JPS61151700A - 時定数変動型可変閾値音声検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、音声信号の有無を判定する音声検出器に関す
る。

音声検出器は主にＤＳＩ（Ｄｉｇｉｔａｌ　　５ｐｅｅ
ｃｈＩｎｔｅｒｐｏｌａｔ　ｉｏｎの略称である。）装
置に組み込まれ、ＤＳＩ装置への入力チャンネルに音声
信号が存在するか否かを判定するために用いられる。

音声検出器の特性がＤＳＩ装置の通話品質更にはシステ
ム設計に大きな影響を及ばずため音声検出器には、（１
）音声信号に対して可及的速やかに応答すること、（２
）雑音に対してなるべく応答しないこと、（３）簡単な
ハードウェアで実現できること等が要求される。

尚、ＤＳＩ装置に関しては、例えば１９７６年３月発行
の文献、コムサット　テクニカル　レビ、−（ＣＯＭＳ
ＡＴ　　ＴＢＣＨＮＩＣＡＬ　ＲＥＶＩＥＷ）誌ｖｏｌ
　６．ＮＯ＋　１の第１２７〜１５８頁に掲載されれい
るニス　ジェー　キャンバニラ　（Ｓ１１Ｊ・Ｃａｍｐ
ａｎｅｌｌａ　）による論文「ディジタル　スピーチ　
インターポレーション（Ｄｉｇｉｔａｌ　５ｐｅｅｃｈ
Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ　　）　Ｊ　Ｋ詳述されて
いるので参照されたい。

〔従来の技術１〕 従来、ハードウェア規模が簡単で検出論理が明瞭である
方法としてレベル検出法が知られているが、この方法は
入力信号の信号エネルギー（電力及び振幅）を検出後、
閾値と比較することにより音声信号の有無を判定するも
のである。またレベル検出法を用いた音声検出器の中で
、入力信号の振幅と予め定められた閾値とを比較する固
定閾値型音声検出器が最もハードウェア規模が簡単でか
つ、確実な音声検出器として知られている。

これを、第１の従来例と呼ぶことにする。

次に図面を参照しながら、この固定閾値型音声検出器の
原理を説明する。

第４図は固定閾値型音声検出器の原理を示すブロック図
であり、信号入力端子１１振幅閾値入力端子２、振幅比
較回路３、累積回路４、累積回路゛への入力信号として
＋１、−１を与える増加・減少制御線５および６、音声
検出用７リツプ７０ツブ７、音声検出用７リツプ７０ツ
プセツ）−リセット制御１ｆＩＡ８および９、音声検出
結果出力端子ｌＯからなっている。なお、この場合累積
回路は可逆カウンタ（アップダウン・カウンタ）で置換
できる。

８４図において、端子１より入力される入力信号は標本
化周期ととに振幅回路３において、端子２より入力され
る予め定められたｉａ間値（ＴＨａ）と比較される。そ
の結果、入力信号振幅が振幅閾値よりも大きいと、累積
回路増加制御線５を使って累積回路４の内容が１だけ増
加される。また、逆に入力信号振幅が振幅閾値よりも小
さいと、累積回路減少制御線６を使って累積回路４の内
容が１だけ減少される。但し、累積回路の内容は負の値
にならないようになっている。

音声信号が到来し、振幅閾値を超える入力が多くなると
、累積回路の内容は順次増加する。もちろん、その間に
振幅閾値以下の入力が加わると、可逆カウンタの内容は
ｌだけ減少する。このようにして、累積回路の内容が予
め設定された持続時間の閾値（Ｔ）（ｔ）に達すると、
音声検出用フリップフロップのセット制御線８を使って
音声検出用フリップフロップ７がセットされ、音声が検
出されたことになり、端子１０よりその結果が出力され
る− また、音声が検出されなくなると、例えば、それは累積
回路４の内容が０になることで示されるが、その時、音
声検出用フリップフロップ７は音声検出用フリップフロ
ップのリセット制御線９を使ってリセットされ、端子１
０よりその結果が出力されるが、一般にはある一定時間
の後にリセットされろ。これは、ハングオーバーと称さ
れ、通話中の単語や句の間での切断に耳が敏感であるこ
とから設けられており、その時間長は１００〜２５０ｍ
５程度である。

