器A₁，A₂、乗算器ML、
制御補償回路GN（Ｓ），H_Q（Ｓ），G_O（Ｓ）、G_L
（Ｓ）、絶対値回路ABS、無効電力指令値回路
FQ、演算増幅器K₁及び位相制御回路PHP，
PHNが用意されている。

まず、負荷電流制御の動作を説明する。

負荷電流指令I_L ^*と実際に流れる負荷電流L_Lの
検出値を比較器C₃に入力し、その偏差ε₃＝I_L ^*−
L_Lを求める。当該変化ε₃を負荷電流制御補償回路
G_L(S)に入力し、比例増幅あるいは積分増幅する。
ここでは簡単のためG_L(S)は比例要素（ゲインK_L）
のみとし説明を続ける。循環電流制御回路G_O(S)
からの出力信号が十分小さいものとしそれを無視
した場合、正群コンバータSSPの位相制御回路
PHPの入力信号はv〓_P＝K_L・ε₃となり、その出力
電V_Pは V_P＝k_V・V_S・cosα_P∝v〓_P となる。このとき負群コンバータSSNの位相制
御回路PHNには、制御補償回路G_L(S)の出力信号
K_L・ε₃を反転演算増幅器K₁を介してv〓_N＝−K_L・
ε₃なる信号が与えられる、故にSSNの出力電圧
V_Nは V_N＝−k_V・V_S・cosα_N∝−v_aN＝V_P となる。ただし、k_Vは変換定数、V_Sは電源電圧、
α_P、α_Nは点弧位相角である。

すなわち、正群コンバータSSPの出力電圧V_P
と負群コンバータSSNの出力電圧V_Nは負荷端子
でつり合つた状態で通常の運転が行なわれる。こ
のとき２つのコンバータの点弧位相角は、α_N＝
180°−α_Pの関係が成り立つ。負荷LOADには２つ
のコンバータの出力電圧の平均値V_L＝（V_P＋
V_N）／２が印加される。

I_L ^*＞I_Lの場合、変化ε₃は正の値となり、V_P及
びV_Nを図の矢印の方向に増加させる、故に負荷
端子電圧V_Lが増加し、負荷電流I_Lを増大させる。
逆にI_L ^*＜I_Lとなつた場合、偏差ε₃は負の値とな
り、V_P及帯びV_Nを図の矢印と反対方向に発生さ
せ、負荷端子電圧V_Lを負の値にして、I_Lを減少さ
せる。故に最終的にはI_L ^*≒I_Lとなつて落ち着く。

電流指令I_L ^*を正弦波状に変化させると、それ
に応じて偏差ε₃も変化し負荷に正弦電流I_Lが流れ
るように前記点弧位相角α_P、α_Nが制御される。
この通常運転は、正群コンバータSSPの電圧V_P
と負群コンバータSSNの電圧V_Nは等しくつり合
つているため循環電流I_Oはほとんど流れない。

次に循環電流I_Oの制御動作を説明する。

サイクロコンバータの循環電流I_Oは次のように
して検出する。すなわち、正群コンバータSSPの
出力電流I_Pの検出値と負群コンバータSSNの出力
電流I_Nの検出値の和をとり、それから負荷電流I_L
の検出値の絶対値を差し引いて（1/2）倍したも
のが循環電流I_Oである。その関係式は次のように
なる。

I_O＝（I_P＋I_N−｜I_L｜）／２このようにして求めた循環電流I_Oは、その指令
値I_O ^*と比較される。偏差ε₂＝I_O ^*−I_Oは次の循環
電流制御補償回路G_O(S)に入力され、比較増幅あ
るいは積分増幅される。ここでは説明の便宜上
G_O(S)＝K_Oすなわち、比較要素のみとして取扱う。
G_O(S)の出力信号は加算器A₂，A₃に入力される。

従つて、位相制御回路PHP及びPHNへの入力
電圧v〓_P及びv〓_Nは、各々次のようになる。

v〓_P＝K_L・ε₃＋K_O・ε₂ v〓_N＝−K_L・ε₃＋K_O・ε₂ 故にα_N≒180°−α_Pの関係はくずれ、K_O・ε₂に比
例した分だけ正群コンバータSSPの出力電圧V_P
と負群コンバータSSNの出力電圧V_Nとが不平衡
になる。その差電圧V_P−V_Nが直流リアクトル
L_O1，L_O2に印加され、循環電流I_Oが流れる。

