JPH0464074B2 - - Google Patents
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- JPH0464074B2 JPH0464074B2 JP58156098A JP15609883A JPH0464074B2 JP H0464074 B2 JPH0464074 B2 JP H0464074B2 JP 58156098 A JP58156098 A JP 58156098A JP 15609883 A JP15609883 A JP 15609883A JP H0464074 B2 JPH0464074 B2 JP H0464074B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、音声信号の有無を判定する音声検出
器に関する。 音声検出器は主にDSI(Digital Speech I
nterpolationの略称である。)装置に組み込まれ、
DSI装置への入力チヤンネルに音声信号があるか
ないかを判定するために用いられ、その特性が
DSI装置の通話品質、更にはシステム設計に大き
な影響を及ぼす。従つて音声検出器に要求される
ことは、(1)音声信号に対して可及的速やかに応答
すること、(2)雑音に対してなるべく応答しないこ
と、(3)簡単なハードウエアで実現できること等が
挙げられる。尚、DSI装置に関しては、例えば、
1976年3月発行のエス・ジエー・キヤンパネラ
(S.J.Campanella)による文献「デイジタル ス
ピーチ インターポレーシヨン(Digital Speech
Interpolation)」の127頁〜158頁に詳述されてい
るので参照されたい。 従来、ハードウエア規模が簡単で検出論理が明
瞭である方法としてレベル検出法が知られている
が、この方法は入力信号の信号エネルギー(電力
及び振幅)を検出後、閾値と比較することにより
音声信号の有無を判定するものである。またレベ
ル検出法を用いた音声検出器の中で、入力信号の
振幅と予め定められた閾値とを比較する固定閾値
型音声検出器が、最もハードウエア規模が簡単で
かつ、確実な音声検出器として知られている。 次に図面を参照しながら、この固定閾値型音声
検出器の原理を説明する。 第1図は固定閾値型音声検出器の原理を示すブ
ロツク図であり、信号入力端子1、振幅閾値入力
端子2、振幅比較回路3、累積回路4、累積回路
への入力信号として+1、−1を与える増加・減
少制御線5および6、音声検出用フリツプフロツ
プ7、音声検出用フリツプフロツプセツト・リセ
ツト制御線8および9、音声検出結果出力端子1
0からなつている。なお、この場合累積回路は可
逆カウンタ(アツプダウン・カウンタ)で置換で
きる。 図において、端子1より入力される入力信号は
標本化周期ごとに振幅比較回路3において、端子
2より入力される予め定められた振幅閾値
(THa)と比較される。その結果、入力信号振幅
が振幅閾値よりも大きいと、累積回路増加制御線
5を使つて累積回路4の内容が1だけ増加され
る。また、逆に入力信号振幅が振幅閾値よりも小
さいと、累積回路減少制御線6を使つて累積回路
4の内容が1だけ減少される。但し、累積回路の
内容は負の値にならないようになつている。 音声信号が到来し、振幅閾値を超える入力が多
くなると、累積回路の内容は順次増加する。もち
ろん、その間に振幅閾値以下の入力が加わると、
可逆カウンタの内容は1だけ減少する。このよう
にして、累積回路の内容が予め設定された持続時
間の閾値(THt)に達すると、音声検出用フリ
ツプフロツプのセツト制御線8を使つて音声検出
用フリツプフロツプ7がセツトされ、音声が検出
されたことになり、端子10よりその結果が出力
される。 また、音声が検出されなくなると、例えば、そ
れは累積回路4の内容が0になることで示される
が、その時、音声検出用フリツプフロツプ7は音
声検出用フリツプフロツプのリセツト制御線9を
使つてリセツトされ、端子10よりその結果が出
力されるが、一般にはある一定時間の後にリセツ
トされる。これは、ハングオーバーと称され、通
話中の単語や句の間での切断に耳が敏感であるこ
とから設けられており、その時長は100〜250ms
程度である。 さらに理解を深めるために第1図で示される固
定閾値型音声検出器に第2図のaの11で示され
る信号が入力した場合を例にとつて説明を加え
る。 第2図では、入力信号11、振幅閾値12、累
積回路の内容13、持続時間の閾値14および音
声検出結果出力15を示している。 まず、入力信号11が端子1から入力される
と、標本化周期Tsごとに振幅比較回路3により
振幅閾値12と比較される。第2図から判るよう
に時刻ta1になつて始めて入力信号の振幅の方が
振幅閾値よりも大きくなるので累積回路の内容1
3は時刻ta1で始めて1になり(第2図b)、以
後、時刻ta2まで1ずつ増加されていく。その結
果、時刻tb1になつて累積回路の内容13が持続
時間の閾値14よりも大きくなるので、音声が検
出されたことになり、出力15は1になる。とこ
ろで、時刻ta3になると、入力信号11の振幅が
振幅閾値12よりも小さくなるので、累積回路の
内容13は1ずつ減少していき、時刻tb2になり、
持続時間の閾値14よりも小さくなるので音声信
号が無くなつたと判定され前述の理由でハングオ
ーバーが付加されハングオーバー終了後、出力1
5は0になる。第2図のcにおけるTHがハング
オーバー時間を示している。 以上説明してきた様な固定閾値型音声検出器で
は確かにハードウエア規模は簡単ではあるが、一
度閾値が設定されると閾値以上の信号ならどんな
雑音でも検出してしまうという欠点があつた。 本発明の目的は、音声検出器の閾値が入力信号
中に含まれる雑音のレベル変動に対して良好な追
従性を示すとともに、検出能力が擬似信号に対し
て充分な免疫性を示す可変閾値型音声検出器を簡
単なハードウエア規模で提供することにある。 本発明によれば、PCM符号化された信号を受
信し、該入力信号と閾値との大小関係により音声
信号の有無を判定する音声検出器において、前記
入力信号を整流する整流回路と、該整流回路の出
力から入力信号に含まれる雑音の電力を計算する
電力計算回路と、該電力計算回路の出力から閾値
を発生させる第1の閾値発生回路と、前記整流回
路の出力と前記第1の閾値発生回路から出力され
る閾値とを比較するレベル検出回路と、該レベル
検出回路の出力を累積する累積回路と、該累積回
路の出力値と後述する第2の閾値発生回路から出
力される閾値とを比較する比較回路と、該比較回
路が前記累積回路の出力値の方が大きいと判定し
た場合には低いレベルの閾値を、小さいと判定し
た場合には高いレベルの閾値を発生させる第2の
閾値発生回路と、前記比較回路の出力に応じて正
負に歩進する可逆カウンタと、該可逆カウンタの
内容により音声信号の有無を判定し、その結果を
出力する判定回路と、前記比較回路の出力から前
記累積回路の出力値が前記第2の閾値発生回路か
ら出力される閾値と比べ大から小に移つた時点を
検出し、その時点で前記可逆カウンタの内容を予
め定められた値に設定するカウンタ設定回路とか
ら少なくとも構成され入力信号に含まれる雑音レ
ベルに応じた閾値を用いて音声検出を行なうこと
を特徴とする可変閾値型音声検出器が得られる。 また、本発明によれば、PCM符号化された信
号を受信し、該入力信号と閾値との大小関係によ
り音声信号の有無を判定する音声検出器におい
て、前記入力信号の直流オフセツトを補正する直
流オフセツト補正回路と、該直流オフセツト補正
回路の出力を整流する整流回路と、該整流回路の
出力から入力信号に含まれる雑音信号の電力を計
算する電力計算回路と、該電力計算回路の出力か
ら閾値を発生させる第1の閾値発生回路と、前記
整流回路の出力と前記第1の閾値発生回路から出
力される閾値とを比較するレベル検出回路と、該
レベル検出回路の出力を累積する累積回路と、該
累積回路の出力値と後述する第2の閾値発生回路
から出力される閾値とを比較する比較回路と、該
比較回路が前記累積回路の出力値の方が大きいと
判定した場合には低いレベルの閾値を、小さいと
判定した場合には高いレベルの閾値を発生させる
第2の閾値発生回路と、前記比較回路の出力に応
じて正負に歩進する可逆カウンタと、該可逆カウ
ンタの内容により音声信号の有無を判定し、その
結果を出力する判定回路と、前記比較回路の出力
から前記累積回路の出力値が前記第2の閾値発生
回路から出力される閾値と比べ大から小に移つた
時点を検出し、その時点で前記可逆カウンタの内
容を予め定められた値に設定するカウンタ設定回
路とから少なくとも構成され、オフセツトを補正
した入力信号に含まれる雑音レベルに応じた閾値
を用いて音声検出を行なうことを特徴とする可変
閾値型音声検出器が得られる。 さらに、本発明によれば、PCM符号化された
信号を受信し、該入力信号と閾値との大小関係に
より音声信号の有無を判定する音声検出器におい
て、前記入力信号の直流オフセツトを補正する直
流オフセツト補正回路と、該直流オフセツト補正
回路の出力を整流する整流回路と、該整流回路の
出力から入力信号に含まれる雑音の電力を計算す
る電力計算回路と、該電力計算回路の出力から閾
値を発生させる第1の閾値発生回路と、前記整流
回路の出力と前記第1の閾値発生回路から出力さ
せる閾値とを比較するレベル検出回路と、該レベ
ル検出回路の出力を累積する累積回路と、該累積
回路の出力値と後述する第2の閾値発生回路から
出力される閾値とを比較する比較回路と、該比較
回路が前記累積回路の出力値の方が大きいと判定
した場合には低いレベルの閾値を、小さいと判定
した場合には高いレベルの閾値を発生させる第2
の閾値発生回路と、前記比較回路の出力に応じて
正負に歩進する可逆カウンタと、該可逆カウンタ
と、該可逆カウンタの内容により、音声信号の有
無を判定し、その結果を出力する判定回路と、前
記比較回路の出力から前記累積回路の出力値が前
