JPH0445401Y2 - - Google Patents
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- JPH0445401Y2 JPH0445401Y2 JP3095186U JP3095186U JPH0445401Y2 JP H0445401 Y2 JPH0445401 Y2 JP H0445401Y2 JP 3095186 U JP3095186 U JP 3095186U JP 3095186 U JP3095186 U JP 3095186U JP H0445401 Y2 JPH0445401 Y2 JP H0445401Y2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 58
- 238000005086 pumping Methods 0.000 claims description 10
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 2
- 229910052724 xenon Inorganic materials 0.000 description 2
- FHNFHKCVQCLJFQ-UHFFFAOYSA-N xenon atom Chemical compound [Xe] FHNFHKCVQCLJFQ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
- 238000003466 welding Methods 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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- Discharge Lamps And Accessories Thereof (AREA)
Description
《考案の分野》
本考案は、大容量コンデンサを用いて負荷に対
する瞬時放電が行なわれるコンデンサ充電回路に
係り、特に大容量コンデンサの充電が交流入力を
整流倍圧として行なわれるコンデンサ充電回路に
関する。 《考案の背景》 この種の回路は感熱製版装置における閃光ラン
プや溶接機の電源として用いられており、第１図
には第１の従来回路が示されている。 同図において交流電源１０からこの回路に
100V／120Vの電圧が与えられており、その交流
入力電圧は充電抵抗１２およびスイツチ回路１４
を介して充電回路１５を供給されている。 この充電回路１５は正極倍電圧回路１６で形成
されており、その倍電圧回路１６はポンピングコ
ンデンサ１８−１，１８−２，１８−３，１８−
４，１８−５およびダイオード２０−１，２０−
２，２０−３，２０−４，２０−５，２０−６に
より構成されている。 そして倍電圧回路１６により交流入力電圧の整
流および６倍の昇圧が行なわれて充電回路１５で
は約700Vの充電電圧が得られており、放電回路
２２において直列接続されたコンデンサ２４−
１，２４−２がその充電回路１５により充電され
ている。 また放電回路２２の出力電圧がスイツチ制御回
路２６により監視されており、その出力電圧が約
700Vに達してコンデンサ２４−１，２４−２の
充電が完了したときに前記スイツチ回路１４がス
イツチ制御回路２６によりオフされている。 さらにコンデンサ２４−１，２４−２の充電が
完了すると、それらコンデンサ２４−１，２４−
２から瞬時放電電流が負荷２８に供給される。 従つてこの負荷２８が閃光感熱製版装置のキセ
ノンランプとされていた場合には、そのキセノン
ランプの閃光で感熱製版が行なわれる。 ここで、放電回路２２のコンデンサ２４−１，
２４−２に容量のアンバランスが生じている場合
には両コンデンサ２４−１，２４−２の充電電圧
に差異が生じ、その結果、過充電の可能性が生じ
てそれらの寿命が著しく低下する。 そこで従来においては、特公昭57−43358等で
示されるように第２図、第３図の回路が提案され
ている。 それらの回路の充電回路１５においては、正極
の倍電圧回路１６に対して負極の倍電圧回路３０
が、また放電回路２２においては正極のコンデン
サ２４に対して負極のコンデンサ３２が各々設け
られている。 更に倍電圧回路１６，３０は並列接続されて交
流電源１０に対し直列に挿入されており、コンデ
ンサ２４，３２は極性は合わせて直列接続されて
