JPS61156298A - 時定数を変動させる可変閾値型音声検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、音声信号の有無を判定する音声検出器に関す
る。

音声検出器は主にＤＳＩ（ＤｉｇｉｔＱＩ　　５ｐｅｅ
ｃｈＩｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎの略称である。）装置
に組み込まれ、ＤＳＩ装置への入力チャンネルに音声信
号が存在するか否か全判定するために用いられる。

音声検出器の特性がＤＳＩ装置の通話品質、更にはシス
テム設計に大きな影響を及ぼすため音声検出器にハ（１
）音声信号に対して可及的速やかに応答すること、（２
）雑音に対してなるべく応答しないこと、（３）簡単な
ハードウェアで実現できること等が要求される。

尚、Ｄ８Ｉ装置に関しては、例えば１９７６年３月発行
の文献、コムサット　テクニカル　レビュー　（ＣＯＭ
ＢＡＴ　　ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ　　ＲＥＶＩＥＷ）誌　
ｖＯ凰６、Ｎ０１１　　の第１２７〜１５８頁に携載さ
れているニス　ジエー　キャンパネラ（Ｓ−Ｊ−Ｃａｍ
ｐａ−ｎｅｌｌａ）ＶＣよる論文［ディジタル　スピー
チインターボｖ−シｓン（Ｄｉｇｉｔａｌ　　５ｐｅｅ
ｃｈＩｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）Ｊに詳述されている
ので参照されたい。

〔従来の技術１〕 従来、ハードウェア規模が簡単で検出論理が明瞭である
方法としてレベル検出法が知られているが、この方法は
入力信号の信号エネルギー（電力及び振幅）全検出後、
閾値と比較することにより音声信号の有無を判定するも
のである。またレベル検出法を用いた音声検出器の中で
、入力信号の振幅と予め定められた閾値とを比較する固
定閾値型音声検出器が最もノ・−ドウエア規模が簡単で
かつ、確実な音声検出器として知られている。

これを第１の従来例と呼ぶことにする。

次に図面全参照しながら、この固定闇値型音声検出器の
原理を説明する。

第４図は固定閾値音声検出器の原理を示すブロック図で
あり、倍量入力端子１．振幅閾値入力端子２．振幅比較
回路３．累積回路４．累積回路への入力信号として＋１
．−１に与える増加・減少制御線５お工び６．音声検出
用フリップフロップ７、音声検出用フリップフロップセ
ット・リセット制御線８お工び９．音声検出結果出力端
子１０からなっている。なお、この場合累積回路は可逆
カウンタ（アップダウン・カウンタ）で置換できる。

第４図において、端子１より入力される入力信号に標本
化周期ごとに振幅回路３において、端子２ｊｔ）人力さ
れる予め定められた振幅闇値（ＴＨａ）と比較される。

その結果、入力↑ｇ号振幅が振幅閾値よりも大きいと、
累積回路増加制御線５を使って累積回路４０内答が１だ
け増加される。また、逆に入力信号振幅が振幅閾値より
も小さいと、累積回路減少制御線６を使って累積回路４
の内容が１だけ減少される。但し、累積回路の内容は負
の１直にならないようになっている。

音声信号が到来し、振幅１ｉ値を超える人力が多くなる
と、累積回路の内容は順次増加する。もちろん、その間
に振幅閾値以下の入力が加わると、可逆カウンタの円＠
は１だけ減少する。このようにして、累積回路の内容が
予め設定された持続時間の閾値（ＴＨｌ）Ｉｃ達すると
、音声検出用フリップフロップのセット制御線８ｔ−使
って音声検出用フリップフロップ７がセットされ、音声
が検出されたことになり、端子１０よりその結果が出力
される。

また、音声が検出されなくなると、例えば、それｔ工累
積回路４の内容がＯになることで示されるが、その時、
音声検出用フリップフロップ７は音声検出用フリップフ
ロップのリセット制御線９を使ってリセットされ、端子
１０．ｃりその結果が出力されるが、一般にはある一定
時間の後にリセツトされる。これに、ハングオーバーと
称され、通話中の単語や句の間での切断に耳が敏感であ
ることから設けられており、その時間長Ｕ　１０ト２５
０ｍ５程度である。