記第2の閾値発生回路から出力される閾値に比べ
大から小に移つた時点を検出し、その時点での前
記可逆カウンタの内容に応じて前記可逆カウンタ
の内容を異なる値に設定するカウンタ設定回路と
から構成され、直流オフセツトを補正した入力信
号に含まれる雑音レベルに応じた閾値を用いると
ともに、可逆カウンタの内容を設定する値として
予め定められた複数個の値を用いることを特徴と
する可変閾値型音声検出器が得られる。 次に図面を参照しながら本発明の一実施例を詳
細に説明する。 第3図は本発明による第1の可変閾値型音声検
出器の実施例であり、入力端子20、偶数ビツト
反転回路21、符号変換回路22、整流回路2
3、電力計算回路24、第1の閾値発生回路2
5、レベル検出回路26、累積回路27、比較回
路28、第2の閾値発生回路29、可逆カウンタ
30、カウンタ設定回路32及び出力端子33か
ら構成されている。 例えば、国際電信電話諮問委員会、(CCITT;
Comite′ Consultatif International T
e′legraphaique et Te′le′phonique)からの勧
告案G.711に基づき非線形符号化され、8ビツト
のA−Law符号(オレンジブツクVol.−2,
pp409〜410参照のこと。)となつた入力信号が入
力端子20から入力する場合を例にとつて説明を
加える。通常、電話回線を伝送されるA−Law
符号信号はMSB(Most Significant Bitの略
称である。)側からみて、偶数ビツト目が反転さ
れているので、偶数ビツト反転回路21により入
力信号は偶数ビツトが反転され伝送される前のも
との信号に戻される。もとに戻つたA−Law符
号信号は符号変換回路22で、第4図で示すよう
に、正のA−Law符号信号に対してMSBだけ、
負のA−Law符号信号に対しては全ビツト反転
され8ビツトのTwo′s complement符号信号に
変換され、整流回路23へ入力される。整流回路
23では、この入力信号を絶対値信号(大きさの
みを表わす信号)に変換し、一方は電力計算回路
24へ、もう一方はレベル検出回路26へ送り出
す。 電力計算回路24では、入力信号に含まれる雑
音信号を取り出し、雑音の平均電力を計算する。
具体的には、音声が検出されない時(例えば、後
述する比較回路28の出力が0の時)はすべての
入力信号を雑音とみなすとともに、音声が検出さ
れた時(例えば後述する比較回路28の出力が1
の時)であつても予め定められたレベル以下の信
号は雑音信号であるとみなし、この雑音を低域通
過フイルタに入力することにより雑音の平均電力
を計算し、その結果を第1の閾値発生回路25に
送出する。従つて、雑音の平均電力を計算する際
に除外される音声信号とは、後述の比較回路の出
力が1でありかつ、予め定められたレベル以上の
信号レベルを有する信号である。第1の閾値発生
回路25では、電力計算回路24からの出力を定
数倍することにより、レベル検出回路26で使用
される第1の閾値(TH1)と、該第1の閾値よ
り6dB高い所に第2の閾値(TH2)とを設定し、
レベル検出回路26へ送出する。 レベル検出回路26では、整流回路23の出力
と、第1の閾値発生回路25より送出される第1
の閾値及び第2の閾値とを比較し、整流回路の出
力が第2の閾値より大きい場合には入力信号が音
声信号である確率が高いので+2、第1の閾値と
第2の閾値との間に位置する場合には入力信号が
音声信号である確率と雑音である確率とがほぼ等
しいかあるいは前者が少し高い程であるので+
1、第1の閾値より小さい場合には入力信号を雑
音である確率が高いので−1を出力する。累積回
路27では、レベル検出回路26の出力を累積し
ておりその累積値を比較回路28へ送出する。比
較回路28では、後述する第2の閾値発生回路2
9から出力される第3の閾値(TH3)と前記累
積値とを比較し、後者が前者よりも大きい場合に
は入力信号が音声信号であると判定し、+1を、
また、前者が後者よりも大きい場合には入力信号
は雑音であると判定し、0を出力する。第2の閾
値発生回路29では、前記比較回路28で使用さ
れる音声信号判定用の第3の閾値(TH3)とし
て、レベルの異なる閾値を2つ用意しておき、前
記比較回路28の出力が0の場合には高いレベル
の第3の閾値(TH3H)を発生し、また、前記
比較回路28の出力が1の場合には低いレベルの
第3の閾値(TH3L)を発生し前記比較回路28
へ送出する。 可逆カウンタ30では、前記比較回路28の出
力を入力し、該入力信号が1の時にはカウンタの
内容を1だけ増加させ、0の時にはカウンタの内
容を1だけ減少させ前記比較回路の出力を累積し
ている。また、カウンタ設定回路31は前記比較
回路の出力を監視しておりその出力が1から0に
変化する時点を検出し、その時点で、前記可逆カ
ウンタ30の内容を予め定められた値に設定す
る。判定回路32では、前記可逆カウンタ30の
内容が予め定められた値(通常は0を用いる。)
より大きい場合に音声信号が検出されたとして1
を出力端子33を介して外部に出力する。もちろ
ん小さい場合には0を出力するがこうすることに
より前述のハングオーバーも付加されることにな
る。 本発明で用いられる電力計算回路24及び第2
の閾値発生回路25としては第5図の回路が使用
でき、絶対値信号入力端子50、雑音判定レベル
入力端子51、比較回路出力信号入力端子52、
比較器53、論理和回路54、乗算器55,5
6,57,58、被乗数入力端子59,60,6
1,62,63被乗数選択器64、加算器65、
リミツター66,67、メモリー68第1の閾値
出力端子69および第2の閾値出力端子70から
構成されている。絶対値入力信号は入力端子50
より入力され、一方は乗算器55へ、もう一方は
比較器53へ送られる。比較器53では、前記入
力信号と入力端子51より入力される雑音判定レ
ベルと比較され、前者が後者よりも大きい場合に
0、小さい場合に+1を出力し、論理和回路54
では、比較器53の出力信号と、比較回路28か
らの出力信号を反転した信号との論理和がとら
れ、少なくともどちらか一方が+1のときに+1
が出力され、乗算器56の制御信号及び、被乗数
選択器64の選択制御信号となる。前記被乗数選
択器64では、前記選択制御信号が+1の時には
被乗数入力端子59より入力される被乗数が選択
され、また、0の時には被乗数入力端子60より
入力される被乗数(現在は0を用いている。)が
選択され乗算器55の被乗数となる。 また、乗算器55では、絶対値入力信号と前述
のようにして選択された被乗数との積がとられ加
算器65へ送られる。一方、乗算器56では被乗
数入力端子61より入力される被乗数とメモリー
68の内容との積がとられ加算器65へ送られ
る。但し、論理和回路54の出力が0の時はこの
乗算は行なわずメモリー68の内容がそのまま出
力される。そして、加算器65で前述の乗算器5
5の出力と乗算器56の出力との加算が行なわれ
その結果がリミツター66を介してメモリー68
に備えられる。また、それと同時にリミツター6
6の出力は乗算器57により、被乗数入力端子6
2より入力される被乗数との積がとられ、リミツ
ター67を介して第1の閾値(TH1)として、
出力端子69より出力される。 また、リミツター67の出力は、乗算器58で
被乗数入力端子63より入力される被乗数(現在
は2を用いている。)との積がとられ、第2の閾
値(TH2)として、出力端子70より出力され
る。 ここで、リミツタ66,67を用いているのは
メモリー68の内容及び閾値(TH1)の可変領
域を制限することにより閾値調整速度を敏速にか
つ、音声検出器の受信感度および感動レベル範囲
を制限し、雑音に対する免役性を保障するためで
ある。 尚、本発明において前述の様に絶対値信号を一
次の低域通過フイルタに通すことにより、雑音の
レベルを算出していたが、それは振幅分布が
Gauss分布であり分数がσ2である雑音をその絶対
値をとつて一次の低域通過フイルタに通して得ら
れる電力Pが次式で表す様に近似的に標準偏差σ
に比例した値となるためである。 ここで∫∞ 0xe-x2/2〓2dx (x2=yとおくと、2xdx=dy) =1/2∫∞ 0 -y/2〓2dy =σ2 ゆえに(1)式は次のようになる。 したがつて、 P≒0.8δ (3) 従つて、前記処理を施す事により、一次の低域
通過フイルタの出力で雑音の標準偏差σにほぼ比
例した値が得られることがわかる。 また、第2の閾値発生回路29を設け、比較回
路28で使用される第3の閾値(TH3)を2個
用意し、比較回路28の出力により使い分けてい
るのは比較回路28の出力にヒステリシスを設け
ることにより音声検出器の過剰なON−OFFを避
けるためである。 本発明で用いられる可逆カウンタ30、カウン
タ設定回路31及び判定回路32としては、第6
図の回路が使用でき、入力端子71、1サンプル
遅延回路72、論理積回路73、カウンタ設定値
入力端子74、可逆カウンタ75、比較回路7
6、閾値入力端子77及び出力端子78から構成
されており、破線で囲まれた30,31,32は
それぞれ第3図で示す可逆カウンタ、カウンタ設
定回路、判定回路を示している。入力端子71よ
り入力された入力信号は一方は可逆カウンタ75
へ、もう一方は1サンプル遅延回路72及び論理
積回路73へ送られる。 論理積回路73では現入力信号を反転した信号
と1サンプル時刻前の入力信号との積がとられ、
その結果を可逆カウンタ75へ送出する。可逆カ
ウンタ75では入力信号が1の時にはカウンタの
内容を1だけ増加させ、また、0の時にはカウン
タの内容を1だけ減少させるとともに、前記論理
積回路の出力が1の時、すなわち、入力信号が1
から0に変化する時に、カウンタの内容を強制的
にカウンタ設定値入力端子74から入力される予
め定められた値に設定される。比較器76では閾
値入力端子77より入力される閾値(実際は0を
使用している。)と前記可逆カウンタ75から出
力されるカウンタの内容とを比較し、カウンタの