I_O ^*＞I_Oとなつた場合、偏差ε₂は正の値となり
V_Pを増加させV_Nを減少させる。故に差電圧V_P−
V_Nが正の値となり、循環電流I_Oを増加させる。
逆にI_O ^*＜I_Oとなつた場合、偏差ε₂は負の値とな
り、V_Pを減少させ、V_Nを増加させる。故に差電
圧V_P−V_Nは負の値となり、循環電流I_Oを減少さ
せる。最終的にはI_O ^*≒I_Oとなつて落ち着く。

このような循環電流制御において、正群及び負
群コンバータの出力電圧V_P及びV_Nが変化するが、
負荷端子電圧V_Lとしては、V_PとV_Nの平均値であ
るため負荷電流制御への影響はない。

一方、無効電力制御は次のようにして行なわれ
る。

受電端には、３相電流検出器CT_S及び３相電圧
検出器PT_Sが設置され無効電力演算回路VARに
よつてその無効電力Q_Sが演算される。無効電力
の指令値Q_S ^*は通常零に設定され、比較器C₁によ
つて偏差ε＝Q_S ^*−Q_Sが発生させられる。無効電
力制御補償回路H_Q(S)は定常偏差ε₁を零にするた
め、通常積分要素が使われ、その出力が前述の循
環電流指令値I_O ^*となる。

第２図は受電端の電圧電流ベクトル図を示すも
ので、３相電源の１相分を表わす。図中、V_Sは
電源電圧、Icapは進相コンデンサに流れる進み電
流Iccはサイクロンバータの入力電流で、I_Sはそ
の有効分、I_REACTはその無効分を表わす。またI_SSP
は正群コンバータの入力電流、I_SSNは負群コンバ
ータの入力電流を表わす。コンバータの電流変換
定数をK₁とした場合、上記入力電流I_SSP及びI_SSN
は次のように表わせる。

I_SSP＝K₁・I_P I_SSN＝K₁・I_N このベクトル図は、正群コンバートSSPから負
荷電流I_Lを供給しているときの状態を表わすもの
で正群コンバータの出力電流I_PはI_P＝I_L＋I_Oとな
り、又、負群コンバータの出力電流I_NはI_N＝I_Oと
なつている。

サイクロコンバータの入力電流I_CCはI_SSPとI_SSNの
ベクトル和で、その有効分I_S及び無効分I_REACTは
各々次のように表わすことができる。

I_S＝I_SSP・cosα_P＋I_SSN・cosα_N ＝K₁（I_L＋I_O）・cosα_P＋K₁I_Ocosα_N ＝K₁I_L・cosα_P I_REACT＝I_SSP・sinα_P＋I_SSN・sinα_N ＝K₁（I_L＋I_O）sinα_P＋K₁I_Osinα_N ≒K₁（I_L＋2I_O）sinα_P ただしα_N≒180゜−α_Pの関係を導入した。

すなわち、サイクロコンバータに流れる循環電
流I_Oは入力側の有効分I_Sには影響せず、無効分
I_REACTにだけ影響を与える。当該無効電流I_REACTが
進相コンデンサの進み電流Icapと常に等しくなる
ように循環電流I_Oを制御することにより、電源か
ら供給される電流I_Sは常に有効分だけとなり、基
本波力率が１に保たれるのである。

第１図にもどつてQ_S ^*＞Q_S（遅れを正の値とす
る）となつた場合、偏差ε₁＝Q_S ^*−Q_Sは正の値と
なり、制御補償回路H_Q(S)を介して、循環電流指
令値I_O ^*を増大させる。故に循環電流の実際値I_O
≒I_O ^*が増加し、サイクロコンバータの入力電流
Iccの遅れ無効電流分I_REACTを増加させる。従つ
て、受電端の遅れ無効電力Q_Sが増大し、Q_S≒Q_S ^*
となるように制御される。逆にQ_S ^*＜Q_Sとなつた
場合、循環電流I_Oが減少し、その結果、Q_Sも減少
してやはり、Q_S≒Q_S ^*となつて落ち着く。