さらに理解を深めるために第４図で示される固定閾値型
音声検出器に第５図の（ａｌの１１で示□される４ｇ号
が入力した場合を例にとって説明を加える。

第５図では、（ａ）が入力信号１１と振幅閾値１２、同
図（ｂｌが累積回路の内容１３．持続時間の閾値１４゜
同図１ｃ）が音声検出結果出力１５を示している。

まず、入力信号１１が端子１から入力されると、標本化
周期ＴＳごとに振幅比較回路３により振幅閾値１２と比
較される。＠５図から判るように時刻ｔａ□になって始
めて入力信号の振幅の方が振幅閾値よりも大きくなるの
で累積回路の内容１３は時刻’ａｌで始めて１になり（
第５図（ｂ）　）　％以後、時刻ｔａ２まで１ずつ増加
されていく。その結果、時刻ｔａ□になって累積回路の
内容１３が持続時間の１ｓ値１４工りも大きくなるので
、音声が検出されたことになり、出力１５は１ｖｃなる
。

６一 ところで、時刻ｔａ３　になると、入力信号１１の振幅
が振幅閾値１２Ｃりも小さくなるので、累積回路の門番
１３は１ずつ減少していき、時刻’ａ２になり、持続時
間の閾値１４工りも小さくなるので音声信号が無くなっ
たと判定され前述の理由でハングオーバーが付加されハ
ングリオーバー終了後、出力１５はＯになる。第５図の
（Ｃ）におけるＴＨがハングオーバ一時間を示している
。

〔発明が解決しようとする問題点３ 以上説明してきた様な固定閾値型音声検出器では確かに
ハードウェア規模は簡単ではあるが、一度閾値が設定さ
れると閾値以上の信号寿らどんな雑音信号でも検出して
しまう欠点があった。

〔従来の技術２Ｊ この様な固定閾値型音声検出器の欠点を改善したものと
して可変閾値型音声検出器が知られている（例えば特許
願昭和５９年第０６８０１４号を参照されたい）。

以下、従来の可変閾値音声検出器について図面を用いて
詳細に説明する。第６図に従来の可変閾値音声検出器で
あり、入力端子２０．偶数ビット反転回路２１．符号変
換回路２２．整流回路２３゜電力計算回路２４．第１の
閾値発生回路２５．レベル検出回路２６．累積回路２７
．比較回路２８゜第２の閾値発生回路２９．可逆カウン
タ３０．カウンタ設定回路３７９判定回路３２及び出力
端子３３から構成されている。

例えば、国際電信電話諮問委員会、（ＣＣＩＴＴ；Ｃｏ
ｍ１ｔ’ｅ　Ｃｏｎ５ｕｌｔａｔｉｆ　　Ｉｎｔｅｒｎ
ａｔｉｏｎａｌＴｅ’ｌｅｇｒａｐｈａｉｑｕｅ　　ｅ
ｔ　　Ｔｅ’ｌｅ’ｐｈｏｎｉｑｕｅ）からの勧告案Ｇ
・７１１に基づき非線形符号化され、８ビツトのＡ　　
Ｌａｗ符号（オレンジブックＶｏｌ・１−２．ｐｐ４０
９〜４１０参照のこと。）となった入力信号が入力端子
２０から入力する場合を例にとって説明を加える。通常
電話回線を伝送されるＡ−Ｌａｗ符号信号ＭＳＢ（Ｍｏ
ｓｔ　　５１ｇｎ１ｆｉｃａｎｔＨｉｔの略称である。

）側からみて、偶数ビット目が反転されているので、偶
数ビット反転回路２１により入力ロ号は偶数ビットが反
転され伝送される前のもとの信号に戻される。もとに戻
ったＡ−Ｌａｗ符号信号は符号変換回路２２で、第７図
で示すように、正のＡ−Ｌａｗ符号偏号信号しては肱…
だけ、負のＡ−Ｌａｗ　符号信号に対しては全ビット反
転され８ピツトの２の補数（Ｔｗｏ’ｓ　　ｃ　ｏｍｐ
　ｌ　−ｅｍｅｎｔ）符号信号に変換され、整流回路２
３へ人力される。整流回路２３では、この入力信号を絶
対値１ｇ号（大きさのみを表わす信号）に変換し、一方
は電力計算回路２４へ、もう一方はレベル検出回路２６
へ送り出す。