内容が大きい場合に1を出力端子78を介して外
部に出力する。 以上説明してきたように本発明の第1の可変閾
値型音声検出器は、PCM符号化された入力信号
を受信し、絶対値符号に変換し、簡単な1次の低
域通過フイルタにより入力信号中に含まれる雑音
の平均電力を算出し、その値から得られる閾値を
用いて音声検出を行なう可変閾値型音声検出器で
ある。 また本実施例によれば、PCM符号で信号処理
を行なつていることにより、ハードウエア規模が
増大しないこと、雑音レベルに応じた閾値が得ら
れ、擬似信号に対して免疫性が強いこと、及び該
閾値の最大値、最小値を規定することにより受信
感度や感動レベル範囲を任意に設定できるという
利点がある。 第7図は本発明の可変閾値型音声検出器の第2
の実施例であり、入力端子80、偶数ビツト反転
回路81、符号変換回路82、直流オフセツト補
正回路83、整流回路84、電力計算回路85、
第1の閾値発生回路86、レベル検出回路87、
累積回路88、比較回路89、第2の閾値発生回
路90、可逆カウンタ91、カウンタ設定回路9
2、判定回路93及び出力端子94から構成され
ている。 例えば非線形符号化された入力信号としてA−
Law符号信号を考えると、入力端子80から入
力されたA−Law符号信号は前述の如く偶数ビ
ツトが反転されているので、偶数ビツト反転回路
81によりもとに戻される。 符号変換回路82では、第4図で示すような方
法によりA−Law符号信号をTwo′s
Complement符号信号に符号変換し、直流オフセ
ツト補正回路83へ送出する。直流オフセツト補
正回路83では、入力信号の正負の極性ビツトの
発生確率が等しくなるように制御を加えることに
より、入力信号の直流オフセツトを補正する。そ
して、直流オフセツトが補正された入力信号は整
流回路84により、大きさのみを表わす絶対値信
号に変換され、一方は電力計算回路85へ、もう
一方はレベル検出回路87へ送られる。 電力計算回路85では、入力信号に含まれる雑
音を取り出し、雑音信号の平均電力を計算する。
具体的には、音声が検出されない時はすべての入
力信号を雑音とみなすとともに、音声が検出され
た時であつても予め定められたレベル以下の信号
は雑音信号であるとみなし、この雑音を低域通過
フイルタに入力することにより雑音の平均電力を
計算し、その結果を第1の閾値発生回路86へ送
り出す。尚、音声信号が検出されているのか否か
の判定は、後述する比較回路89の出力を監視す
ることにより行なわれる。 第1の閾値発生回路86では、電力計算回路8
5からの出力を定数倍してレベル検出回路87で
使用される第1の閾値(TH1)と、該第1の閾
値より6dB高い所に第2の閾値(TH2)を設定
し、レベル検出回路87へ送出する。 レベル検出回路87では整流回路84の出力
と、第1の閾値発生回路86より送出される第1
及び第2の閾値とを比較し、整流回路84の出力
が第2の閾値より大きい場合には、入力信号が音
声信号である確率が高いので+2、第1の閾値と
第2の閾値との間に位置する場合には入力信号が
音声信号である確率と雑音である確率とがほぼ等
しいか、あるいは前者が少し高い程であるので+
1、第1の閾値より小さい場合には入力信号が雑
音である確率が高いので−1を出力する。 累積回路88では、レベル検出回路87の出力
を累積しており、その累積値を比較回路89へ送
出する。比較回路89では、後述する第2の閾値
発生回路90から送出される第3の閾値(TH3)
と前記累積値とを比較し、後者が前者よりも大き
い場合には入力信号が音声信号であると判定し+
1を、また前者が後者よりも大きい場合には入力
信号が雑音であると判定し0を出力する。 第2の閾値発生回路90では、前記比較回路8
9で使用される音声信号判定用の第3の閾値
(TH3)として、レベルの異なる閾値を2つ用意
しておき、前記比較回路89の出力が0の場合に
は高いレベルの第3の閾値(TH3H)を発生し、
また、前記比較回路89の出力が1の場合には低
いレベルの第3の閾値(TH3L)を発生し前記比
較回路89へ送出する。 可逆カウンタ91では、前記比較回路89の出
力を入力し、該入力信号が+1の時にはカウンタ
の内容を1だけ増加させ、0の時にはカウンタの
内容を1だけ減少させ前記比較回路の出力を累積
している。また、カウンタ設定回路92では、前
記比較回路の出力を監視しており、その出力が1
から0に変化する時点を検出し、その時点で前記
可逆カウンタ91の内容を予め定められた値に設
定する。判定回路93では、前記可逆カウンタの
内容が予め定められた値(通常は0を用いる。)
より大きい場合に音声信号が検出されたとして1
を出力端子94を介して外部に出力する。もちろ
ん、小さい場合には0を出力するが、こうするこ
とにより前述のハングオーバーも付加されること
になる。 本発明で用いられる直流オフセツト補正回路8
4としては、第8図の回路が使用でき、入力端子
100、加算器101、乗算器102、被乗数入
力端子103、メモリー104、加算器105、
極性ビツト抽出回路106、出力端子107から
構成されており、入力端子100から入力された
入力信号は加算器101において、メモリー10
4の内容を乗算器102によりある定数倍した値
が減じられ、直流オフセツト補正回路の出力とし
て出力端子107から出力される。また、それと
同時に、該出力信号は極性ビツト抽出回路106
により極性ビツトが抽出され加算器105を介し
てメモリー104に累積される。こうして、入力
信号の正負の極性ビツトの発生確率が等しくなる
ように制御がかかり、入力信号に重畳している直
流オフセツトが補正され、入力信号の無通話時パ
ターンに若干のずれがあつても検出特性に影響が
無くなる。 また、本発明の第2の音声検出器で用いられる
電力計算回路85及び第1の閾値発生回路86と
しては、第5図の回路がそのまま使用できる。ま
た、本発明の第2の音声検出器で用いられる可逆
カウンタ91、カウンタ設定回路92及び判定回
路93は第6図の回路がそのまま使用できる。 以上説明してきたように、本発明の第2の可変
閾値型音声検出器はPCM符号化された入力信号
を受信し、該入力信号の直流オフセツトを補正し
たのち該入力信号を絶対値符号信号に変換し、簡
単な1次の低域通過フイルタにより入力信号中に
含まれる雑音の平均電力を算出し、その値から得
られる閾値を用いて音声検出を行なう可変閾値型
音声検出器である。 また、本実施例によればPCM符号で信号処理
を行なつていることによりハードウエア規模が増
大しないこと、及び直流オフセツト補正回路の使
用により雑音の振幅分布をよりGauss分布に近づ
けることができるため、雑音の信号レベルがより
正確に把握できるので擬似信号に対して免疫性が
強いこと、及び閾値の最大値、最小値を規定する
ことにより受信感度や感動レベル範囲を任意に設
定できるという利点がある。 第9図は、本発明による可変閾値型音声検出器
の第3の実施例であり、入力端子110、偶数ビ
ツト反転回路111、符号変換回路112、直流
オフセツト補正回路113、整流回路114、電
力計算回路115、第1の閾値発生回路116、
レベル検出回路117、累積回路118、比較回
路119、第2の閾値発生回路120、可逆カウ
ンタ121、カウンタ設定回路122、判定回路
123及び出力端子124から構成されている。 例えば、PCM符号化された入力信号としてA
−Law符号信号を考えると、入力端子110か
ら入力されたA−Law符号信号は、前述の如く
偶数ビツトが反転されているので、偶数ビツト反
転回路111によりもとに戻される。 符号変換回路112では、第4図で示すような
方法によりA−Law符号信号をTwo′s
Complement符号信号に符号変換し、直流オフセ
ツト補正回路113へ送出する。直流オフセツト
補正回路113では、入力信号の正負の極性ビツ
トの発生確率が等しくなるように制御を加えるこ
とにより、入力信号の直流オフセツトを補正す
る。そして、直流オフセツトが補正された入力信
号は整流回路114により大きさのみを表わす絶
対値信号に変換され、一方は電力計算回路115
へ、もう一方はレベル検出回路117へ送出され
る。 電力計算回路115では、入力信号に含まれる
雑音を取り出し雑音信号の平均電力を計算する。
具体的には、音声が検出されない時はすべての信
号を雑音とみなすととももに、音声が検出された
時であつても予め定められたレベル以下の信号は
雑音信号であるとみなし、この雑音を低域通過フ
イルタに入力することにより雑音の平均電力を計
算し、その結果を第1の閾値発生回路116へ送
り出す。尚、音声信号が検出されているのか否か
の判定は、後述する比較回路119の出力を監視
することにより行なわれる。 第1の閾値発生回路116では電力計算回路1
15からの出力を定数倍してレベル検出回路11
7で使用される第1の閾値(TH1)と、該第1
の閾値より6dB高い所に第2の閾値(TH2)を
設定し、レベル検出回路117へ送出する。レベ
ル検出回路117では、整流回路114の出力
と、第1の閾値発生回路116より送出される第
1及び第2の閾値とを比較し、整流回路114の
出力が第2の閾値より大きい場合には入力信号が
音声信号である確率が高いので+2、第1の閾値
と第2の閾値との間に位置する場合には入力信号
が音声信号である確率と雑音である確率とがほぼ
等しいか、あるいは前者が少し高い程であるので
+1、第1の閾値より小さい場合には入力信号が
雑音である確率が高いので−1を出力する。 累積回路118ではレベル検出回路117の出
力を累積しておりその累積値を比較回路119へ
送出する。比較回路119では後述する第2の閾
値発生回路120から送出される第3の閾値
(TH3)と前記累積値とを比較し、後者が前者よ
りも大きい場合には入力信号が音声信号であると
判定し+1を、また、前者が後者よりも大きい場
合には入力信号が雑音であると判定し0を出力す