さらに理解を深めるために第４図で示される固定閾値を
音声検出器に第５図の（ａ）の１１で示される信号が入
力した場合を例にとりて説明を加える。

第５図では、（ａ）が入力信号１１と振幅閾値１２、同
図（ｂ）が累積回路の内容１３、持続時間の閾値１４、
同図（Ｃ１が音声検出結果出力１５を示している。

まず、入力信号１１が端子１から入力されると、標本化
周期Ｔｓごとに振幅比較回路３により振幅閾値１２と比
較される。第５図から判るように時刻ｔａ、になって始
めて入力信号の振幅の方が振幅閾値よりも大きくなるの
で累積回路の内容１３は時刻ｔａ、で始めて１になり（
第５図（ｂ）　）　、以後、時刻ｔ１まで１ずつ増加さ
れていく。その結果、時刻ｔａ１になって累積回路の内
容１３が持続時間の閾値１４よりも大きくなるので、音
声が検出されたことになり、出力１５はＩＫなる。とこ
ろで、時刻ｔａ３になると、入力信号１１の振幅が振幅
閾値１２よりも小さくなるので、累積回路の内容１３は
１ずつ減少していき、時刻ｔａ！ｌｃなり、持続時間の
閾値１４よりも小さくなるので音声信号が無くなったと
判定され前述の理由でハングオーバーが付加されハング
オーバー終了後、出力１５はＯになる。第５図の（Ｃ１
におけるＴＨがハングオーバ一時間を示している。

〔発明が解決しようとする問題点〕

以上説明してきた様な固定閾値型音声検出器では確かに
ハードウェア規模は簡単ではあるが、一度量値が設定さ
れると閾値以上の信号ならどんな雑音信号でも検出して
しまう欠点があった。

〔従来の技術２〕 この様な固定閾値型音声検出器の欠点を改善したものと
して可変閾値型音声検出器が知られてぃ′　る（例えば
特許願昭和５９年第０６８０１４号）。

以下、従来の可変閾値型音声検出器について図面を用い
て詳細に説明する。第６図は従来の可変閾値音声検出器
であり、入力端子２０．偶数ビット反転回路２１．符号
変換回路２２、整流回路２３、電力計算回路２４、第１
の閾値発生回路２５、レベル検出回路２６、累積回路２
７、比較回路２８、第２の閾値発生回路２９、可逆カウ
ンタ３０、カウンタ設定回路３７、判定回路３２及び出
力端子３３から構成されている。

例えば、国際電信電話諮問委員会、（ＣＣＩＴＴ；Ｃｏ
ｍ１ｔ　’ｅ　Ｃｏｎ５ｕｌｔａｔｉｆ　Ｉｎｔｅｒｎ
ａｔｉｏｎａｌ　Ｔｅｌｅｇ−ｒａｐｈａｉｑｕｅ　ｅ
ｔ　Ｔｅ１ｅｐｈｏｎｉｑｕｅ）　　からの勧告案Ｇ・
７１１に基づき非線形符号化され、８ビツトのＡ−Ｌａ
ｗ符号（オレンジブックＶＯＩ＠　ｌ−２゜ｐ９４０９
〜４１０参照のこと。）となった入力信号が入力端子２
０から入力する場合を例にとって説明を加える。通常電
話回線を伝送されるＡ　−Ｌａｗ符号信号はＭ　Ｓ　Ｂ
　（Ｍｏ５ｔ　５１ｇｎ１ｆｉｃａｎｔＢｉｔ　　の略
称である。）側からみて、偶数ビット目が反転されてい
るので、偶数ビット反転回路２１により入力信号は偶数
ビットが反転され伝送される前のもとの信号に戻される
。もとに戻ったＡ−Ｌａｗ符号信号は符号変換回路２２
で、％７図で示すように、正のＡ　−Ｌ　ａ　ｗ符号信
号に対してはＭＯＢだけ、負のＡ−Ｌａｗ符号信号に対
しては全ビット反転され８ビツトの２の補数（Ｔｗｏ’
ｓｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔ　　）符号信号に変換され、整
流回路２３へ入力される。整流回路２３では、この入力
信号を絶対値信号（大きさのみを表わす信号）に変換し
、一方は電力計算回路２４へ、もう一方はレベル検出回
路２６へ送り出す。