電力計算回路２４では、入力信号に含まれる雑音を取り
出し、雑音の平均電力全計算する。具体的ＫＵ、音声が
検出されない時（例えば、後述する比較回路２８の出力
がＯの時〕はすべての入力信号を雑音とみなすとともに
、音声が検出された時（例えば後述する比較回路２８の
出力が１の時）であっても予め定められたレベル以下の
・１１号は雑音であるとみなし、この雑音を低域通過フ
ィルタに入力することにより雑音の平均電力を計算し、
その結果を第１の閾値発生回路２５に送出する。

従って、雑音の平均電力を計算する際に除外される音声
信号とは、後述の比較回路の出力が１でありかつ、予め
定められたレベル以上の信号レベルを有する信号である
。第１の閾値発生回路２５では、電力計算回路２４から
の出力を定数倍することにより、レベル検出回路２６で
使用される第１の閾値としてＴＨＩと、’Ｉ’Ｈ１より
数ｄＢ　（６〜１０位い）高込所にＴＨ２と全設定し、
レベル検出回路２６へ送出する。

レベル検出回路２６では整流回路２３の出力と、第１の
閾値発生回路２５より送出される第１の閾値ＴＨＩ、Ｔ
Ｈ２とを比較し、整流回路の出力がＴＨ２より大きい場
合には入力信号が音声信号である確率示高いので＋２４
　ＴＨ２とＴＨＩとの間に位置する場合には入力信号が
音声信号である確率と雑音である確率とがほぼ等しいか
めるいは前者が少し高い程であ名ので＋１．ＴＨＩより
小さい場合には入力信号が雑音である確率が高いので−
１を出力する。累積回路２７では、レベル検出回路２６
の出力を累積しておりその累積値を比較回路２８へ送出
する。比較回路２８では、後述子る第２の閾値発生回路
２９から出力される第２の閾値（ＴＨ３）と前記累積値
とを比較し、後者が前者よりも大きい場合には入力１ｇ
号が音声消振で・あると判定し、＋１を、また、前者が
後者よりも大きい場合には入力信号は雑音であると判定
し、θ′ｆｔ出力する。第２の閾値発生回路２９では、
前記比較回路２８で使用される音声信号判定用の第２の
閾値（ＴＨ３）として、レベルの異なる閾値を２つ用意
しておき、前記比較回路２８の出力が００場合ＶＣは高
いレベルの第２のＩＩ値（’Ｉ’Ｈ３Ｈ）を発生し、ま
た、前記比較回路２８の出力が１の場合には低いレベル
の第２の閾値（ＴＨ３Ｌ）を発生し前記比較回路２８へ
送出する。

可逆カウンタ３０では、前記比較回路２８の出力全入力
し、該入力信号が１の時［はカウンタの内容を１だけ増
加させ、０の時にはカウンタの内容を１だけ減少させ前
記比較回路の出力を累積している。筐た、カウンタ設定
回路３１は前記比較回路の出力全監視しておりその出力
が１から０に変化する時点全検出し、その時点で、前記
可逆カウンタ３０の内容を予め定められた値に設定する
。

判定回路３２では、前記可逆カウンタ３０の内容が予め
“定められた匝（通常は０全用いる。）より大きい場合
に音声１百号が検出さ／したとして１を出力端子３３全
ブｒして外部に出力する。もちろん小さい場合ににＯｋ
出力するがこうすることＶｒ−より前述のハングオーバ
ーも付加されることになる。