次に、負荷が電動機の場合を想定して当該電動
機の回転速度制御動作を説明する。

直流電動機の場合、第１図の負荷LOADがそ
のまま直流電動機の電機子巻線と考えればよい。

また、交流電動機負荷の場合、第１図の
LOADは、電機子巻線の１相分と考えればよい。
ここでは交流電動機（同期電動機）として説明を
行う。

電動機の回転速度Ｎはタコジエネレータや回転
パルス発生器等によつて検出される。

比較器C₄によつて速度指令値N^*と速度検出値
Ｎを比較し偏差ε₄＝N^*−Ｎを求める。当該偏差
ε₄を速度制御補償回路G_N(S)に入力し、比例増幅
あるいは積分増幅を行つて電機子巻線に供給すべ
き負荷電流I_Lの振幅指令値Imを求める。

乗算器MLは上記振幅指令値Imと電動機の回転
子位置に同期した単位正弦波（１相分）sinωtを
乗ずるもので、その出力I_L ^*＝Im・sinωtは電動機
の電機子巻線（１相分）に供給する電流の指令値
となる。

３相同期電動機負荷の場合、各相電流の指令値
I^* _LU，I^* _LV，I^* _LUは次のようになる。

I^* _LU＝Im・sinωt I^* _LV＝Im・sin（ωt−2π／３） I^* _LW＝Im・sin（ωt−2π／３）ただし、ωは電動機の回転角周波数である。

N^*＞Ｎの場合偏差ε₄は正の値となり、振幅指
令値Imを増加させ負荷電流（電機子電流）を増
やして発生トルクを増大させる。故に電動機は加
速し、N^*＝Ｎとなる。

逆に、N^*＜Ｎとなつた場合、ε₄は負の値とな
りImを減少あるいは負の値にして発生トルクを
減少あるいは回生ブレーキをかけて電動機を減速
させる。故にやはりN^*≒Ｎとなつて落ち着く。

本発明のサイクルコンバータ装置は負荷電流が
定格値以下で運転される場合、受電端の無効電力
Q_Sが零になるように制御する。しかし過負荷運
転時には負荷電流の大きさ（振幅値Im）に応じ
て受電端の無効電力制御の指令値Q_S ^*を変えてい
る。

すなわち、第１図において電流振幅指令値Im
を絶対値回路ABSを介して無効電力指令値回路
FQに入力し、受電端の無効電力指令値Q_S ^*を求
めている。

第３図は無効電力指令値回路FQの具体的な実
施例を示すもので、OA₁，OA₂は演算増幅器、
R₁，R₂，R₃，R₄，R₅は指抗器、Ｄはダイオー
ド、VRはレベル設定器である。

レベル設定器VRによつて負荷電流の定格値
Imoを与える。

OA₁は反転増幅器で、抵抗値R₁＝R₂＝R₃とす
れば、その出力はImo−｜Im｜が求められる。
Imo｜Im｜の場合すなわち、負荷電流が定格
値以下ならImo−｜Im｜は正の値となる。しか
し、ダイオードＤによつて強制的にOA₁の出力は
零に抑えられる。Imo＜｜Im｜の場合、OA₁の
出力はImo−｜Im｜の値が出力される。

OA₂も反転増幅器で増幅率K_Q＝（R₅／R₄）とな
る。

故に無効電力指令値Q_S ^*は、｜Im｜Imoのと
き、Q_S ^*＝K_Q（｜Im｜−Imo）となる。

第４図は、上記関係を表わしたもので、Q_S ^*は
負荷電流振幅値｜Im｜が定格値Imoまでは零に
設定され、それ以上の過負荷運転ではQ_S ^*を振幅
値｜Im｜の比例して増加させている。このとき
の比例定数K_Qはサイクロコンバータの循環電流I_O
がとぎれない程度の値でほぼ一定になるように与
えられる。

故に、サイクロコンバータの循環電流I_Oは負荷
電流I_Lの振幅値の絶対値Imが定格値になるまで
は受電端の無効電力Q_Sが零になるようにImに反
比例して減少する。Imが定格値をこえて運転さ
れる場合は、受電端の無効電力Q_Sは零でなくな
り遅れの無効電力をとつて循環電流I_Oがとぎれな
いように制御される。

ただし過負荷運転時の循環電流I_Oを完全に一定
に制御するのではなく、あくまでも受電端の無効
電力Q_Sがその指令値Q_S ^*に一致するように制御す
る。故にミクロ的には、I_Oは刻々と変化し、Q_S＝
一定に保持される。