いる。 そしてコンデンサ２４，３２は倍電圧回路１
６，３０により各々充電されており、第２図にお
いては交流入力電圧100V／120Vが６倍に、第３
図においては交流入力電圧220V／240Vに充電回
路１５で各々昇圧されている。 なお、第２図の倍電圧回路１６はポンピングコ
ンデンサ１８−６，１８−７およびダイオード２
０−７，２０−８，２０−９，２０−１０によ
り、倍電圧回路３０はポンピングコンデンサ３４
−１，３４−２およびダイオード３６−１，３６
−２，３６−３，３６−４により各々構成されて
おり、また第３図において倍電圧回路１６はポン
ピングコンデンサ１８−８およびダイオード２０
−１１，２０−１２，２０−１３，２０−１４に
より、倍電圧回路３０はポンピングコンデンサ３
４−３およびダイオード３６−５，３６−６，３
６−７，３６−８により各々構成されている。 またスイツチ回路１４では主回路に挿入された
光サイリスタ３８が発光ダイオード４０によりオ
ンオフ制御されており、スイツチ制御回路２６で
は直流電源４２と可変抵抗４４とより得られた基
準電圧と放電回路２２の出力電圧とがコンパレー
タ４６で比較され、その比較出力によりスイツチ
回路１４の発光ダイオード４０が点灯制御されて
いる。 このように第２図、第３図の従来回路において
は、放電回路２２のコンデンサ２４，３２が倍電
圧回路１６，３０により各々充電されるので、そ
れらの充電電圧を等しくでき、その結果それらの
寿命低下が防止される。 しかしながらこれら第２図、第３従来回路に
は、コンデンサ２４，３２の充電時に生ずる損失
エネルギーがその充電電源電圧とともに増加する
という問題があつた。 第４図はこれを説明するもので、充電用直流電
源Ｂでは充電可能最高電圧E0が出力されており、
充電コンデンサＣには充電電圧Ｅが充電用直流電
源Ｂから充電抵抗Ｒを介して与えられる。 この第４図において充電抵抗Ｒで発生する充電
時の損失エネルギーelos［Ｊ］は elos＝CE・（2E0−Ｅ）／２ …第(1)式 で表わされ、その結果次の第１表が得られる。な
お次表において値Ｃにより充電コンデンサＣの容
量が［Ｆ］が示されている。
する瞬時放電が行なわれるコンデンサ充電回路に
係り、特に大容量コンデンサの充電が交流入力を
整流倍圧として行なわれるコンデンサ充電回路に
関する。 《考案の背景》 この種の回路は感熱製版装置における閃光ラン
プや溶接機の電源として用いられており、第１図
には第１の従来回路が示されている。 同図において交流電源１０からこの回路に
100V／120Vの電圧が与えられており、その交流
入力電圧は充電抵抗１２およびスイツチ回路１４
を介して充電回路１５を供給されている。 この充電回路１５は正極倍電圧回路１６で形成
されており、その倍電圧回路１６はポンピングコ
ンデンサ１８−１，１８−２，１８−３，１８−
４，１８−５およびダイオード２０−１，２０−
２，２０−３，２０−４，２０−５，２０−６に
より構成されている。 そして倍電圧回路１６により交流入力電圧の整
流および６倍の昇圧が行なわれて充電回路１５で
は約700Vの充電電圧が得られており、放電回路
２２において直列接続されたコンデンサ２４−
１，２４−２がその充電回路１５により充電され
ている。 また放電回路２２の出力電圧がスイツチ制御回
路２６により監視されており、その出力電圧が約
700Vに達してコンデンサ２４−１，２４−２の
充電が完了したときに前記スイツチ回路１４がス
イツチ制御回路２６によりオフされている。 さらにコンデンサ２４−１，２４−２の充電が
完了すると、それらコンデンサ２４−１，２４−
２から瞬時放電電流が負荷２８に供給される。 従つてこの負荷２８が閃光感熱製版装置のキセ
ノンランプとされていた場合には、そのキセノン
ランプの閃光で感熱製版が行なわれる。 ここで、放電回路２２のコンデンサ２４−１，
２４−２に容量のアンバランスが生じている場合
には両コンデンサ２４−１，２４−２の充電電圧
に差異が生じ、その結果、過充電の可能性が生じ
てそれらの寿命が著しく低下する。 そこで従来においては、特公昭57−43358等で
示されるように第２図、第３図の回路が提案され
ている。 それらの回路の充電回路１５においては、正極
の倍電圧回路１６に対して負極の倍電圧回路３０
が、また放電回路２２においては正極のコンデン
サ２４に対して負極のコンデンサ３２が各々設け
られている。 更に倍電圧回路１６，３０は並列接続されて交
流電源１０に対し直列に挿入されており、コンデ
