JPH0462785A - マグネトロン駆動電源 - Google Patents
マグネトロン駆動電源Info
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- JPH0462785A JPH0462785A JP17030990A JP17030990A JPH0462785A JP H0462785 A JPH0462785 A JP H0462785A JP 17030990 A JP17030990 A JP 17030990A JP 17030990 A JP17030990 A JP 17030990A JP H0462785 A JPH0462785 A JP H0462785A
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- JP
- Japan
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- voltage
- time
- switching element
- resonant
- vce
- Prior art date
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- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 18
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 abstract description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 6
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000009730 filament winding Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の目的]
(産業上の利用分野)
この発明は、電子レンジ等用のマグネトロンを駆動する
マグネトロン駆動電源に関する。
マグネトロン駆動電源に関する。
(従来の技術)
電子レンジ用のマグネトロン駆動電源には、マイクロ波
出力を連続的に可変制御することのてきるインバータ電
源が多用されており、また、このインバータの中でも、
ノイズ発生等が少ない共振型スイッチング回路を備え、
且つスイッチング素子がオンのタイミングでは他励型で
動作し、オフの状態では自励型となる準Eクラスインバ
ータが多く用いられている。このような準Eクラスイン
バータにおいては、自励状態にある時間は電源出力(マ
グネトロン入力)やマグネトロンの温度等によっても変
ってくる。このため、自励状態に同期してスイッチング
素子を他励てオン駆動するためには、周期検出を行う必
要がある。
出力を連続的に可変制御することのてきるインバータ電
源が多用されており、また、このインバータの中でも、
ノイズ発生等が少ない共振型スイッチング回路を備え、
且つスイッチング素子がオンのタイミングでは他励型で
動作し、オフの状態では自励型となる準Eクラスインバ
ータが多く用いられている。このような準Eクラスイン
バータにおいては、自励状態にある時間は電源出力(マ
グネトロン入力)やマグネトロンの温度等によっても変
ってくる。このため、自励状態に同期してスイッチング
素子を他励てオン駆動するためには、周期検出を行う必
要がある。
第3図は、上述の準Eクラスインバータを用いた従来の
マグネトロン駆動電源における同期検出法を示している
。なお、第3図は、後述する第2図中の入力直流電圧(
以下、供給電圧ともいう)VDCとスイッチング素子の
コレクタ・エミッタ間に現われる共振波形電圧(以下、
共振電圧ともいう)VCEとの交叉点近傍の拡大図に相
当している。
マグネトロン駆動電源における同期検出法を示している
。なお、第3図は、後述する第2図中の入力直流電圧(
以下、供給電圧ともいう)VDCとスイッチング素子の
コレクタ・エミッタ間に現われる共振波形電圧(以下、
共振電圧ともいう)VCEとの交叉点近傍の拡大図に相
当している。
第3図において、供給電圧VDCは一定電圧しベルの直
線で示されているが、後述するように、実際には、商用