電力計算回路２４では、入力信号に含まれる雑音を取り
出し、雑音の平均電力を計算する。具体的には、音声が
検出されない時（例えば、後述する比較回路２８の出力
がＯの時）はすべての入力信号を雑音とみなすとともに
、音声が検出された時（例えば後述する比較回路２８の
出力が１の時）であっても予め定められたレベル以下の
信号は雑音であるとみなし、この雑音を低域通過フィル
タに入力することにより雑音の平均電力を計算し、その
結果を第１の閾値発生回路２５に送出する。

従って、雑音の平均電力を計算する際に除外される音声
信号とは、後述の比較回路の出力が１でありかつ、予め
定められたレベル以上の信号レベルを有する信号である
。第１の閾値発生回路２５では、電力計算回路２４から
の出力を定数倍することにより、レベル検出回路２６で
使用される第１の閾値としてＴＨＩと、ＴＨＩより数ｄ
Ｂ（−６〜１０位い）高い所にＴＨ２とを設定し、レベ
ル検出回路２６へ送出する。

レベル検出回路２６では整流回路２３の出力と、第１の
閾値発生回路２５より送出される第１の閾値ＴＨ１，Ｔ
Ｈ２とを比較し、整流回路の出力がＴＨ２より大きい場
合には入力信号が音声信号である確率が高いので＋２、
ＴＨ２とＴＨＩとの間に位置する場合には入力信号が音
声信号である確率と雑音である確率とかはぼ等しいかあ
るいは前者が少し高い橿であるので＋１．ＴＨＩより小
さい場合には入力信号が雑音である確率が高いので−１
を出力する。累積回路２７では、レベル検出回路２６の
出力を累積しておりその累積値を比較回路２８へ送出す
る。比較回路２８では、後述する第２の閾値発生回路２
９から出力される第２の閾値（ＴＩ３）と前記累積値と
を比較し、後者が前者よりも大きい場合には入力信号が
音声信号であると判定し、＋１を、また、前者が後者よ
りも大きい場合には入力信号は雑音であると判定し、０
を出力する。第２の閾値発生回路２９では、前記比較回
路２８で使用される音声信号判定用の第２の閾値（ＴＩ
３　）として、レベルの異なる閾値を２つ用意しておき
、前記比較回路２８の出力が００場合には高いレベルの
第２の閾値（ＴＨ３Ｈ）を発生し、また、前記比較回路
２８の出力が１の場合には低いレベルの第２の閾値（Ｔ
Ｈ３Ｌ）　　を発生し前記比較回路２８へ送出する。

可逆カウンタ３０では、前記比較回路２８の出力を入力
し、該入力信号が１の時にはカウンタの内容を１だけ増
加させ、００時にはカウンタの内容を１だけ減少させ前
記比較回路の出力を累積している。また、カウンタ設定
回路３１は前記比較回路の出力を監視しておりその出力
が１からＯに変化する時点を検出し、その時点で、前記
可逆カウンタ３０の内容を予め定められた値に設定する
。

判定回路３２では、前記可逆カウンタ３ｏの内容が予め
定められた値（通常はＯを用いる。）より大きい場合に
音声信号が検出されたとして１を出力端子３３を介して
外部に出力する。もちろん小さい場合にはＯを出力する
がこうすることにより前述のハングオーバーも付加され
ることになる。

第６図における電力計算回路２４及び第２の閾値発生回
路２５としては第８図の回路が使用でき、絶対値信号入
力端子５０．雑音判定レベル入力端子５１、比較回路出
力信号端子人力５２、比較器５３、論理和回路５４、乗
算器５５．５６．５７゜５８、被乗数入力端子５９．６
０．６１．６２．６３被乗数選択器６４、加算器６５、
リミッタ−６６゜６７．１語メモリー６８、ＴＨＩ出力
端子６９およびＴＨ２出力端子７０から構成されている
。絶対値入力信号は入力端子５ｏより入力され、一方は
乗算器５５へ、もう一方は比較器５３へ送られ　゛る。