ンサ２４，３２は極性は合わせて直列接続されて
いる。 そしてコンデンサ２４，３２は倍電圧回路１
６，３０により各々充電されており、第２図にお
いては交流入力電圧100V／120Vが６倍に、第３
図においては交流入力電圧220V／240Vに充電回
路１５で各々昇圧されている。 なお、第２図の倍電圧回路１６はポンピングコ
ンデンサ１８−６，１８−７およびダイオード２
０−７，２０−８，２０−９，２０−１０によ
り、倍電圧回路３０はポンピングコンデンサ３４
−１，３４−２およびダイオード３６−１，３６
−２，３６−３，３６−４により各々構成されて
おり、また第３図において倍電圧回路１６はポン
ピングコンデンサ１８−８およびダイオード２０
−１１，２０−１２，２０−１３，２０−１４に
より、倍電圧回路３０はポンピングコンデンサ３
４−３およびダイオード３６−５，３６−６，３
６−７，３６−８により各々構成されている。 またスイツチ回路１４では主回路に挿入された
光サイリスタ３８が発光ダイオード４０によりオ
ンオフ制御されており、スイツチ制御回路２６で
は直流電源４２と可変抵抗４４とより得られた基
準電圧と放電回路２２の出力電圧とがコンパレー
タ４６で比較され、その比較出力によりスイツチ
回路１４の発光ダイオード４０が点灯制御されて
いる。 このように第２図、第３図の従来回路において
は、放電回路２２のコンデンサ２４，３２が倍電
圧回路１６，３０により各々充電されるので、そ
れらの充電電圧を等しくでき、その結果それらの
寿命低下が防止される。 しかしながらこれら第２図、第３従来回路に
は、コンデンサ２４，３２の充電時に生ずる損失
エネルギーがその充電電源電圧とともに増加する
という問題があつた。 第４図はこれを説明するもので、充電用直流電
源Ｂでは充電可能最高電圧E0が出力されており、
充電コンデンサＣには充電電圧Ｅが充電用直流電
源Ｂから充電抵抗Ｒを介して与えられる。 この第４図において充電抵抗Ｒで発生する充電
時の損失エネルギーelos［Ｊ］は elos＝CE・（2E0−Ｅ）／２ …第(1)式 で表わされ、その結果次の第１表が得られる。な
お次表において値Ｃにより充電コンデンサＣの容
量が［Ｆ］が示されている。
【表】
この第１表によれば、電圧E0とともに損失elos
の増加することが理解され、その損失elosが
220V／240V仕様の場合には100V／120V仕様の
場合に対して２倍以上となるので、充電抵抗Ｒの
発熱の処理が問題となる。 このため第５図に示されるように交流入力電圧
（220V／240V）を所定の電圧（100V）へ低減す
るトランス４８の設けられる回路が従来において
提案されている。 しかしながらこの従来回路においては、トラン
ス４８の使用により装置の大型化、重量化、高価
格化を招くという問題があつた。 《考案の目的》 本考案は上記従来の課題に鑑みてなされたもの
であり、その目的は、充電電源電圧低減用トラン
スを用いることなく充電損失の増加を回避しなが
らできるこの種の回路を提供することにある。 《考案の構成》 上記目的を達成するために本考案は、 ポンピングコンデンサおよびダイオードにより
構成され交流入力を整流しながら倍昇圧する正極
と負極の倍電圧回路とが直列接続されて交流電源
に対し直列に挿入された充電回路と、 両倍電圧回路により各々充電される一対のコン
デンサが直列接続されることにより構成され、充
電済みの両コンデンサから負荷へ瞬時放電電流が
出力される放電回路と、 放電回路における前記両コンデンサの共通接続
点に中性点が接続され交流電源に両端が接続され
たバランサと、 を有することを特徴とする。 《実施例の説明》 以下、図面に基づいて本考案に係る回路の好適
な実施例を説明する。 第６図にはその第１実施例が示されており、本
回路では正極と負極の倍電圧回路１６，３０が直
列接続されて交流電源１０に対し直列に挿入され
ている。 そしてスイツチ回路１４の光サイクリスタ３８
がオンされると、交流電源１０の出力電圧V0
（AC220V／240V）が充電抵抗１２を介して正極
と負極の倍電圧回路１６，３０に与えられる。 これによりポンピングコンデンサ１８−７，３
４−１が0.5V0まで各々充電され、それらコンデ
ンサ１８−７，３４−１のポンピング作用により
ポンピングコンデンサ１８−６，３４−２が電圧
Ｖまで各々充電される。 このため放電回路２２のコンデンサ２４，３２
は電圧1.5V0まで各々充電される。 その後、放電回路２２の出力電圧が電圧3V0と