交流電源からの交流電圧を整流した後、L、Cのフィル
タ回路を通したものでリップル電圧が重畳している。
線で示されているが、後述するように、実際には、商用
交流電源からの交流電圧を整流した後、L、Cのフィル
タ回路を通したものでリップル電圧が重畳している。
また、共振電圧VCEのうち、C波形電圧は、電源出力
(マグネトロン入力電力)の大きい状態で後述する高周
波トランスの一次巻線に存在するリーケージインダクタ
ンスに蓄積されるエネルギーが大きく、共振電圧VCE
の振幅が供給電圧VDCよりも大きくなる場合を示して
いる。これに対し、b、cの各波形電圧は、マグネトロ
ン人力電力が小さい状態で後述する高周波トランスの一
次巻線に存在するリーケージインダクタンスに蓄積され
るエネルギーが小さく、共振電圧VCEの振幅が供給電
圧VDCよりも小さくなる場合を示している。
(マグネトロン入力電力)の大きい状態で後述する高周
波トランスの一次巻線に存在するリーケージインダクタ
ンスに蓄積されるエネルギーが大きく、共振電圧VCE
の振幅が供給電圧VDCよりも大きくなる場合を示して
いる。これに対し、b、cの各波形電圧は、マグネトロ
ン人力電力が小さい状態で後述する高周波トランスの一
次巻線に存在するリーケージインダクタンスに蓄積され
るエネルギーが小さく、共振電圧VCEの振幅が供給電
圧VDCよりも小さくなる場合を示している。
そして、このような供給電圧VDCと、a −C等の各
共振電圧VCEとの関係において、共振電圧VCEが供
給電圧VDCに比べて十分小さく、例えば、共振電圧V
CEの値が供給電圧VDCの20%まで下った点を同期
検出点とし、この時点てスイッチング素子をオン駆動す
るようにしていた。
共振電圧VCEとの関係において、共振電圧VCEが供
給電圧VDCに比べて十分小さく、例えば、共振電圧V
CEの値が供給電圧VDCの20%まで下った点を同期
検出点とし、この時点てスイッチング素子をオン駆動す
るようにしていた。
(発明が解決しようとする課題)
共振型スイッチング回路を備えた準Eクラスインバータ
ては、共振電圧VCEが高い電圧値のタイミンクでスイ
ッチング素子をオン駆動すると、共振コンデンサの充電
電圧をスイッチング素子で引抜くことになってスイッチ
ングロスが大きくなり、スイッチング素子の破損等を招
くおそれがある。このため、前述のように、従来のマグ
ネトロン駆動電源では、共振電圧VCEの値が供給電圧
VDCの例えば20%まで下った点を同期検出点とし、
この時点てスイッチング素子をオン駆動させていた。し
かし、第3図に示すように、共振電圧VCEのうち、同
期検出点近傍において急峻な傾斜を持つC波形電圧では
、駆動回路等による遅れ等も考えると共振電圧VCEの
値か十分小さくなった時点てスイッチング素子をオン駆
動させることができるが、同期検出点近傍において緩や
かな傾斜を持つb波形電圧では、共振電圧VCEの最小
値よりも高い電圧レベル点てスイッチング素子をオン駆
動させることになる。このため、b波形電圧の場合は、
スイッチングロスが最小になるように動作させていると
は云えない。また、C波形電圧の場合は、同期検出を行
うことができない。
ては、共振電圧VCEが高い電圧値のタイミンクでスイ
ッチング素子をオン駆動すると、共振コンデンサの充電
電圧をスイッチング素子で引抜くことになってスイッチ
ングロスが大きくなり、スイッチング素子の破損等を招
くおそれがある。このため、前述のように、従来のマグ
ネトロン駆動電源では、共振電圧VCEの値が供給電圧
VDCの例えば20%まで下った点を同期検出点とし、
この時点てスイッチング素子をオン駆動させていた。し
かし、第3図に示すように、共振電圧VCEのうち、同
期検出点近傍において急峻な傾斜を持つC波形電圧では
、駆動回路等による遅れ等も考えると共振電圧VCEの
値か十分小さくなった時点てスイッチング素子をオン駆
動させることができるが、同期検出点近傍において緩や
かな傾斜を持つb波形電圧では、共振電圧VCEの最小
値よりも高い電圧レベル点てスイッチング素子をオン駆
動させることになる。このため、b波形電圧の場合は、
スイッチングロスが最小になるように動作させていると
は云えない。また、C波形電圧の場合は、同期検出を行
うことができない。
上述のように、従来のマグネトロン電源における同期検