比較器５３では、前記入力信号と入力端子５１より入力
される雑音利足レベルと比較され、前者が後者よりも大
きい場合に０、小さい場合に＋１を出力し、論理和回路
５４では、比較器５３の出力信号と、比較回路２８から
の出力信号を反転した信号との論理和がとられ、少なく
ともどちらか一方が＋１のときに＋１が出力され、乗算
器５６の制御信号及び、被乗数選択器６４の選択制御信
号となる。前記被乗数選択器６４では、前記選択制御信
号が＋１の時には被乗数入力端子５９より入力される被
乗数が選択され、またＯの時には被乗数入力端子６０よ
り入力される被乗数（現在はＯを用いている。）が選択
され乗算器５５の被乗数となる。

また、乗算器５５では、絶対値入力信号と前述のように
して選択された被乗数との積がとられ加算器６５へ送ら
れる。−力、乗算器５６では被乗数入力端子６１より入
力される被乗数１語メモリー６８の内容との積がとられ
加算器６５へ送られる。但し、論理和回路５４の出力が
Ｏの時はこの乗算は行なわず１語メモリー６８の内容が
そのまま出力される。そして、加算器６５で前述の乗算
器５５の出力と乗算器５６の出力との加算が行なわれそ
の結果がリミッタ−６６を介して１語メモＩＪ　−６８
に備えられる。また、それと同時（リミッタ−６６の出
力は乗算器５７により、被乗数入力端子６２より入力さ
れる被乗数との積がとられ、リミッタ−６７を介してＴ
ＨＩとして、出力端子６９より出力される。

また、リミッタ−６７の出力は、乗ｎ器５８で被乗数入
力端子６３より入力される被乗数との積がとられ、ＴＩ
２として、出力端子７ｏより出力される。

ここで、リミッタ−６６，６７を用いているのは１語メ
モリー６８の内容及び閾値（ＴＩ（ｌ）の可変領域を制
限することにより閾値調整速度を敏速Ｋかつ、音声検出
器の受信感度および感動レベル範囲を制限し、雑音に対
する免役性を保証するためである。

尚、電力計算回路２４は前述の様に絶対値信号を一次の
低域通過フィルタに通すことにより、雑音のレベルを算
出していたが、それは振幅分布がＧａｕｓｓ分布であり
分散がσ２である雑音をその絶対値をとって一次の低域
通過フィルタに通して得られる電力Ｐが次式で表す様に
近似的に雑音の振幅の実効値σに比例した値となるため
である。

ここでｊ′″’ｘｅ　　２σ２ｄｘ （ｘ”−ｙとおくと、２ｘｄｘ＝ｄｙ）ψ　１　　−− ＝ｆ　−ｅ　　２σ２ｄｙ ＝　σ２ ゆえに（１１式は次のようにな、η・。

中０８σ、　　　　　　　　　　（３）従って、前記処
理を施す事により、−次の低域通過フィルタの出力で雑
音の振幅の実効値σにほぼ比例した値が得られることが
わかる。

また、第６図の如く第２の閾値発生回路２９を設け、比
較回路２８で使用される第２の閾値（ＴＨ３）を２個用
意し、比較回路２８の出方を選択信号とし、該選択信号
が１の時には低いレベルの第２の閾ＩＫ（ＴＨ３Ｌ）　
を、ｏの時には高いレベルノ第２の閾値（ＴＨ３Ｈ）を
選択し使用しているが、これは比較回路２８の出方にヒ
ステリシスを設けることにより音声検出器の過剰な０Ｎ
−ＯＦＦ　　を避けるためである。

第６図で用いられる可逆カウンタ３０．力÷ンタ設定回
路３１及び判定回路３２としては、第９図の回路が使用
でき、大刀端子７１，１サンプル遅延回路７２、論理積
回路７３、カウンタ設定値入力端子７４、可逆カウンタ
７５、比較回路７６、閾値入力端子７７及び出力端子７
８から構成されており、破線で囲まれた３０，３１．３
２はそれぞれ第６図で示す可逆カウンタ、カウンタ設定
回路、判定回路を示している。入力端子７１より入力さ
れた入力信号は一方は可逆カウンタ７５へ、もう一方は
１サンプル遅延回路７２及び論理積回路７３へ送られる
。