る。 第2の閾値発生回路120では、前記比較回路
119で使用される音声判定用の第3の閾値
(TH3)として、レベルの異なる閾値を2つ用意
しておき、前記比較回路119の出力が0の場合
には高いレベルの第3の閾値(TH3H)を発生
し、また、前記比較回路119の出力が1の場合
には低いレベルの第3の閾値(TH3L)を発生し
前記比較回路119へ送出する。 可逆カウンタ121では、前記比較回路119
の出力を入力し、該入力信号が1の時にはカウン
タの内容を1だけ増加させ、0の時にはカウンタ
の内容を1だけ減少させ前記比較回路の出力を累
積している。またカウンタ設定回路122では前
記比較回路の出力を監視しており、前記比較回路
119の出力が1から0に変化する時点を検出
し、その時点で前記カウンタの内容と予め定めら
れた第4の閾値(TH4)とを比較し、前者が大
きい場合には内部カウンタの内容を長いハングオ
ーバー用の設定値に、また、前者が小さい場合に
は内部カウンタの内容を短いハングオーバー用の
設定値に設定する。判定回路123では、前記可
逆カウンタの内容が予め定められた第5の閾値
(通常は0を用いる。)より大きい場合に音声信号
が検出されたとして1を出力端子124を介して
外部に出力する。もちろん、小さい場合には0を
出力するが、こうすることにより前述のハングオ
ーバーが付加される。 本発明の第3の音声検出器で用いられる直流オ
フセツト補正回路114としては第8図の回路が
使用でき、また、電力計算回路115及び第1の
閾値発生回路116としては第5図の回路がその
まま使用できる。 また、可逆カウンタ121、カウンタ設定回路
122及び判定回路123としては第10図の回
路が使用でき、入力端子130、1サンプル遅延
回路131、論理積回路132、選択回路13
3、被選択信号入力端子134,135、第1の
比較器136、第4の閾値入力端子137、可逆
カウンタ138、第2の比較器139、第5の閾
値入力端子140及び出力端子141から構成さ
れており、破線で示した121,122,123
はそれぞれ可逆カウンタ、カウンタ設定回路及び
判定回路を示している。入力端子130から入力
された入力信号は、一方は可逆カウンタ138へ
もう一方は1サンプル遅延回路131及び論理積
回路132へ送られる。 論理積回路132では、現入力信号を反転した
信号と1サンプル時刻前の入力信号との論理積を
とり、その結果を可逆カウンタ138と第1の比
較器136へ送出する。 選択回路133では、第1の比較器136の出
力により、被選択信号入力端子134から入力さ
れる長いハングオーバー設定値かあるいは被選択
信号入力端子135から入力される短いハングオ
ーバー設定値かどちらか一方を選択し可逆カウン
タ138へ出力する。第1の比較器136では論
理積回路132の出力が1になつた時に、可逆カ
ウンタの内容と第4の閾値入力端子137から入
力される予め定められた第4の閾値(TH4)と
を比較しその結果を選択回路133の選択制御信
号として選択回路133へ送出する。 可逆カウンタ138では、入力信号が1の時に
はカウンタの内容が1だけ増加させ、0の時には
1だけ減少させ累積を行つているとともに、前記
論理積132の出力が1の時、すなわち、入力信
号が1から0に変化する時刻でカウンタの内容を
選択回路133から出力される値に強制的に設定
される。 第2の比較器139では可逆カウンタ139の
内容と第5の閾値入力端子140から入力される
予め定められた第5の閾値(通常は0を用いる。)
と比較し前者が後者よりも大きい場合には1を出
力端子141を介して外部に出力する。 以上説明してきたように、本発明の第3の可変
閾値型音声検出器はPCM符号化された入力信号
を受信し、該入力信号の直流オフセツトを補正し
たのち該入力信号を絶対値符号信号に変換し、簡
単な1次の低域通過フイルタにより入力信号中に
含まれる雑音の平均電力を算出し、その値から得
られる閾値を用いて音声を検出する可変閾値型音
声検出器である。 また、実施例によればPCM符号のままで信号
処理をしているのでハードウエア規模の増大しな
いこと、及び、ハングオーバー時間を入力信号の
信号継続時間に応じて可変にするため、音声検出
器の動作率の低下につながること、また、直流オ
フセツト補正回路の使用により雑音の信号レベル
が正確に把握できること、及び、閾値の最大値、
最小値を規定することにより受信感度や感動レベ
ル範囲を任意に設定できるという利点がある。 また、本発明の説明中入力信号としてA−
Law符号信号を取り扱つてきたが、例えばμ−
Law符号信号が入力信号となつた場合には偶数
ビツト反転回路が省略できたり、符号変換方法が
正の信号に対しては全ビツト反転、負の信号に対
してはMSB(極性ビツト)のみ反転といつた具合
に変化するだけであり、本発明の本質を何らかえ
るものではなく、本発明に含まれる。 また、雑音の電力を計算する際に使用する雑音
の判定信号として比較回路28,89,119の
出力を用いていたが、判定回路の出力33,9
4,124を用いても同様の効果が得られ、本発
明に含まれる。
器に関する。 音声検出器は主にDSI(Digital Speech I
nterpolationの略称である。)装置に組み込まれ、
DSI装置への入力チヤンネルに音声信号があるか
ないかを判定するために用いられ、その特性が
DSI装置の通話品質、更にはシステム設計に大き
な影響を及ぼす。従つて音声検出器に要求される
ことは、(1)音声信号に対して可及的速やかに応答
すること、(2)雑音に対してなるべく応答しないこ
と、(3)簡単なハードウエアで実現できること等が
挙げられる。尚、DSI装置に関しては、例えば、
1976年3月発行のエス・ジエー・キヤンパネラ
(S.J.Campanella)による文献「デイジタル ス
ピーチ インターポレーシヨン(Digital Speech
Interpolation)」の127頁〜158頁に詳述されてい
るので参照されたい。 従来、ハードウエア規模が簡単で検出論理が明
瞭である方法としてレベル検出法が知られている
が、この方法は入力信号の信号エネルギー(電力
及び振幅)を検出後、閾値と比較することにより
音声信号の有無を判定するものである。またレベ
ル検出法を用いた音声検出器の中で、入力信号の
振幅と予め定められた閾値とを比較する固定閾値
型音声検出器が、最もハードウエア規模が簡単で
かつ、確実な音声検出器として知られている。 次に図面を参照しながら、この固定閾値型音声
検出器の原理を説明する。 第1図は固定閾値型音声検出器の原理を示すブ
ロツク図であり、信号入力端子1、振幅閾値入力
端子2、振幅比較回路3、累積回路4、累積回路
への入力信号として+1、−1を与える増加・減
少制御線5および6、音声検出用フリツプフロツ
プ7、音声検出用フリツプフロツプセツト・リセ
ツト制御線8および9、音声検出結果出力端子1
0からなつている。なお、この場合累積回路は可
逆カウンタ(アツプダウン・カウンタ)で置換で
きる。 図において、端子1より入力される入力信号は
標本化周期ごとに振幅比較回路3において、端子
2より入力される予め定められた振幅閾値
(THa)と比較される。その結果、入力信号振幅
が振幅閾値よりも大きいと、累積回路増加制御線
5を使つて累積回路4の内容が1だけ増加され
る。また、逆に入力信号振幅が振幅閾値よりも小
さいと、累積回路減少制御線6を使つて累積回路
4の内容が1だけ減少される。但し、累積回路の
内容は負の値にならないようになつている。 音声信号が到来し、振幅閾値を超える入力が多
くなると、累積回路の内容は順次増加する。もち
ろん、その間に振幅閾値以下の入力が加わると、
可逆カウンタの内容は1だけ減少する。このよう
にして、累積回路の内容が予め設定された持続時
間の閾値(THt)に達すると、音声検出用フリ
ツプフロツプのセツト制御線8を使つて音声検出
用フリツプフロツプ7がセツトされ、音声が検出
されたことになり、端子10よりその結果が出力
される。 また、音声が検出されなくなると、例えば、そ
れは累積回路4の内容が0になることで示される
が、その時、音声検出用フリツプフロツプ7は音
声検出用フリツプフロツプのリセツト制御線9を
使つてリセツトされ、端子10よりその結果が出
力されるが、一般にはある一定時間の後にリセツ
トされる。これは、ハングオーバーと称され、通
話中の単語や句の間での切断に耳が敏感であるこ
とから設けられており、その時長は100〜250ms
程度である。 さらに理解を深めるために第1図で示される固
定閾値型音声検出器に第2図のaの11で示され
る信号が入力した場合を例にとつて説明を加え
る。 第2図では、入力信号11、振幅閾値12、累
積回路の内容13、持続時間の閾値14および音
声検出結果出力15を示している。 まず、入力信号11が端子1から入力される
と、標本化周期Tsごとに振幅比較回路3により
振幅閾値12と比較される。第2図から判るよう
に時刻ta1になつて始めて入力信号の振幅の方が
振幅閾値よりも大きくなるので累積回路の内容1
3は時刻ta1で始めて1になり(第2図b)、以
後、時刻ta2まで1ずつ増加されていく。その結
果、時刻tb1になつて累積回路の内容13が持続
時間の閾値14よりも大きくなるので、音声が検
出されたことになり、出力15は1になる。とこ
ろで、時刻ta3になると、入力信号11の振幅が
振幅閾値12よりも小さくなるので、累積回路の
内容13は1ずつ減少していき、時刻tb2になり、
持続時間の閾値14よりも小さくなるので音声信
号が無くなつたと判定され前述の理由でハングオ
ーバーが付加されハングオーバー終了後、出力1
5は0になる。第2図のcにおけるTHがハング
オーバー時間を示している。 以上説明してきた様な固定閾値型音声検出器で
は確かにハードウエア規模は簡単ではあるが、一
度閾値が設定されると閾値以上の信号ならどんな
雑音でも検出してしまうという欠点があつた。 本発明の目的は、音声検出器の閾値が入力信号