出方式は、マグネトロン人力電力か変ると同期検出点に
ばらつきが生じてスイッチングロスが最小になるように
動作させているとは云えない場合があり、また、マグネ
トロン人力電力を成るレベル以下に可変すると同期検出
を行うことができない場合があるという問題があった。
出方式は、マグネトロン人力電力か変ると同期検出点に
ばらつきが生じてスイッチングロスが最小になるように
動作させているとは云えない場合があり、また、マグネ
トロン人力電力を成るレベル以下に可変すると同期検出
を行うことができない場合があるという問題があった。
そこで、この発明は、安定して同期検出を行うことがで
きるとともとにスイッチングロスを小さくすることがで
き、さらにマグネトロン入力電力の可変範囲を広くする
ことのできるマグネトロン駆動電源を提供することを目
的とする。
きるとともとにスイッチングロスを小さくすることがで
き、さらにマグネトロン入力電力の可変範囲を広くする
ことのできるマグネトロン駆動電源を提供することを目
的とする。
[発明の構成]
(課題を解決するための手段)
この発明は上記課題を解決するために、人力直流電圧を
スイッチング素子て周期的にスイッチングした交流電圧
が共振波形電圧となる共振型スイッチング回路において
、前記共振波形電圧が前記入力直流電圧よりも小となっ
た時点から所定時間の遅延後に前記スイッチング素子を
オン駆動する駆動信号を出力する駆動手段を有すること
を要旨とする。
スイッチング素子て周期的にスイッチングした交流電圧
が共振波形電圧となる共振型スイッチング回路において
、前記共振波形電圧が前記入力直流電圧よりも小となっ
た時点から所定時間の遅延後に前記スイッチング素子を
オン駆動する駆動信号を出力する駆動手段を有すること
を要旨とする。
(作用)
共振型スイッチング回路に現われる共振波形電圧が、ス
イッチングされる入力直流電圧よりも小となる時点の検
出により、共振波形電圧の振幅レベル、云換えればマグ
ネトロンの動作状態に関わりなく安定した同期検出が行
われる。また、この検出時点から所定時間の遅延後にス
イッチング素子をオン駆動させることにより、共振波形
電圧の最小レベルでスイッチング素子をオン駆動させる
ことが可能となってスイッチングロスを小さく抑えるこ
とが可能となる。
イッチングされる入力直流電圧よりも小となる時点の検
出により、共振波形電圧の振幅レベル、云換えればマグ
ネトロンの動作状態に関わりなく安定した同期検出が行
われる。また、この検出時点から所定時間の遅延後にス
イッチング素子をオン駆動させることにより、共振波形
電圧の最小レベルでスイッチング素子をオン駆動させる
ことが可能となってスイッチングロスを小さく抑えるこ
とが可能となる。
(実施例)
以下、この発明の実施例を第1図及び第2図に基づいて
説明する。
説明する。
まず、マグネトロン駆動電源の構成を説明すると、第1
図において、1は商用交流電源であり、この商用交流電
源]からの交流電圧が整流ブリッジ2て整流されたのち
、チョークコイル3及び平滑コンデンサ4て平滑されて
供給電圧VDCが得られるようになっている。5はトラ
ンジスタからなるスイッチング素子であり、スイッチン
グ素子5のコレクタ・エミッタ間に並列にフリーホイー
リングダイオード6及び共振コンデンサ7が接続されて
共振型スイッチング回路が構成されている。
図において、1は商用交流電源であり、この商用交流電
源]からの交流電圧が整流ブリッジ2て整流されたのち
、チョークコイル3及び平滑コンデンサ4て平滑されて
供給電圧VDCが得られるようになっている。5はトラ
ンジスタからなるスイッチング素子であり、スイッチン
グ素子5のコレクタ・エミッタ間に並列にフリーホイー
リングダイオード6及び共振コンデンサ7が接続されて
共振型スイッチング回路が構成されている。
10は高周波トランスであり、1次巻線8.2次巻線9
及びフィラメント巻線11が備えられている。供給電圧
VDCが高周波トランス10の1次巻線8を介してスイ
ッチング素子5のコレクタに供給されている。また、2
次巻線9には、倍電圧コンデンサ12と高電圧整流ダイ
オード13.14て構成された倍電圧整流回路か接続さ
れ、その整流電圧がマグネトロン15のアノード・カッ
ド間にアノード電圧として印加されるようになっている
。フィラメント巻線11からのフィラメント電圧は、マ