論理積回路７３では現入力信号を反転した信号と１サン
プル時刻前の入力信号との積がとられ、その結果を可逆
カウンタ７５へ送出する。可逆カウンタ７５では入力信
号が１の時にはカウンタの内容を１だけ増加させ、また
、０の時にはカウンタの内容を１だけ減少させるととも
に、前記論理積回路の出力が１の時、すなわち、入力信
号が１から０に変化する時に、カウンタの内容を強制的
にカウンタ設定値入力端子７４から入力される予め定め
られた値に設定される。比較函７６では閾値入力端子７
７より入力される閾値（実際は０を使用している。）と
前記可逆カウンタ７５から出力されるカウンタの内容と
を比較し、カウンタの内容が大きい場合に１を出力端子
７８を介して外部に出力する。

〔発明が解決しようとする問題点２〕 以上のように従来の可変閾値音声検出回路ではＰＣＭ符
号で信号処理を行なっていることによりハードウェア規
模が増大しないこと、雑音レベルに応じた閾値力（得ら
れ、擬似信号に対して免疫性が強いこと、及び該閾値の
最大値、最少値を規定することにより受信感度や感動レ
ベル範囲を任意に設定できるという利点があるものの、
前記雑音レベルを算出するための電力計算回路の時定数
は、あまり大きくすると閾値の立上り、立下りが遅く誤
動作時間率（音声検出器が誤動作している時間的割合）
の増加に継かり、また、小さくすると閾値の立上り立下
りが早く話頭切断、話中脱落及び語尾欠落の原因になり
それらの兼合いで決定されていた。それ故エコーサプレ
ッサーと供に使用するときに生じる入力信号レベルの急
激な変化に対して、雑音電力計算回路の追従性が追いつ
かず、雑音を音声信号と誤まって誤検出する可能性が高
いという欠点がある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の可変閾値型音声検出器では、入力信号に含まれ
る雑音の振幅値が予め定められた閾値より小さい場合に
は予め定められた小信号用時定数を発生させ、大きい場
合には予め定められた大信号用時定数を発生させる時定
数発生回路を有している。

〔実施例〕

次に、本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例であり、入力端子２０、符号
変換回路２２、整流回路２３、電力計算回路２４、第１
の閾値発生回路２５、レベル検出回路２６、累積回路２
７、比較回路２８、第２の閾値発生回路２９、可逆カウ
ンタ３０、カウンタ設定回路３１、判定回路３２、出力
端子３３、及び時定数選択回路３４から構成されている
。

ここで、整流回路２３、電力計算回路２４、第１の閾値
発生回路２５、レベル検出回路２６、累積回路２７、比
較回路２８、第２の閾値発生回路２９、可逆カウンタ３
０、カウンタ設定回路３１゜判定回路３２の各々は第６
図の各々と同一である。

また、符号変換回路２２は後続する回路での信号処理に
適した符号に入力信号を符号変換するための回路であり
、入力信号がＡ−Ｌａｗ信号であれば、第６図で説明し
た偶数ピット反転回路と符号変換回路の機能を有する回
路である。

第６図に示す従来形音声検出器と第１図の本発明の音声
検出器との相違点は、本発明の音声検出器に、入力信号
に含まれる雑音の振幅値に応じて適応的に時定数を選択
し出力する時定数選択回路が付加されている点である。

音声検出のメカニズムの詳細は第６図で説明した従来形
音声検出器の動作の説明の部分に譲り、以下本発明の重
要点である電力計算回路の雑音レベル変動に対する追従
性を中心に説明する。

本発明における電力計算回路２４、第１の閾値発生回路
２５及び時定数選択回路３４としては、第２図の回路が
使用でき、点線で囲まれた部分８０が時定数選択回路３
４を示し、点線で囲まれた部分８１が第１の閾値発生回
路２５を示し、その他の部分が電力計算回路２４を示し
ている。