中に含まれる雑音のレベル変動に対して良好な追
従性を示すとともに、検出能力が擬似信号に対し
て充分な免疫性を示す可変閾値型音声検出器を簡
単なハードウエア規模で提供することにある。 本発明によれば、PCM符号化された信号を受
信し、該入力信号と閾値との大小関係により音声
信号の有無を判定する音声検出器において、前記
入力信号を整流する整流回路と、該整流回路の出
力から入力信号に含まれる雑音の電力を計算する
電力計算回路と、該電力計算回路の出力から閾値
を発生させる第1の閾値発生回路と、前記整流回
路の出力と前記第1の閾値発生回路から出力され
る閾値とを比較するレベル検出回路と、該レベル
検出回路の出力を累積する累積回路と、該累積回
路の出力値と後述する第2の閾値発生回路から出
力される閾値とを比較する比較回路と、該比較回
路が前記累積回路の出力値の方が大きいと判定し
た場合には低いレベルの閾値を、小さいと判定し
た場合には高いレベルの閾値を発生させる第2の
閾値発生回路と、前記比較回路の出力に応じて正
負に歩進する可逆カウンタと、該可逆カウンタの
内容により音声信号の有無を判定し、その結果を
出力する判定回路と、前記比較回路の出力から前
記累積回路の出力値が前記第2の閾値発生回路か
ら出力される閾値と比べ大から小に移つた時点を
検出し、その時点で前記可逆カウンタの内容を予
め定められた値に設定するカウンタ設定回路とか
ら少なくとも構成され入力信号に含まれる雑音レ
ベルに応じた閾値を用いて音声検出を行なうこと
を特徴とする可変閾値型音声検出器が得られる。 また、本発明によれば、PCM符号化された信
号を受信し、該入力信号と閾値との大小関係によ
り音声信号の有無を判定する音声検出器におい
て、前記入力信号の直流オフセツトを補正する直
流オフセツト補正回路と、該直流オフセツト補正
回路の出力を整流する整流回路と、該整流回路の
出力から入力信号に含まれる雑音信号の電力を計
算する電力計算回路と、該電力計算回路の出力か
ら閾値を発生させる第1の閾値発生回路と、前記
整流回路の出力と前記第1の閾値発生回路から出
力される閾値とを比較するレベル検出回路と、該
レベル検出回路の出力を累積する累積回路と、該
累積回路の出力値と後述する第2の閾値発生回路
から出力される閾値とを比較する比較回路と、該
比較回路が前記累積回路の出力値の方が大きいと
判定した場合には低いレベルの閾値を、小さいと
判定した場合には高いレベルの閾値を発生させる
第2の閾値発生回路と、前記比較回路の出力に応
じて正負に歩進する可逆カウンタと、該可逆カウ
ンタの内容により音声信号の有無を判定し、その
結果を出力する判定回路と、前記比較回路の出力
から前記累積回路の出力値が前記第2の閾値発生
回路から出力される閾値と比べ大から小に移つた
時点を検出し、その時点で前記可逆カウンタの内
容を予め定められた値に設定するカウンタ設定回
路とから少なくとも構成され、オフセツトを補正
した入力信号に含まれる雑音レベルに応じた閾値
を用いて音声検出を行なうことを特徴とする可変
閾値型音声検出器が得られる。 さらに、本発明によれば、PCM符号化された
信号を受信し、該入力信号と閾値との大小関係に
より音声信号の有無を判定する音声検出器におい
て、前記入力信号の直流オフセツトを補正する直
流オフセツト補正回路と、該直流オフセツト補正
回路の出力を整流する整流回路と、該整流回路の
出力から入力信号に含まれる雑音の電力を計算す
る電力計算回路と、該電力計算回路の出力から閾
値を発生させる第1の閾値発生回路と、前記整流
回路の出力と前記第1の閾値発生回路から出力さ
せる閾値とを比較するレベル検出回路と、該レベ
ル検出回路の出力を累積する累積回路と、該累積
回路の出力値と後述する第2の閾値発生回路から
出力される閾値とを比較する比較回路と、該比較
回路が前記累積回路の出力値の方が大きいと判定
した場合には低いレベルの閾値を、小さいと判定
した場合には高いレベルの閾値を発生させる第2
の閾値発生回路と、前記比較回路の出力に応じて
正負に歩進する可逆カウンタと、該可逆カウンタ
と、該可逆カウンタの内容により、音声信号の有
無を判定し、その結果を出力する判定回路と、前
記比較回路の出力から前記累積回路の出力値が前
記第2の閾値発生回路から出力される閾値に比べ
大から小に移つた時点を検出し、その時点での前
記可逆カウンタの内容に応じて前記可逆カウンタ
の内容を異なる値に設定するカウンタ設定回路と
から構成され、直流オフセツトを補正した入力信
号に含まれる雑音レベルに応じた閾値を用いると
ともに、可逆カウンタの内容を設定する値として
予め定められた複数個の値を用いることを特徴と
する可変閾値型音声検出器が得られる。 次に図面を参照しながら本発明の一実施例を詳
細に説明する。 第3図は本発明による第1の可変閾値型音声検
出器の実施例であり、入力端子20、偶数ビツト
反転回路21、符号変換回路22、整流回路2
3、電力計算回路24、第1の閾値発生回路2
5、レベル検出回路26、累積回路27、比較回
路28、第2の閾値発生回路29、可逆カウンタ
30、カウンタ設定回路32及び出力端子33か
ら構成されている。 例えば、国際電信電話諮問委員会、(CCITT;
Comite′ Consultatif International T
e′legraphaique et Te′le′phonique)からの勧
告案G.711に基づき非線形符号化され、8ビツト
のA−Law符号(オレンジブツクVol.−2,
pp409〜410参照のこと。)となつた入力信号が入
力端子20から入力する場合を例にとつて説明を
加える。通常、電話回線を伝送されるA−Law
符号信号はMSB(Most Significant Bitの略
称である。)側からみて、偶数ビツト目が反転さ
れているので、偶数ビツト反転回路21により入
力信号は偶数ビツトが反転され伝送される前のも
との信号に戻される。もとに戻つたA−Law符
号信号は符号変換回路22で、第4図で示すよう
に、正のA−Law符号信号に対してMSBだけ、
負のA−Law符号信号に対しては全ビツト反転
され8ビツトのTwo′s complement符号信号に
変換され、整流回路23へ入力される。整流回路
23では、この入力信号を絶対値信号(大きさの
みを表わす信号)に変換し、一方は電力計算回路
24へ、もう一方はレベル検出回路26へ送り出
す。 電力計算回路24では、入力信号に含まれる雑
音信号を取り出し、雑音の平均電力を計算する。
具体的には、音声が検出されない時(例えば、後
述する比較回路28の出力が0の時)はすべての
入力信号を雑音とみなすとともに、音声が検出さ
れた時(例えば後述する比較回路28の出力が1
の時)であつても予め定められたレベル以下の信
号は雑音信号であるとみなし、この雑音を低域通
過フイルタに入力することにより雑音の平均電力
を計算し、その結果を第1の閾値発生回路25に
送出する。従つて、雑音の平均電力を計算する際
に除外される音声信号とは、後述の比較回路の出
力が1でありかつ、予め定められたレベル以上の
信号レベルを有する信号である。第1の閾値発生
回路25では、電力計算回路24からの出力を定
数倍することにより、レベル検出回路26で使用
される第1の閾値(TH1)と、該第1の閾値よ
り6dB高い所に第2の閾値(TH2)とを設定し、
レベル検出回路26へ送出する。 レベル検出回路26では、整流回路23の出力
と、第1の閾値発生回路25より送出される第1
の閾値及び第2の閾値とを比較し、整流回路の出
力が第2の閾値より大きい場合には入力信号が音
声信号である確率が高いので+2、第1の閾値と
第2の閾値との間に位置する場合には入力信号が
音声信号である確率と雑音である確率とがほぼ等
しいかあるいは前者が少し高い程であるので+
1、第1の閾値より小さい場合には入力信号を雑
音である確率が高いので−1を出力する。累積回
路27では、レベル検出回路26の出力を累積し
ておりその累積値を比較回路28へ送出する。比
較回路28では、後述する第2の閾値発生回路2
9から出力される第3の閾値(TH3)と前記累
積値とを比較し、後者が前者よりも大きい場合に
は入力信号が音声信号であると判定し、+1を、
また、前者が後者よりも大きい場合には入力信号
は雑音であると判定し、0を出力する。第2の閾
値発生回路29では、前記比較回路28で使用さ
れる音声信号判定用の第3の閾値(TH3)とし
て、レベルの異なる閾値を2つ用意しておき、前
記比較回路28の出力が0の場合には高いレベル
の第3の閾値(TH3H)を発生し、また、前記
比較回路28の出力が1の場合には低いレベルの
第3の閾値(TH3L)を発生し前記比較回路28
へ送出する。 可逆カウンタ30では、前記比較回路28の出
力を入力し、該入力信号が1の時にはカウンタの
内容を1だけ増加させ、0の時にはカウンタの内
容を1だけ減少させ前記比較回路の出力を累積し
ている。また、カウンタ設定回路31は前記比較
回路の出力を監視しておりその出力が1から0に
変化する時点を検出し、その時点で、前記可逆カ
ウンタ30の内容を予め定められた値に設定す
る。判定回路32では、前記可逆カウンタ30の
内容が予め定められた値(通常は0を用いる。)
より大きい場合に音声信号が検出されたとして1
を出力端子33を介して外部に出力する。もちろ
ん小さい場合には0を出力するがこうすることに
より前述のハングオーバーも付加されることにな
る。 本発明で用いられる電力計算回路24及び第2
の閾値発生回路25としては第5図の回路が使用
でき、絶対値信号入力端子50、雑音判定レベル
入力端子51、比較回路出力信号入力端子52、
比較器53、論理和回路54、乗算器55,5
6,57,58、被乗数入力端子59,60,6
1,62,63被乗数選択器64、加算器65、
リミツター66,67、メモリー68第1の閾値
出力端子69および第2の閾値出力端子70から
構成されている。絶対値入力信号は入力端子50
より入力され、一方は乗算器55へ、もう一方は