第６図に２ける電力計算回路２４及び第２の閾値発生回
路２５としては第８図の回路が使用でき、絶対値偏分入
力端子５０．雑音判定レベル入力端子５１、比較回路出
力信号端子人力５２、比較器５３、論理和回路５４、乗
算器５５，５６，５７゜５８、被乗数入力端子５９，６
０，６１，６２゜６３被乗数選択器６４．加算器６５．
ＩＪミツター６６．６７．１語メモリー６８、’ｌ’　
Ｈ１出力端子６９およびＴＨ２出力端子７０から構成さ
れている。絶対値入力信号は入力端子５０工り入力され
、一方は乗算器５５へ、もう一方は比較器５３へ送られ
る。比較器５３では、前記入力信号と入力端子５１より
入力される雑音・判定レベルと比較さル、前者が後者よ
りも大きい場合［０，小さい場合に＋１を出力し、論理
和回路５４では、比較器５３の出力信号と、比較回路２
８からの出力信号を反転した信号との論理和がとられ、
少なくともどちらか一方が＋１のときに＋１が出力され
、乗算器５６０制御信号及び、被乗数選択器６４の選択
制御ｑ＝号となる。前記被乗数選択器６４では、前記選
択制御信号が＋１の時には被乗数入力端子５９より人力
される。乗数が選択され、また００時には被乗数入力端
子６０工Ｖ入力される被乗数（現在はＯを用いている。

）が選択され乗算器５５の被乗数となる。

また、乗算器５５では、絶対値入力信号と前述のように
して選択された被乗数との積がとられ加算器６５へ送ら
れる。一方、乗算器５６では被乗数入力端子６１工Ｖ入
力される被乗数１語メモリー６８の内容との積がとられ
加算器６５へ送られる。但し、論理和回路５４の出力が
Ｏの時はこの乗算は行なわず１語メモリー６８の内容が
そのまま出力される。そして、刃口算器６５で前述の乗
算器５５の出力と乗算器５６の出力との加算が行なわれ
その結果がリミッタ−６６を介して１語メモリー６８に
備えられる。また、それと同時にリミッタ−６６の出力
は乗算器５７Ｖｃ工り、被乗数入力端子６２より人力さ
れる被乗数との積がとられ、リミッタ−６７をブトして
１゛Ｈ１として、出力端子６９より出力される。

また、リミッタ−６７の出力は、乗算器５８で被乗数入
力端子６３より人力される被乗数との積がとられ、ＴＨ
２として、出力端子７０Ｊ：り出力される。

ここで、リミッタ−６６，６７′ｆｔ用いているのは１
＠メモリー６８の内容及び閾値（ＴＨ，１）の可変領域
を制限することにより閾値調整速度を敏速にかつ、音声
検出器の受信感度および感動レベル範囲を制限し、雑音
に対する免役性を保証するためである。

尚、電力計算回路２４は前述の様に絶対値信号を一次の
低域通過フィルタに通すことにより、雑音のレベルを算
出していたが、それは振幅分布がＧａｕｓｓ分布であり
分散がσ　である雑音をその絶対値をとって一次の低域
通過フィルタに通して得られる電力Ｐが次式で表す様に
近似的に雑音の振幅の実効値σに比例した埴となるため
である。

（ｘ−ｙとおくと、２ｘｄｘ＝ｄｙ） 一、２ ゆえ［（１１式は次のようになる。

＝　　−σ　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２
）π 中０．８σ　　　　　　（３） 従って、前記処理金族す事により、−次の低域通過フィ
ルタの出力で雑音の振幅の実効値σにほぼ比例した値が
得られることがわかる。

また、第６図の如く第２の閾値発生回路２９を設け、比
較回路２８で使用される第２の閾値（ＴＨ３）”＆２個
川用し、比較回路２８の出力を選択信号とし、該選択信
号が１の時には低いレベルの第２の閾値（’Ｉ’Ｈ３Ｌ
）を、０の時には扁いレベルの第２の閾ｆ［（ＴＨ３，
Ｈ）を選択し使用しているが、これは比較回路２８の出
力にヒステリシスを設けること［工り音声検出器の過剰
な０Ｎ−ＯＩｉ”Ｆ　ｉ避けるためである。

第６図で用いられる可逆カウンタ３０、カウンタ設定回
路３１及び判定回路３２としては、第９図の回路が使用
でき、入力端子７１．１サンプル遅延回路７２、論理積
回路７３、カウンタ設定値入力端子７４、可逆カウンタ
７５、比較回路７６．１．！ｌ値入力端子７７及び出力
端子７８から構成されており、破線で囲まれた３０，３
１．３２はそれぞれ第６図で示す可逆カウンタ、カウン
タ設定回路、判定回路を示している。入力端子７１工り
人力された入力信号は一方は可逆カウンタ７５へ、もう
一方は１サンプル遅延回路７２及び論理積回路７３へ送
られる。