このことは、サイクロコンバータの入力電流の
高調波に良い影響を与える。

すなわち、負荷が交流負荷の場合、サイクロコ
ンバータの入力電流は負荷側の週数に関係する高
調波が現われる。この原因としては、交流負荷に
よる有効電力の変動とサイクロコンバータの受電
端の無効電力変動がある。３相平衡負荷の場合、
有効電力は一定となりそれによる入力側電流の高
調波は発生しない。しかしサイクロコンバータの
受電端の無効電力は位相制御に伴なつて刻々と変
化するため、３相平衡負荷の場合でも、入力側の
電流に高調波を発生させる。

このサイクロコンバータの受電端の無効電力を
一定にすることにより、入力側の高調波（特に基
本波まわりの側帯波）を減少させることができ
る。

本発明のサイクロコンバータ装置は定格負荷ま
ではQ_S＝Ｏで一定に制御され、上記の理由から
入力側の高調波を低減させる効果を有する。さら
に定格負荷をこえる運転においてもミクロ的に
Q_S＝Q_S ^*＝一定に制御され、入力側電流の高調波
を低減させる効果を有する。

第１図の装置は単相負荷について説明したが、
２相あるいはそれ以上の多相負荷でも同様にでき
ることは言うまでもない。また△結線のサイクロ
コンバータについても同様に適正可能であり、そ
の他本発明の要旨を変更しない範囲で実施出来る
ものである。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明のサイクロコンバータ装
置によれば、過負荷運転時においても、循環電流
式サイクロコンバータの特徴（すなわち、出力電
流歪みが少なく出力周波数上限値を高くできる）
を維持することができ、安定した運転が可能とな
る。また定格負荷運転までは受電端の力率を常に
１に保つことができ、しかもサイクロコンバータ
の受電端に接続される進相コンデンサ容量を格別
に増加させることはない。故に過負荷運転のため
の電源トランスで変換器（コンバータ）の容量増
加もわずかで済み、効率の良い運転が可能とな
る。

さらに過負荷運転時においても受電端の無効電
力指令値Q_S ^*が変化するだけでいぜんとして無効
電力制御は継続しており、ミクロ的にはQ_S＝一
定制御が保持される。故に無効電力変動に伴なう
入力側の高調波（特に基本波まわりの側帯波）を
減少させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のサイクロコンバータ装置の実
施例を示す構成図、第２図は第１図の装置を説明
するための電圧電流ベクトル図、第３図は第１図
の装置の無効電力指令値回路の具体的な実施例を
示す構成図、第４図は第１図の装置を説明するた
めの負荷電流振幅値Imに対する無効電力指令値
Q_S ^*及び循環電流I_Oの関係図である。 BUS……３相交流電源の電線路、CAP……進
相コンデンサ、TR……電源トランス、CC……サ
イクロコンバータ本体、LOAD……負荷、SSP，
SSN……正群及び負群コンバータ、L₀₁，L₀₂……
直流リアクトル、CT_S，CT_L，CT_P，CT_N……電
流検出器、PT_S……電圧検出器、VAR……無効
電力演算回路、C₁，C₂，C₃，C₄……比較器、A₁，
A₂……加算器、ML……乗算器、ABS……絶対
値回路、K₁……反転増幅器、G_N(S)……速度制御
補償回路、H_Q(S)……無効電力制御補償回路、G_L
(S)……負荷電流制御補償回路、G_O(S)……循環電
流制御補償回路、FQ……無効電力指令回路、
PHP，PHN……位相制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】１交流電源と、当該交流電源から電力供給を受
ける循環電流式サイクロコンバータ本体と、当該
サイクロコンバータから電力供給を受ける単相又
は多相負荷と、前記サイクロコンバータの受電端
に接続された進相コンデンサと、前記サイクロコ
ンバータの出力電流（負荷に供給する電流）を制
御する手段と、前記サイクロコンバータの循環電
流を制御する手段と、前記サイクロコンバータの
受電端の無効電力を制御するため、上記循環電流
制御手段に指令値を与える手段と、前記サイクロ
コンバータの出力電流の値に応じて上記無効電力
制御手段に与える指令値を変える手段とからなる
サイクロコンバータ装置。２前記無効電力制御の指令値を与える手段は、
負荷電流が定格値以下の場合、無効電力指令値を
零として与え、定格電流を超える運転では、負荷
電流の大きさに比例して無効電力指令値（遅れ）
を増加させるようにしたことを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のサイクロコンバータ装置。