時定数選択回路３４以外の部分は、第６図の従来の可変
閾値型音声検出器の各々と同じ動作を示すためここでは
動作説明を省略し、時定数選択回路３４のみを説明する
。

第２図において、７１はレベル判定閾値入力端子、７２
は比較器、７３は１語メモリー、７４は論理積回路、７
６は小信号用時定数入力端子、７７は大信号用時定数入
力端子、７８は選択回路をそれぞれ示している。

比較器７２では、整流され絶対値信号となった入力信号
と入力端子７１より入力されるレベル判定閾値とを比較
し前者が大きい場合には１を小、さい場合には０をそれ
ぞれ出力する。

論理積回路７４では、比較器７２の出力と、１語メモリ
ー７３により１サンプリング時刻だけ遅延された比較器
７２の出力との論理積をとる。

選択回路７８では、論理積回路７５の出力を制御信号と
し、制御信号か００場合には入力端子７６より入力され
る小信号用時定数を選択し、制御信号が１の場合には入
力端子７７より入力される大信号用時定数を選択し、電
力計算回路の乗算器５６の係数として出力する。

以上の様に、本発明の時定数選択回路３４により雑音の
振幅値に応じて電力計算回路の時定数（を力計算回路２
４０乗算器５６の係数）を適応的に変動させることがで
きる。すなわち、小信号に対しては第１の閾値ＴＨＩ、
ＴＨ２をそれほど変動させる必要がないので時定数とし
て大きな値を、また、大信号に対しては第１の閾値ＴＨ
Ｉ。

ＴＨ２を早く変動させたいので時定数として小さな値を
それぞれ用いれば、雑音のレベル変動に対して追従性の
良い電力計算回路が実現できる。

尚、従来の可変閾値型音声検出器と同様に、本発明の町
変閾櫃型音声検出器における電力計算回路の乗算器５６
も入力信号が音声信号であれは乗算が行なわれず、−語
メモリ６８の値がそのまま加算器６５に出力される。従
りて入力信号が音声信号であれば第１の閾値ＴＨ１，Ｔ
Ｈ２は保持されている。

ここで、ＤＳＩ装置がエコーサプレッサを介して電話回
線に接続される場合を想定し、第３図（ａｔの波形９０
で示す信号か入力する場合を例にとって説明する。図に
おいて時刻Ｔ’ｌ　　からＴ２　　までがエコーサプレ
ッサがＯＮになっている状態（回線断無人力時）であり
時刻Ｔ３以後罠音声信号か入力すると仮定する。波形９
０が到来すると符号変換回路２２により信号処理に適し
た符号に符号変換され整流回路２３により大きさのみを
表わす絶対値信号に変換される。

時定数選択回路３４では、絶対値信号となった入力信号
を入力し、第３図（ａｌで示すレベル判定閾１直９１よ
り大きい信号に対しては大信号用時定数を選択し、小さ
い信号に対しては小信号用時定数を選択し電力計算回路
２４に出力する。

同、第３図（ａ）の９２で示すのが入力信号が雑音であ
るのか音声信号であるのかの判定基準となる雑音判定レ
ベルである。その結果、電力計算回路２４の出力で雑音
レベルとして第３図（ｂ）で示す波形９３の様に入力信
号波形の　絡線を示す様な波形が得られ、この雑音レベ
ルから第１の閾値ＴＨ１゜ＴＨ２が生成される。

ところで第３図（ｂ）で示す波形９４は小信号用時定数
を用いた従来の可変閾値型音声検出器により得られる雑
音レベルであり、両者を比較するとエコーサプレッサが
ＯＮになっている区間（時刻ＴｌからＴ２　までの時間
）で両者は一致するが、時刻Ｔｏ　からＴ＋　　までと
、Ｔ２　からＴ３　　まですなわちレベル判定閾値９１
を超える振幅値が多くなる大信号区間では両者は異なり
、本発明による電力計算回路の出力（第３図（ｔ）ｌの
９３で示す波形）の方が雑音レベルの変動に対する追従
性が良いことがわかる。