比較器53へ送られる。比較器53では、前記入
力信号と入力端子51より入力される雑音判定レ
ベルと比較され、前者が後者よりも大きい場合に
0、小さい場合に+1を出力し、論理和回路54
では、比較器53の出力信号と、比較回路28か
らの出力信号を反転した信号との論理和がとら
れ、少なくともどちらか一方が+1のときに+1
が出力され、乗算器56の制御信号及び、被乗数
選択器64の選択制御信号となる。前記被乗数選
択器64では、前記選択制御信号が+1の時には
被乗数入力端子59より入力される被乗数が選択
され、また、0の時には被乗数入力端子60より
入力される被乗数(現在は0を用いている。)が
選択され乗算器55の被乗数となる。 また、乗算器55では、絶対値入力信号と前述
のようにして選択された被乗数との積がとられ加
算器65へ送られる。一方、乗算器56では被乗
数入力端子61より入力される被乗数とメモリー
68の内容との積がとられ加算器65へ送られ
る。但し、論理和回路54の出力が0の時はこの
乗算は行なわずメモリー68の内容がそのまま出
力される。そして、加算器65で前述の乗算器5
5の出力と乗算器56の出力との加算が行なわれ
その結果がリミツター66を介してメモリー68
に備えられる。また、それと同時にリミツター6
6の出力は乗算器57により、被乗数入力端子6
2より入力される被乗数との積がとられ、リミツ
ター67を介して第1の閾値(TH1)として、
出力端子69より出力される。 また、リミツター67の出力は、乗算器58で
被乗数入力端子63より入力される被乗数(現在
は2を用いている。)との積がとられ、第2の閾
値(TH2)として、出力端子70より出力され
る。 ここで、リミツタ66,67を用いているのは
メモリー68の内容及び閾値(TH1)の可変領
域を制限することにより閾値調整速度を敏速にか
つ、音声検出器の受信感度および感動レベル範囲
を制限し、雑音に対する免役性を保障するためで
ある。 尚、本発明において前述の様に絶対値信号を一
次の低域通過フイルタに通すことにより、雑音の
レベルを算出していたが、それは振幅分布が
Gauss分布であり分数がσ2である雑音をその絶対
値をとつて一次の低域通過フイルタに通して得ら
れる電力Pが次式で表す様に近似的に標準偏差σ
に比例した値となるためである。 ここで∫∞ 0xe-x2/2〓2dx (x2=yとおくと、2xdx=dy) =1/2∫∞ 0 -y/2〓2dy =σ2 ゆえに(1)式は次のようになる。 したがつて、 P≒0.8δ (3) 従つて、前記処理を施す事により、一次の低域
通過フイルタの出力で雑音の標準偏差σにほぼ比
例した値が得られることがわかる。 また、第2の閾値発生回路29を設け、比較回
路28で使用される第3の閾値(TH3)を2個
用意し、比較回路28の出力により使い分けてい
るのは比較回路28の出力にヒステリシスを設け
ることにより音声検出器の過剰なON−OFFを避
けるためである。 本発明で用いられる可逆カウンタ30、カウン
タ設定回路31及び判定回路32としては、第6
図の回路が使用でき、入力端子71、1サンプル
遅延回路72、論理積回路73、カウンタ設定値
入力端子74、可逆カウンタ75、比較回路7
6、閾値入力端子77及び出力端子78から構成
されており、破線で囲まれた30,31,32は
それぞれ第3図で示す可逆カウンタ、カウンタ設
定回路、判定回路を示している。入力端子71よ
り入力された入力信号は一方は可逆カウンタ75
へ、もう一方は1サンプル遅延回路72及び論理
積回路73へ送られる。 論理積回路73では現入力信号を反転した信号
と1サンプル時刻前の入力信号との積がとられ、
その結果を可逆カウンタ75へ送出する。可逆カ
ウンタ75では入力信号が1の時にはカウンタの
内容を1だけ増加させ、また、0の時にはカウン
タの内容を1だけ減少させるとともに、前記論理
積回路の出力が1の時、すなわち、入力信号が1
から0に変化する時に、カウンタの内容を強制的
にカウンタ設定値入力端子74から入力される予
め定められた値に設定される。比較器76では閾
値入力端子77より入力される閾値(実際は0を
使用している。)と前記可逆カウンタ75から出
力されるカウンタの内容とを比較し、カウンタの
内容が大きい場合に1を出力端子78を介して外
部に出力する。 以上説明してきたように本発明の第1の可変閾
値型音声検出器は、PCM符号化された入力信号
を受信し、絶対値符号に変換し、簡単な1次の低
域通過フイルタにより入力信号中に含まれる雑音
の平均電力を算出し、その値から得られる閾値を
用いて音声検出を行なう可変閾値型音声検出器で
ある。 また本実施例によれば、PCM符号で信号処理
を行なつていることにより、ハードウエア規模が
増大しないこと、雑音レベルに応じた閾値が得ら
れ、擬似信号に対して免疫性が強いこと、及び該
閾値の最大値、最小値を規定することにより受信
感度や感動レベル範囲を任意に設定できるという
利点がある。 第7図は本発明の可変閾値型音声検出器の第2
の実施例であり、入力端子80、偶数ビツト反転
回路81、符号変換回路82、直流オフセツト補
正回路83、整流回路84、電力計算回路85、
第1の閾値発生回路86、レベル検出回路87、
累積回路88、比較回路89、第2の閾値発生回
路90、可逆カウンタ91、カウンタ設定回路9
2、判定回路93及び出力端子94から構成され
ている。 例えば非線形符号化された入力信号としてA−
Law符号信号を考えると、入力端子80から入
力されたA−Law符号信号は前述の如く偶数ビ
ツトが反転されているので、偶数ビツト反転回路
81によりもとに戻される。 符号変換回路82では、第4図で示すような方
法によりA−Law符号信号をTwo′s
Complement符号信号に符号変換し、直流オフセ
ツト補正回路83へ送出する。直流オフセツト補
正回路83では、入力信号の正負の極性ビツトの
発生確率が等しくなるように制御を加えることに
より、入力信号の直流オフセツトを補正する。そ
して、直流オフセツトが補正された入力信号は整
流回路84により、大きさのみを表わす絶対値信
号に変換され、一方は電力計算回路85へ、もう
一方はレベル検出回路87へ送られる。 電力計算回路85では、入力信号に含まれる雑
音を取り出し、雑音信号の平均電力を計算する。
具体的には、音声が検出されない時はすべての入
力信号を雑音とみなすとともに、音声が検出され
た時であつても予め定められたレベル以下の信号
は雑音信号であるとみなし、この雑音を低域通過
フイルタに入力することにより雑音の平均電力を
計算し、その結果を第1の閾値発生回路86へ送
り出す。尚、音声信号が検出されているのか否か
の判定は、後述する比較回路89の出力を監視す
ることにより行なわれる。 第1の閾値発生回路86では、電力計算回路8
5からの出力を定数倍してレベル検出回路87で
使用される第1の閾値(TH1)と、該第1の閾
値より6dB高い所に第2の閾値(TH2)を設定
し、レベル検出回路87へ送出する。 レベル検出回路87では整流回路84の出力
と、第1の閾値発生回路86より送出される第1
及び第2の閾値とを比較し、整流回路84の出力
が第2の閾値より大きい場合には、入力信号が音
声信号である確率が高いので+2、第1の閾値と
第2の閾値との間に位置する場合には入力信号が
音声信号である確率と雑音である確率とがほぼ等
しいか、あるいは前者が少し高い程であるので+
1、第1の閾値より小さい場合には入力信号が雑
音である確率が高いので−1を出力する。 累積回路88では、レベル検出回路87の出力
を累積しており、その累積値を比較回路89へ送
出する。比較回路89では、後述する第2の閾値
発生回路90から送出される第3の閾値(TH3)
と前記累積値とを比較し、後者が前者よりも大き
い場合には入力信号が音声信号であると判定し+
1を、また前者が後者よりも大きい場合には入力
信号が雑音であると判定し0を出力する。 第2の閾値発生回路90では、前記比較回路8
9で使用される音声信号判定用の第3の閾値
(TH3)として、レベルの異なる閾値を2つ用意
しておき、前記比較回路89の出力が0の場合に
は高いレベルの第3の閾値(TH3H)を発生し、
また、前記比較回路89の出力が1の場合には低
いレベルの第3の閾値(TH3L)を発生し前記比
較回路89へ送出する。 可逆カウンタ91では、前記比較回路89の出
力を入力し、該入力信号が+1の時にはカウンタ
の内容を1だけ増加させ、0の時にはカウンタの
内容を1だけ減少させ前記比較回路の出力を累積
している。また、カウンタ設定回路92では、前
記比較回路の出力を監視しており、その出力が1
から0に変化する時点を検出し、その時点で前記
可逆カウンタ91の内容を予め定められた値に設
定する。判定回路93では、前記可逆カウンタの
内容が予め定められた値(通常は0を用いる。)
より大きい場合に音声信号が検出されたとして1
を出力端子94を介して外部に出力する。もちろ
ん、小さい場合には0を出力するが、こうするこ
とにより前述のハングオーバーも付加されること
になる。 本発明で用いられる直流オフセツト補正回路8
4としては、第8図の回路が使用でき、入力端子
100、加算器101、乗算器102、被乗数入
力端子103、メモリー104、加算器105、
極性ビツト抽出回路106、出力端子107から
構成されており、入力端子100から入力された
入力信号は加算器101において、メモリー10
4の内容を乗算器102によりある定数倍した値
が減じられ、直流オフセツト補正回路の出力とし
て出力端子107から出力される。また、それと
同時に、該出力信号は極性ビツト抽出回路106
により極性ビツトが抽出され加算器105を介し
てメモリー104に累積される。こうして、入力
信号の正負の極性ビツトの発生確率が等しくなる
ように制御がかかり、入力信号に重畳している直
流オフセツトが補正され、入力信号の無通話時パ
ターンに若干のずれがあつても検出特性に影響が