グネトロン15のフィラメントに供給されている。
及びフィラメント巻線11が備えられている。供給電圧
VDCが高周波トランス10の1次巻線8を介してスイ
ッチング素子5のコレクタに供給されている。また、2
次巻線9には、倍電圧コンデンサ12と高電圧整流ダイ
オード13.14て構成された倍電圧整流回路か接続さ
れ、その整流電圧がマグネトロン15のアノード・カッ
ド間にアノード電圧として印加されるようになっている
。フィラメント巻線11からのフィラメント電圧は、マ
グネトロン15のフィラメントに供給されている。
一方、上述のような共振型スイッチング素子を備えたイ
ンバータに対し、そのスイッチング素子5をオン駆動す
るための駆動手段か次のように構成されている。
ンバータに対し、そのスイッチング素子5をオン駆動す
るための駆動手段か次のように構成されている。
即ち、まず、共振電圧VCEと供給電圧VDCとを比較
し、共振電圧VCEが供給電圧VOCよりも小となるタ
イミングを検出するためのコンパレータ16が配設され
ている。コンパレータ16の反転入力端子(−)には共
振電圧VCEが加えられ、非反転入力端子(+)には供
給電圧VOCが加えられている。コンパレータ16の出
力端子はC,Hの微分回路17を介して所定時間の遅延
をとるためのディジタルタイマ18に接続されている。
し、共振電圧VCEが供給電圧VOCよりも小となるタ
イミングを検出するためのコンパレータ16が配設され
ている。コンパレータ16の反転入力端子(−)には共
振電圧VCEが加えられ、非反転入力端子(+)には供
給電圧VOCが加えられている。コンパレータ16の出
力端子はC,Hの微分回路17を介して所定時間の遅延
をとるためのディジタルタイマ18に接続されている。
ディジタルタイマ18の出力端子はR−Sフリップフロ
ップからなる制御回路19のセット端子Sに接続されて
いる。また、制御回路19の出力端子Qとリセット端子
Rとの間にはスイッチング素子5のオン時間制御用のオ
ン時間制御回路20が接続されている。そして制御回路
19の出力端子Qかドライバ21に接続され、ドライバ
21から出力される駆動信号がスイッチング素子5のベ
ース端子に与えられるようになっている。
ップからなる制御回路19のセット端子Sに接続されて
いる。また、制御回路19の出力端子Qとリセット端子
Rとの間にはスイッチング素子5のオン時間制御用のオ
ン時間制御回路20が接続されている。そして制御回路
19の出力端子Qかドライバ21に接続され、ドライバ
21から出力される駆動信号がスイッチング素子5のベ
ース端子に与えられるようになっている。
上述のコンパレータ16、微分回路17、ディジタルタ
イマ18、制御回路19、オン時間制御回路20及びド
ライバ21により駆動手段が構成されている。
イマ18、制御回路19、オン時間制御回路20及びド
ライバ21により駆動手段が構成されている。
次に、第2図を用いて、上述のように構成されたマグネ
トロン駆動電源の動作を説明する。
トロン駆動電源の動作を説明する。
コンパレータ16でスイッチング素子5のコレクタ・エ
ミッタ間に現われる共振電圧VCEと供給電圧VDCと
が比較され(第2図(a))、共振電圧VCEが供給電
圧VDCよりも小となったタイミングでコンパレータ1
6の出力がHレベルとなる(同図(b))。微分回路1
7で、そのHレベルの立上りが微分され、その微分信号
がディジタルタイマ18に入力される。ディジタルタイ
マ18は微分信号の入力時点から計時を開始し、所定時
間の遅延後にデイレイ信号を出力する(同図(C))。
ミッタ間に現われる共振電圧VCEと供給電圧VDCと
が比較され(第2図(a))、共振電圧VCEが供給電
圧VDCよりも小となったタイミングでコンパレータ1
6の出力がHレベルとなる(同図(b))。微分回路1
7で、そのHレベルの立上りが微分され、その微分信号
がディジタルタイマ18に入力される。ディジタルタイ
マ18は微分信号の入力時点から計時を開始し、所定時
間の遅延後にデイレイ信号を出力する(同図(C))。
ディジタルタイマ18による遅延時間は、共振電圧VC
Eが供給電圧VOCよりも小となったタイミングからそ
の共振電圧VCEが最小レベルとなる時点までに選ばれ
る(第3図参照)。制御回路19はディジタルタイマ1