論理積回路７３では現入力信号全反転した信号とサンプ
ル時刻前の入力信号との積がとられ、その結果を可逆カ
ウンタ７５へ送出する。可逆カウンタ７５では入力信号
が１の時にはカウンタの内容を１だけ増加させ、また、
０の時にはカウンタの内容を１だけ減少させるとともに
、前記論理積回路の出力が１の時、すなわち、入力信号
が１から０に変化する時に、カウンタの内容を強制的に
カウンタ設定値入力端子７４から入力される予め定めら
れた値に設定される。比較器７６では１−値−１７＝ 入力端子７７１９人力される閾値（実際はＯを使用して
いる。）と前記可逆カウンタ７５から出力されるカウン
タの内容とを比較し、カウンタの内容が大きい場合Ｖｃ
ｉｔ−出力端子７８を介して外部に出力する。

〔発明が解決しようとする問題点２〕 以上の工すに従来の可変閾値音声検出回路ではＰＣＭ符
号で信号処理を行なっていることに、Ｊ：リハードウェ
ア規模が増大しないこと、雑音レベルに応じた閾値が得
られ、擬似信号に対して免疫性が強いこと、及び該閾値
の最大値、最少値を規定することにより受信感度や感動
レベル範囲を任意に設定できるという利点があるものの
前記雑音レベル全算出するための電力計算回路の時定数
は、あまり大きくすると閾値の立上り、立下りが遅く誤
動作時間率（音声検出器が誤動作している時間的割合）
の増加に継がり、また、小さくすると閾値の立上り、立
下りが早く語頭切断、＠中脱落及び語尾欠落の原因にな
り、それらの兼合いで決定されていた。それ故エコーサ
プレッサーと供に使−１８−・ 用すると＠に生じる入力１に号（雑音）レベルの急激な
変化ＶＣ対して雑音電力計算回路の追従性が追いつかず
、雑音を音声信号と誤まって誤検出する可能性が高いと
いう欠点がある。

〔問題点全解決するための手段Ｊ 本発明の可変閾値型音声検出器では、入力信号に含まれ
る雑音の振幅値変化分が予め定められた１、ｉｋｌ　Ｉ
Ｆｌｆｆｉより小さい場合には予め定められた小信号用
時定数を発生させ、大きい場合には予め定められた大信
号用時定数を発生させる時定数発生回路を有している。

〔実施例〕

次［不発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例であり、入力端子２０゜符号
変換回路２２．整流回路２３．電力計算回路２４、第１
の閾値発生回路２５．レベル検出回路２６、累積回路２
７．比較回路２８．第２の閾値発生回路２９．可逆カウ
ンタ３０．カウンタ設定回路３１１判定回路３２．出力
端子３３．及び時定数選択回路３４から構成されている
。

ここで、整流回路２３．電力計算回路２４．第１の１閾
値発生回路２５．レベル検出回路２６．累積回路２７．
比較！四路２８．第２の閾値発生回路２９、可逆カウン
タ３０．カウンタ設定回路３１゜判定回路３２の各々は
第６図の各々と同一である。

また、符号変換回路２２は後続する回路でのイｇ号処理
に適した符号に入力信号全符号変換するための回路であ
り１人力偏号がＡ　−Ｌ　ａ　ｗ信号であれば、第６図
で説明した偶数ビット反転回路と符号変換回路の機能′
８を有する回路である。

第６図に示す従来形音声検出器と第１図の不発明の音声
検出器との相違点は、本発明の音声検出器に、入力信号
に含まれる雑音の振幅値変化分に応じて適応的に時定数
を選択し出力する時定数選択回路が付加されている点で
ある。

音声検出のメカニズムの詳細は第６図で説明した従来形
音声検出器の動作の説明の部分に醸り、以下本発明の重
要点である電力計算回路の雑音レベル変動に対する追従
性を中心に説明する。

不発明における電力計算回路２４、第１の閾値発生回路
２５及び時定数選択回路３４としては、第２図の回路が
使用でき、点線で囲まれた部分８０が時定数選択回路３
４を示し、点線で四箇れた部分８１が第１の閾値発生回
路２５を示し、その他の部分が電力計算回路２４を示し
ている。