無くなる。 また、本発明の第2の音声検出器で用いられる
電力計算回路85及び第1の閾値発生回路86と
しては、第5図の回路がそのまま使用できる。ま
た、本発明の第2の音声検出器で用いられる可逆
カウンタ91、カウンタ設定回路92及び判定回
路93は第6図の回路がそのまま使用できる。 以上説明してきたように、本発明の第2の可変
閾値型音声検出器はPCM符号化された入力信号
を受信し、該入力信号の直流オフセツトを補正し
たのち該入力信号を絶対値符号信号に変換し、簡
単な1次の低域通過フイルタにより入力信号中に
含まれる雑音の平均電力を算出し、その値から得
られる閾値を用いて音声検出を行なう可変閾値型
音声検出器である。 また、本実施例によればPCM符号で信号処理
を行なつていることによりハードウエア規模が増
大しないこと、及び直流オフセツト補正回路の使
用により雑音の振幅分布をよりGauss分布に近づ
けることができるため、雑音の信号レベルがより
正確に把握できるので擬似信号に対して免疫性が
強いこと、及び閾値の最大値、最小値を規定する
ことにより受信感度や感動レベル範囲を任意に設
定できるという利点がある。 第9図は、本発明による可変閾値型音声検出器
の第3の実施例であり、入力端子110、偶数ビ
ツト反転回路111、符号変換回路112、直流
オフセツト補正回路113、整流回路114、電
力計算回路115、第1の閾値発生回路116、
レベル検出回路117、累積回路118、比較回
路119、第2の閾値発生回路120、可逆カウ
ンタ121、カウンタ設定回路122、判定回路
123及び出力端子124から構成されている。 例えば、PCM符号化された入力信号としてA
−Law符号信号を考えると、入力端子110か
ら入力されたA−Law符号信号は、前述の如く
偶数ビツトが反転されているので、偶数ビツト反
転回路111によりもとに戻される。 符号変換回路112では、第4図で示すような
方法によりA−Law符号信号をTwo′s
Complement符号信号に符号変換し、直流オフセ
ツト補正回路113へ送出する。直流オフセツト
補正回路113では、入力信号の正負の極性ビツ
トの発生確率が等しくなるように制御を加えるこ
とにより、入力信号の直流オフセツトを補正す
る。そして、直流オフセツトが補正された入力信
号は整流回路114により大きさのみを表わす絶
対値信号に変換され、一方は電力計算回路115
へ、もう一方はレベル検出回路117へ送出され
る。 電力計算回路115では、入力信号に含まれる
雑音を取り出し雑音信号の平均電力を計算する。
具体的には、音声が検出されない時はすべての信
号を雑音とみなすととももに、音声が検出された
時であつても予め定められたレベル以下の信号は
雑音信号であるとみなし、この雑音を低域通過フ
イルタに入力することにより雑音の平均電力を計
算し、その結果を第1の閾値発生回路116へ送
り出す。尚、音声信号が検出されているのか否か
の判定は、後述する比較回路119の出力を監視
することにより行なわれる。 第1の閾値発生回路116では電力計算回路1
15からの出力を定数倍してレベル検出回路11
7で使用される第1の閾値(TH1)と、該第1
の閾値より6dB高い所に第2の閾値(TH2)を
設定し、レベル検出回路117へ送出する。レベ
ル検出回路117では、整流回路114の出力
と、第1の閾値発生回路116より送出される第
1及び第2の閾値とを比較し、整流回路114の
出力が第2の閾値より大きい場合には入力信号が
音声信号である確率が高いので+2、第1の閾値
と第2の閾値との間に位置する場合には入力信号
が音声信号である確率と雑音である確率とがほぼ
等しいか、あるいは前者が少し高い程であるので
+1、第1の閾値より小さい場合には入力信号が
雑音である確率が高いので−1を出力する。 累積回路118ではレベル検出回路117の出
力を累積しておりその累積値を比較回路119へ
送出する。比較回路119では後述する第2の閾
値発生回路120から送出される第3の閾値
(TH3)と前記累積値とを比較し、後者が前者よ
りも大きい場合には入力信号が音声信号であると
判定し+1を、また、前者が後者よりも大きい場
合には入力信号が雑音であると判定し0を出力す
る。 第2の閾値発生回路120では、前記比較回路
119で使用される音声判定用の第3の閾値
(TH3)として、レベルの異なる閾値を2つ用意
しておき、前記比較回路119の出力が0の場合
には高いレベルの第3の閾値(TH3H)を発生
し、また、前記比較回路119の出力が1の場合
には低いレベルの第3の閾値(TH3L)を発生し
前記比較回路119へ送出する。 可逆カウンタ121では、前記比較回路119
の出力を入力し、該入力信号が1の時にはカウン
タの内容を1だけ増加させ、0の時にはカウンタ
の内容を1だけ減少させ前記比較回路の出力を累
積している。またカウンタ設定回路122では前
記比較回路の出力を監視しており、前記比較回路
119の出力が1から0に変化する時点を検出
し、その時点で前記カウンタの内容と予め定めら
れた第4の閾値(TH4)とを比較し、前者が大
きい場合には内部カウンタの内容を長いハングオ
ーバー用の設定値に、また、前者が小さい場合に
は内部カウンタの内容を短いハングオーバー用の
設定値に設定する。判定回路123では、前記可
逆カウンタの内容が予め定められた第5の閾値
(通常は0を用いる。)より大きい場合に音声信号
が検出されたとして1を出力端子124を介して
外部に出力する。もちろん、小さい場合には0を
出力するが、こうすることにより前述のハングオ
ーバーが付加される。 本発明の第3の音声検出器で用いられる直流オ
フセツト補正回路114としては第8図の回路が
使用でき、また、電力計算回路115及び第1の
閾値発生回路116としては第5図の回路がその
まま使用できる。 また、可逆カウンタ121、カウンタ設定回路
122及び判定回路123としては第10図の回
路が使用でき、入力端子130、1サンプル遅延
回路131、論理積回路132、選択回路13
3、被選択信号入力端子134,135、第1の
比較器136、第4の閾値入力端子137、可逆
カウンタ138、第2の比較器139、第5の閾
値入力端子140及び出力端子141から構成さ
れており、破線で示した121,122,123
はそれぞれ可逆カウンタ、カウンタ設定回路及び
判定回路を示している。入力端子130から入力
された入力信号は、一方は可逆カウンタ138へ
もう一方は1サンプル遅延回路131及び論理積
回路132へ送られる。 論理積回路132では、現入力信号を反転した
信号と1サンプル時刻前の入力信号との論理積を
とり、その結果を可逆カウンタ138と第1の比
較器136へ送出する。 選択回路133では、第1の比較器136の出
力により、被選択信号入力端子134から入力さ
れる長いハングオーバー設定値かあるいは被選択
信号入力端子135から入力される短いハングオ
ーバー設定値かどちらか一方を選択し可逆カウン
タ138へ出力する。第1の比較器136では論
理積回路132の出力が1になつた時に、可逆カ
ウンタの内容と第4の閾値入力端子137から入
力される予め定められた第4の閾値(TH4)と
を比較しその結果を選択回路133の選択制御信
号として選択回路133へ送出する。 可逆カウンタ138では、入力信号が1の時に
はカウンタの内容が1だけ増加させ、0の時には
1だけ減少させ累積を行つているとともに、前記
論理積132の出力が1の時、すなわち、入力信
号が1から0に変化する時刻でカウンタの内容を
選択回路133から出力される値に強制的に設定
される。 第2の比較器139では可逆カウンタ139の
内容と第5の閾値入力端子140から入力される
予め定められた第5の閾値(通常は0を用いる。)
と比較し前者が後者よりも大きい場合には1を出
力端子141を介して外部に出力する。 以上説明してきたように、本発明の第3の可変
閾値型音声検出器はPCM符号化された入力信号
を受信し、該入力信号の直流オフセツトを補正し
たのち該入力信号を絶対値符号信号に変換し、簡
単な1次の低域通過フイルタにより入力信号中に
含まれる雑音の平均電力を算出し、その値から得
られる閾値を用いて音声を検出する可変閾値型音
声検出器である。 また、実施例によればPCM符号のままで信号
処理をしているのでハードウエア規模の増大しな
いこと、及び、ハングオーバー時間を入力信号の
信号継続時間に応じて可変にするため、音声検出
器の動作率の低下につながること、また、直流オ
フセツト補正回路の使用により雑音の信号レベル
が正確に把握できること、及び、閾値の最大値、
最小値を規定することにより受信感度や感動レベ
ル範囲を任意に設定できるという利点がある。 また、本発明の説明中入力信号としてA−
Law符号信号を取り扱つてきたが、例えばμ−
Law符号信号が入力信号となつた場合には偶数
ビツト反転回路が省略できたり、符号変換方法が
正の信号に対しては全ビツト反転、負の信号に対
してはMSB(極性ビツト)のみ反転といつた具合
に変化するだけであり、本発明の本質を何らかえ
るものではなく、本発明に含まれる。 また、雑音の電力を計算する際に使用する雑音
の判定信号として比較回路28,89,119の
出力を用いていたが、判定回路の出力33,9
4,124を用いても同様の効果が得られ、本発
明に含まれる。
第1図は従来の音声検出器を示すブロツク図、
第2図は第1図の各部の波形を示す図、第3図は
本発明による第1の可変閾値型音声検出器を示す
ブロツク図、第4図は符号変換方法を示す図、第
5図、第6図は本発明の第1の可変閾値型音声検
出器に用いる構成要素を示すブロツク図、第7図
は本発明による第2の可変閾値型音声検出器のブ
ロツク図、第8図は本発明の第2の可変閾値型音
声検出器に用いる構成要素を説明するためのブロ
ツク図、第9図は本発明による第3の可変閾値型
音声検出器を示すブロツク図、第10図は本発明
の第3の可変閾値型音声検出器に用いる構成要素
を説明するためのブロツク図である。 図において、20は入力端子、21は偶数ビツ