8か“らのデイレイ信号をセット端子Sに受け、オン時
間制御回路20との協働により、その出力端子Qから所
定時間Hレベルの信号を出力し、この信号によりドライ
バ21からスイッチング素子5をオン駆動する駆動信号
が出力される(同図(d))。
Eが供給電圧VOCよりも小となったタイミングからそ
の共振電圧VCEが最小レベルとなる時点までに選ばれ
る(第3図参照)。制御回路19はディジタルタイマ1
8か“らのデイレイ信号をセット端子Sに受け、オン時
間制御回路20との協働により、その出力端子Qから所
定時間Hレベルの信号を出力し、この信号によりドライ
バ21からスイッチング素子5をオン駆動する駆動信号
が出力される(同図(d))。
上述のように、スイッチング素子5のコレクタ・エミッ
タ間に現われる共振電圧VCEが供給電圧VDCよりも
小となるタイミングの検出により共振電圧VCEの振幅
レベル、云換えればマグネトロン15の動作状態に関わ
りなく安定した同期検出が可能となる。このことは第3
図からも明らかである。そして、共振電圧VCEが供給
電圧VDCのレベル以下となった後は、その共振電圧V
CEの波形は次式により表わされる。
タ間に現われる共振電圧VCEが供給電圧VDCよりも
小となるタイミングの検出により共振電圧VCEの振幅
レベル、云換えればマグネトロン15の動作状態に関わ
りなく安定した同期検出が可能となる。このことは第3
図からも明らかである。そして、共振電圧VCEが供給
電圧VDCのレベル以下となった後は、その共振電圧V
CEの波形は次式により表わされる。
VCE−VDC−exp (−k t) s]n
(ωt)但し、ω:共振型スイッチング回路の共振角速
度に、減衰定数 したかって、前述のように、ディジタルタイマ18によ
る遅延時間を、共振電圧■CEが供給電圧■DCよりも
小となったタイミングから、上記(1)式で示される共
振電圧VCE波形の最小レベル点までに選ぶことにより
、共振電圧VCHの最小レベルでスイッチング素子5を
オン駆動させることが可能となってスイッチングロスが
小さく抑えられる。
(ωt)但し、ω:共振型スイッチング回路の共振角速
度に、減衰定数 したかって、前述のように、ディジタルタイマ18によ
る遅延時間を、共振電圧■CEが供給電圧■DCよりも
小となったタイミングから、上記(1)式で示される共
振電圧VCE波形の最小レベル点までに選ぶことにより
、共振電圧VCHの最小レベルでスイッチング素子5を
オン駆動させることが可能となってスイッチングロスが
小さく抑えられる。
[発明の効果〕
以上説明したように、この発明によれば、共振型スイッ
チング回路に現われる共振波形電圧が入力直流電圧より
も小となった時点から所定時間の遅延後にスイッチング
素子をオン駆動する駆動信号を出力する駆動手段を具備
させたため、マクネトロンの動作状態に関わりなく安定
して同期検出を行うことかてきてマクネトロン入力電力
の可変範囲を広くすることができる。また、共振波形電
圧の最小レベルでスイッチング素子をオン駆動させるこ
とが可能となってスイッチングロスを小さく抑えること
ができる。
チング回路に現われる共振波形電圧が入力直流電圧より
も小となった時点から所定時間の遅延後にスイッチング
素子をオン駆動する駆動信号を出力する駆動手段を具備
させたため、マクネトロンの動作状態に関わりなく安定
して同期検出を行うことかてきてマクネトロン入力電力
の可変範囲を広くすることができる。また、共振波形電
圧の最小レベルでスイッチング素子をオン駆動させるこ
とが可能となってスイッチングロスを小さく抑えること
ができる。
第1図はこの発明に係るマグネトロン駆動電源の実施例
を示す回路図、第2図は上記マグネトロン駆動電源の動
作を説明するための各信号のタイミングチャート、第3
図は従来のマグネトロン駆動電源における同期検出法を
説明するための図である。 2:チョークコイル及び平滑コンデンサとともに入力直
流電圧を得るための整流ブリッジ、3:チョークコイル
、 4:平滑コンデンサ、5:共振コンデンサ等とと
もに共振型スイッチング回路を構成するスイッチング素
子、7:共振コンデンサ、 15:マグネトロン、1
6:コンパレータ、 17:微分回路、18;ディ
ジタルタイマ、 19:制御回路、20:オン時間制
御回路、 21:コンパレータ、微分回路、ディジタルタイマ、制