時定数選択回路３４以外の部分は第６図の従来の可変閾
値型音声検出器の各々と同じ動作を示すためここでは動
作説明を省略し、時定数選択回路３４のみ全説明する。

第２図において、７１は判定閾値入力端子、７２は１語
メモＩＪ−１７３は差分演算器、７４は絶対値回路、７
５は比較器、７６は小信号用時定数入力端子、７７は大
信号用時定数入力端子、７８は選択回路をそれぞれ示し
ている。

差分演算器７３では、整流され絶対値信号となった入力
信号と、１語メモリー７２により１サンプル時刻（ＴＳ
）だけ遅延した入力信号との差分を求める。

絶対値回路７４では、差分演算器７３の出力を大きさの
みを表わす絶対値信号に変換する。

比較器７５では、前述の絶対値信号と入力端子７１より
入力される判定閾値とを比較し、前者が後者よりも大き
い場合には１ｔ″、小さい場合ｖｃはＯをそれぞれ出力
する。

選択回路７８では、比較器７５の出力を制御信号とし、
制御信号が００場合には入力端子７６より人力される小
信号用時定数を選択し、制御信号が１の場合ＩＦ−は入
力端子７７より入力される大信号用時定数全選択し、電
力計算回路の乗算器５６の係数として出力する。

以上の様に、本発明の時定数選択回路３４に工り雑音の
振幅値変化分に応じて電力計算回路の時定数（電力計算
回路２４の乗算器５６の偶数）を適応的に変動させるこ
とができる。

すなわち、小信号（変化分の小さい信号）に対しては第
１の閾値ＴＨＩ、ＴＨ２をそれほど変動させる必要がな
いので、時定数として大きな値を、また、大信号（変化
分の大きい信号）に対してはｉｌの閾値ＴＨＩ、ＴＨ２
を早く変動させたいので、時定数として小さなｉｆｉを
それぞれ用いれば、雑音のレベル変動に対して追従性の
良い電力計算回路が実現できる。

尚、従来の可変閾値型音声検出器と同様に、本発明の可
変閾値型音声検出器における電力計算回路の乗算器５６
も入力信号が音声１６号であれば乗算が行なわれず、−
語メモリ６８の１面がそのまま加算器６５に出力される
。従って入力信号が音声信号であれば第１の閾値１’１
１１．ＴＨ２は保持されている。

ところで、Ｉ）ＳＩ装置がエコーサプレッサを介して電
話回線に接続される様な場合、エコーサプレッサがＯＮ
の状態からＯＦＦの状態に変化する時、音声検出器への
入力信号（雑音）レベルが急激に変化するため、第１の
１副値１’Ｈ１，ＴＨ２が追従しきれず雑音を誤検出す
る事が問題となっていた。

そこで、エコーサプレッサがＯＮからＯＦＦ　Ｋ変化す
る時点での第１の閾値の変化をみるため、′４３図ｆａ
ｔでボす波形９０が入力する場合を例にとって説明する
。但し、図において時刻Ｔ１・でエコーサプレッサがＯ
ＮからＯＦＦに変化するものとする。

波形９０が到来すると符号変換回路２２に工り信号処理
に適した符号に符号変換され、整流回路２３に工り大き
さのみを表わす絶対値信号に変換される。

時定数選択回路３４では、絶対値信号となった入力信号
を人力し、現時刻の入力信号と１サンプル時刻前の入力
信号との差分（変化分）を計算し、その差分が予め定め
られた閾値よりも大きい場合１Ｃは大１ｇ号用時足数を
選択し、小さい場合には小信号用時定数全選択し電力計
算回路２４１Ｃ出力する。

その結果、電力計算回路２４では第３図（ｂ）の波形９
１で示す様な背景雑音レベルが得られ、この雑音レベル
から第１の闇値Ｔｆ−１１，ＴＨ２が生成される。

レベル検出回路２６で絶対値信号となった入力信号と第
１の閾値Ｔｉ（］及び’Ｉ’Ｈ２と比較され、その結果
累積回路２７の出力として、第３図（ｃｌで示す波形９
３の様な出力が得られることになる。

そして、比較回路２８では累積回路２７の出力（第３図
ｔｅｌで示す波形９３）と第２の閾値１”　Ｈ３（第３
図ｆｃ）で示す波形９５）とを比較し、音声１ｎ号の有
無を判定する。