ト反転回路、22は符号変換回路、23は整流回
路、24は電力計算回路、25は第1の閾値発生
回路、26はレベル検出回路、27は累積回路、
28は比較回路、29は第2の閾値発生回路、3
0は可逆カウンタ、31はカウンタ設定回路、3
2は判定回路、33は出力端子、80は入力端
子、81は偶数ビツト反転回路、82は符号変換
回路、83は直流オフセツト補正回路、84は整
流回路、85は電力計算回路、86は第1の閾値
発生回路、87はレベル検出回路、88は累積回
路、89は比較回路、90は第2の閾値発生回
路、91は可逆カウンタ、92はカウンタ設定回
路、93は判定回路、94は出力端子、110は
入力端子、111は偶数ビツト反転回路、112
は符号変換回路、113は直流オフセツト補正回
路、114は整流回路、115は電力計算回路、
116は第1の閾値発生回路、117はレベル検
出回路、118は累積回路、119は比較回路、
120は第2の閾値発生回路、121は可逆カウ
ンタ、122はカウンタ設定回路、123は判定
回路、124は出力端子を示している。
第2図は第1図の各部の波形を示す図、第3図は
本発明による第1の可変閾値型音声検出器を示す
ブロツク図、第4図は符号変換方法を示す図、第
5図、第6図は本発明の第1の可変閾値型音声検
出器に用いる構成要素を示すブロツク図、第7図
は本発明による第2の可変閾値型音声検出器のブ
ロツク図、第8図は本発明の第2の可変閾値型音
声検出器に用いる構成要素を説明するためのブロ
ツク図、第9図は本発明による第3の可変閾値型
音声検出器を示すブロツク図、第10図は本発明
の第3の可変閾値型音声検出器に用いる構成要素
を説明するためのブロツク図である。 図において、20は入力端子、21は偶数ビツ
ト反転回路、22は符号変換回路、23は整流回
路、24は電力計算回路、25は第1の閾値発生
回路、26はレベル検出回路、27は累積回路、
28は比較回路、29は第2の閾値発生回路、3
0は可逆カウンタ、31はカウンタ設定回路、3
2は判定回路、33は出力端子、80は入力端
子、81は偶数ビツト反転回路、82は符号変換
回路、83は直流オフセツト補正回路、84は整
流回路、85は電力計算回路、86は第1の閾値
発生回路、87はレベル検出回路、88は累積回
路、89は比較回路、90は第2の閾値発生回
路、91は可逆カウンタ、92はカウンタ設定回
路、93は判定回路、94は出力端子、110は
入力端子、111は偶数ビツト反転回路、112
は符号変換回路、113は直流オフセツト補正回
路、114は整流回路、115は電力計算回路、
116は第1の閾値発生回路、117はレベル検
出回路、118は累積回路、119は比較回路、
120は第2の閾値発生回路、121は可逆カウ
ンタ、122はカウンタ設定回路、123は判定
回路、124は出力端子を示している。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 PCM符号化された信号を受信し、該入力信
号と閾値との大小関係により音声信号の有無を判
定する音声検出器において、前記入力信号を整流
する整流回路と、該整流回路の出力から入力信号
に含まれる雑音の電力を計算する電力計算回路
と、該電力計算回路の出力から閾値を発生させる
第1の閾値発生回路と、前記整流回路の出力と前
記第1の閾値発生回路から出力される閾値とを比
較するレベル検出回路と、該レベル検出回路の出
力を累積する累積回路と、該累積回路の出力値と
後述する第2の閾値発生回路から出力される閾値
とを比較する比較回路と、該比較回路が前記累積
回路の出力値の方が大きいと判定した場合には低
いレベルの閾値を、小さいと判定した場合には高
いレベルの閾値を発生させる第2の閾値発生回路
と、前記比較回路の出力に応じて正負に歩進する
可逆カウンタと、該可逆カウンタの内容により音
声信号の有無を判定し、その結果を出力する判定
回路と、前記比較回路の出力から前記累積回路の
出力値が前記第2の閾値発生回路から出力される
閾値と比べ大から小に移つた時点を検出し、その
時点で前記可逆カウンタの内容を予め定められた
値に設定するカウンタ設定回路とから少なくとも
構成され、入力信号に含まれる雑音レベルに応じ
た閾値を用いて音声検出を行なうことを特徴とす
る可変閾値型音声検出器。 2 PCM符号化された信号を受信し、該入力信
号と閾値との大小関係により音声信号の有無を判
定する音声検出器において、前記入力信号の直流
オフセツトを補正する直流オフセツト補正回路
と、該直流オフセツト補正回路の出力を整流する
整流回路と、該整流回路の出力から入力信号に含
まれる雑音の電力を計算する電力計算回路と、該
電力計算回路の出力から閾値を発生させる第1の
閾値発生回路と、前記整流回路の出力と前記第1
の閾値発生回路から出力される閾値とを比較する
レベル検出回路と、該レベル検出回路の出力を累
積する累積回路と、該累積回路の出力値と後述す
る第2の閾値発生回路から出力される閾値とを比
較する比較回路と、該比較回路が前記累積回路の
出力値の方が大きいと判定した場合には低いレベ
ルの閾値を、小さいと判定した場合には高いレベ
ルの閾値を発生させる第2の閾値発生回路と、前
記比較回路の出力に応じて正負に歩進する可逆カ
ウンタと、該可逆カウンタの内容により音声信号
の有無を判定し、その結果を出力する判定回路
と、前記比較回路の出力から前記累積回路の出力
値が前記第2の閾値発生回路から出力される閾値
と比べ大から小に移つた時点を検出し、その時点
で前記可逆カウンタの内容を予め定められた値に
設定するカウンタ設定回路とから少なくとも構成
され直流オフセツトを補正した入力信号に含まれ
る雑音レベルに応じた閾値を用いて音声検出を行
なうことを特徴とする可変閾値型音声検出器。 3 PCM符号化された信号を受信し、該入力信
号と閾値との大小関係により音声信号の有無を判
定する音声検出器において、前記入力信号の直流
オフセツトを補正する直流オフセツト補正回路
と、該直流オフセツト補正回路の出力を整流する
整流回路と、該整流回路の出力から入力信号に含
まれる雑音の電力を計算する電力計算回路と、該
電力計算回路の出力から閾値を発生させる第1の
閾値発生回路と、前記整流回路の出力と前記第1
の閾値発生回路から出力される閾値とを比較する
レベル検出回路と、該レベル検出回路の出力を累
積する累積回路と、該累積回路の出力値と後述す
る第2の閾値発生回路から出力される閾値とを比
較する比較回路と、該比較回路が前記累積回路の
出力値の方が大きいと判定した場合には低いレベ
ルの閾値を、小さいと判定した場合には高いレベ
ルの閾値を発生させる第2の閾値発生回路と、前
記比較回路の出力に応じて正負に歩進する可逆カ
ウンタと、該可逆カウンタの内容により音声信号
の有無を判定し、その結果を出力する判定回路
と、前記比較回路の出力から前記累積回路の出力
値が前記第2の閾値発生回路から出力される閾値
に比べ大から小に移つた時点を検出し、その時点
で前記可逆カウンタの内容に応じて前記可逆カウ
ンタの内容を異なる値に設定するカウンタ設定回
路とから少なくとも構成され、直流オフセツトを
補正した入力信号に含まれる雑音レベルに応じた
閾値を用いるとともに、可逆カウンタの内容を設
定する値として予め定められた複数個の値を用い
ることを特徴とする可変閾値型音声検出器。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58156098A JPS6063600A (ja) | 1983-08-26 | 1983-08-26 | 可変閾値型音声検出器 |
US06/643,929 US4700392A (en) | 1983-08-26 | 1984-08-24 | Speech signal detector having adaptive threshold values |
CA000461841A CA1220283A (en) | 1983-08-26 | 1984-08-27 | Speech signal detector having adaptive threshold values |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58156098A JPS6063600A (ja) | 1983-08-26 | 1983-08-26 | 可変閾値型音声検出器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6063600A JPS6063600A (ja) | 1985-04-11 |
JPH0464074B2 true JPH0464074B2 (ja) | 1992-10-13 |
Family
ID=15620263
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58156098A Granted JPS6063600A (ja) | 1983-08-26 | 1983-08-26 | 可変閾値型音声検出器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6063600A (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB8613327D0 (en) * | 1986-06-02 | 1986-07-09 | British Telecomm | Speech processor |
-
1983
- 1983-08-26 JP JP58156098A patent/JPS6063600A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6063600A (ja) | 1985-04-11 |
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