御回路及びオン時間制御回路とともに駆動手段を構成す
るドライバ。
を示す回路図、第2図は上記マグネトロン駆動電源の動
作を説明するための各信号のタイミングチャート、第3
図は従来のマグネトロン駆動電源における同期検出法を
説明するための図である。 2:チョークコイル及び平滑コンデンサとともに入力直
流電圧を得るための整流ブリッジ、3:チョークコイル
、 4:平滑コンデンサ、5:共振コンデンサ等とと
もに共振型スイッチング回路を構成するスイッチング素
子、7:共振コンデンサ、 15:マグネトロン、1
6:コンパレータ、 17:微分回路、18;ディ
ジタルタイマ、 19:制御回路、20:オン時間制
御回路、 21:コンパレータ、微分回路、ディジタルタイマ、制
御回路及びオン時間制御回路とともに駆動手段を構成す
るドライバ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力直流電圧を1つのスイッチング素子で周期的にス
イッチングした交流電圧が共振波形電圧となる共振型ス
イッチング回路において、 前記共振波形電圧が前記入力直流電圧よりも小となった
時点から所定時間の遅延後に前記スイッチング素子をオ
ン駆動する駆動信号を出力する駆動手段を有することを
特徴とするマグネトロン駆動電源。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17030990A JPH0462785A (ja) | 1990-06-29 | 1990-06-29 | マグネトロン駆動電源 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17030990A JPH0462785A (ja) | 1990-06-29 | 1990-06-29 | マグネトロン駆動電源 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0462785A true JPH0462785A (ja) | 1992-02-27 |
Family
ID=15902587
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP17030990A Pending JPH0462785A (ja) | 1990-06-29 | 1990-06-29 | マグネトロン駆動電源 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0462785A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07155638A (ja) * | 1993-08-07 | 1995-06-20 | Hosokawa Alpine Ag | 微粒固形物を2つの粒子群に分離する方法及び装置 |
CN109661053A (zh) * | 2017-10-11 | 2019-04-19 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | 电磁加热器具、电磁加热系统及其同步控制装置 |
-
1990
- 1990-06-29 JP JP17030990A patent/JPH0462785A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07155638A (ja) * | 1993-08-07 | 1995-06-20 | Hosokawa Alpine Ag | 微粒固形物を2つの粒子群に分離する方法及び装置 |
CN109661053A (zh) * | 2017-10-11 | 2019-04-19 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | 电磁加热器具、电磁加热系统及其同步控制装置 |
CN109661053B (zh) * | 2017-10-11 | 2021-03-19 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | 电磁加热器具、电磁加热系统及其同步控制装置 |
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