不発明の音声検出器では、比較回路２８において前者の
方が後者よりも小さい結果となり雑音を誤検出しなくな
る。また、誤検出してもその確率が非常に小さくなる。

ところが、従来の音声検出器では、動作時間率の確保や
誤動作の低減から電力計算回路の時定数をあまり小さく
出来ないので、電力計算回路の出力（雑音レベル）とし
ては第３図（ｂ）の波形９２で示すものしか得られない
。

それ故、累積回路２７の出力としては第３図（Ｃ）で２
５丁波形９４の様な出力が得られ雑音全音声信号と誤ま
って誤検出する結果となる。第３図（Ｃ）では時刻Ｔ２
で誤検出して（へる。

従っ゛Ｃ１従米の音声検出器ではエコーサプレッサがＯ
ＮからＯＦＩ”になる時（時刻Ｔｚ　　）、電力計算回
路での雑音電力計算が雑音レベルの変動にＴ？５− 追従できないので、累積回路の出力が大となり、雑音を
音声信号と誤って検出してしまう可能性が大となること
が工〈わかる。

ところが本発明の音声検出器では雑音の振幅値変化分が
予め定められた判定閾値よりも大きい場合には短い時定
数を用い、小さい場合には長い時定数を用いることによ
り上述の欠点を低減している。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明は、入力値′＠に含゛まれる
雑音の振幅値変化分が予め定められた閾値工りも太き込
場合には小さな時定数を用い、予め定められた閾ｉＩＩ
！Ｊ：りも小さい場合には大きな時定数を用い雑音・電
力を計算することにより、雑音電力計算回路の雑音レベ
ル変動に対する追従性を向上させ、雑音レベルの急激な
変動時に生じる誤動作を低減させる効果がある。

尚、本発明では時定数選択用の閾値として１つ用意し、
小信号用の時定数と大僅号用の時定数とを使い分けてい
友が、閾値をさらに追加し、使用する時定数全増加させ
て雑音の振幅値変化分に応じて時定数を１史い分ければ
本発明と本質的には同じであり、本発明に含まれる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の可変閾値型音声検出器を示すブロック
であり、＠２図は第１図の１部を示す図、第３図は第１
図の動作説明を行なう図、第４図は第１の従来の音声検
出器を示す図、第５図は第４図の動作説明全行なう図、
第６図は第２の従来の音声検出器全厚す図、第７図は符
号変換方法を示す図、第８図、第９図は第６図の１部を
示す図である。 図におり′ｃ１２０は入力端子、２１は偶数ピット反転
Ｕ路、２２は符号変換回路、２３は整流回路、２６はレ
ベル検出回路、２７は累積回路、２８は比較回路、２９
は第２の閾値発生回路、３０は可逆カウンタ、３１はカ
ウンタ設定回路、３２ｔｒＬ判定回路、３３は出力端子
、３４は時定数選択回Ａ−ＬａＶＶ脩号 Ｍ、ＳＢ　　　　　　　　Ｌ５Ｂ ネ７　図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 標本時刻毎に入力する入力信号と閾値との大小関係によ
   り音声信号の有無を判定する音声検出器において、前記
   入力信号に含まれる雑音の振幅値変化分に応じて時定数
   を適応的に変え前記雑音電力を求める手段と、前記雑音
   電力に応じて２つの第１の閾値を発生する手段と、前記
   入力信号と前記２つの第１の閾値とを比較し比較結果を
   数値化して累積する手段と、該累積する手段の出力を第
   ２の閾値と比較し比較結果を示す信号を出力する比較手
   段と、該比較手段の出力が「大」から「小］へ変化した
   時刻を検出し、この変化時刻の直後からのあらかじめ定
   められた長さの期間と前記比較手段の出力が「大」であ
   る期間だけ「音声有」を示す判定信号を出力する判定手
   段と、あらかじめ定められた高い値と低い値とが入力さ
   れ前記判定手段より供給される前記判定信号が「音声有
   」を示す場合には前記低い値をそうでない場合には前記
   高い値を前記第２の閾値として前記比較手段に供給する
   手段とから構成されたことを特徴とする時定数を変動さ
   せる可変閾値型音声検出器。