レベル検出回路２６で絶対値信号となった入力信号と第
１の閾値ＴＨＩおよびＴＨ２と比較されその結果第３図
（Ｃ）で示す波形９５の様な出力が累積回路２７の出力
として得られたとすると、比較回路２８では、累積回路
２７の出力と第３図（Ｃ）の波形９７で示す第２の閾値
ＴＨ３とが比較される。

その結果、時刻Ｔ４　になって始めて累積回路２７の出
力の方が第２の閾値ＴＨ３より大きくなり第３図（ｃｌ
で示す波形９８の様に可逆カウンタ３０の内容が増加し
てゆく音声信号が検出されることになる。

ところで第３図忙）で示す波形９６は従来の可変閾値型
音声検出器による累積回路の出力であり、エコーサプレ
ッサがＯＮからＯＦＦになる時（時刻Ｔ２）、電力計算
回路での雑音電力計算が雑音レベルの変動に追従できな
いので、累積回路の出力が大となり、雑音を音声信号と
誤って検出してしまう可能性が大となることがよくわか
る。

ところが本発明の音声検出器では雑音の振幅値が予め定
められたレベル利足用の閾値よりも大きい場合には短い
時定数を用い、小さい場合には長い時定数を用いること
により上述の欠点を補償している。

〔発明の効果〕

以上説明したよ５に本発明は、入力信号に含まれる雑音
の振幅値が予め定められた閾値よりも大きい場合には小
さな時定数を用い、予め定められた閾値よりも小さい場
合には大きな時定数を用い雑音電力を計算することによ
り、雑音電力計算回路の雑音レベル変動に対する追従性
を向上させ、雑音レベルの急激な変動時に生じる誤動作
を低減させる効果がある。

同、本発明では時定数選択用の閾値として１つ用意し、
小信号用の時定数と大信号用の時定数とを使い分けてい
たが、閾値をさらに追加し、使用する時定数を増加させ
ても雑音の振幅値に応じて時定数を使い分ければ本発明
と本質的には同じであり、本発明に含まれる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の可変閾値型音声検出器を示すブロック
であり、第２図は第１図の１部を示す図、第３図はＪｒ
Ｈ図の動作説明を行なう図、第４図は第１の従来の音声
検出器を示す図、第５図は第４図の動作説明を行なう図
、第６図は第２の従来の音声検出器を示す図、第７図は
符号変換方法を示す図、第８図、第９図は第６図の１部
を示す図である。 図において、２０は入力端子、２１は偶数ビット反転回
路、２２は符号変換回路、２３は整流回路、２６はレベ
ル検出回路、２７は累積回路、２８は比較回路、２９は
第２の閾値発生回路、３０は可逆カウンタ、３１はカウ
ンタ設定回路、３２は判定回路、３３は出力端子、３４
は時定数選択回路である。 ｒ’　ｌ　　、；ニア５二′、 代理人　弁理士　　内　原　　　晋゛′°、−・７第　
３　図 第５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 標本時刻毎に入力する入力信号と閾値との大小関係によ
   り音声信号の有無を判定する音声検出器において、前記
   入力信号に含まれる雑音の振幅値に応じて時定数を適応
   的に変え該雑音電力を求める手段と、前記雑音電力に応
   じて２つの第１の閾値を発生する手段と、前記入力信号
   と前記２つの第１の閾値とを比較し比較結果を数値化し
   て累積する手段と、該累積する手段の出力を第２の閾値
   と比較し比較結果を示す信号を出力する比較手段と、該
   比較手段の出力が「大」から「小」へ変化した時刻を検
   出し、この変化時刻の直後からのあらかじめ定められた
   長さの期間と前記比較手段の出力が「大」である期間だ
   け「音声有」を示す判定信号を出力する判定手段と、あ
   らかじめ定められた高い値と低い値とが入力され、前記
   判定手段より供給される前記判定信号が「音声有」を示
   す場合には前記低い値を、そうでない場合には前記高い
   値を前記第２の閾値として前記比較手段に供給する手段
   とを少くとも備えたことを特徴とする時定数変動型可変
   閾値音声検出器。