なるまでコンデンサ２４，３２が充電されると、
スイツチ制御回路２６が光サイリスタ３８がオフ
される。 その際にコンデンサ２４，３２および負荷２８
を含む放電回路が閉じられ、それらコンデンサ２
４，３２から瞬時放電電流が負荷２８に出力され
る。 このように入力電圧の３倍昇圧を行なう倍電圧
回路１６，３０が直列接続されてその直列回路に
交流電源１０の出力電圧V0が与えられるので、
充電抵抗１２で発生する損失エネルギーは第２表
から理解されるように従来における100V／120V
仕様のものと同様となる。
の増加することが理解され、その損失elosが
220V／240V仕様の場合には100V／120V仕様の
場合に対して２倍以上となるので、充電抵抗Ｒの
発熱の処理が問題となる。 このため第５図に示されるように交流入力電圧
（220V／240V）を所定の電圧（100V）へ低減す
るトランス４８の設けられる回路が従来において
提案されている。 しかしながらこの従来回路においては、トラン
ス４８の使用により装置の大型化、重量化、高価
格化を招くという問題があつた。 《考案の目的》 本考案は上記従来の課題に鑑みてなされたもの
であり、その目的は、充電電源電圧低減用トラン
スを用いることなく充電損失の増加を回避しなが
らできるこの種の回路を提供することにある。 《考案の構成》 上記目的を達成するために本考案は、 ポンピングコンデンサおよびダイオードにより
構成され交流入力を整流しながら倍昇圧する正極
と負極の倍電圧回路とが直列接続されて交流電源
に対し直列に挿入された充電回路と、 両倍電圧回路により各々充電される一対のコン
デンサが直列接続されることにより構成され、充
電済みの両コンデンサから負荷へ瞬時放電電流が
出力される放電回路と、 放電回路における前記両コンデンサの共通接続
点に中性点が接続され交流電源に両端が接続され
たバランサと、 を有することを特徴とする。 《実施例の説明》 以下、図面に基づいて本考案に係る回路の好適
な実施例を説明する。 第６図にはその第１実施例が示されており、本
回路では正極と負極の倍電圧回路１６，３０が直
列接続されて交流電源１０に対し直列に挿入され
ている。 そしてスイツチ回路１４の光サイクリスタ３８
がオンされると、交流電源１０の出力電圧V0
（AC220V／240V）が充電抵抗１２を介して正極
と負極の倍電圧回路１６，３０に与えられる。 これによりポンピングコンデンサ１８−７，３
４−１が0.5V0まで各々充電され、それらコンデ
ンサ１８−７，３４−１のポンピング作用により
ポンピングコンデンサ１８−６，３４−２が電圧
Ｖまで各々充電される。 このため放電回路２２のコンデンサ２４，３２
は電圧1.5V0まで各々充電される。 その後、放電回路２２の出力電圧が電圧3V0と
なるまでコンデンサ２４，３２が充電されると、
スイツチ制御回路２６が光サイリスタ３８がオフ
される。 その際にコンデンサ２４，３２および負荷２８
を含む放電回路が閉じられ、それらコンデンサ２
４，３２から瞬時放電電流が負荷２８に出力され
る。 このように入力電圧の３倍昇圧を行なう倍電圧
回路１６，３０が直列接続されてその直列回路に
交流電源１０の出力電圧V0が与えられるので、
充電抵抗１２で発生する損失エネルギーは第２表
から理解されるように従来における100V／120V
仕様のものと同様となる。
【表】
従つて本実施例においては、220V／240V仕様
とされたにも拘らず、第５図のトランス４８を使
用することなく、100V／120V仕様とされた第２
図の従来回路と同様なレベルに充電損失を抑制す
ることが可能となる。 その結果、その充電損失による発熱の処理が極
めて容易化される。 また第６図から理解されるように本実施例で
は、充電回路１５の前段側にこれと並列にチヨー
クコイル５０が接続されており、その中性点がコ
ンデンサ２４，３２の共通接続点に接続されてい
る。 従つてコンデンサ２４，３２の充電電位差によ
る電流はそれらコンデンサ２４，３２間を流れる
ことはなくチヨーツコイル５０へ流れ、このため
その電位差が解消されて両充電電圧がバランスさ
れる。 このようにチヨークコイル５０がコンデンサ２
４，３２のバランサとして用いられたので、それ
らコンデンサ２４，３２の寿命低下が防止され
る。 以上説明したように本実施例によれば、正極倍
電圧回路１６と負極倍電圧回路３０との直列回路
が交流電源１０に対して直列に挿入されるととも
に、それらにより各々充電される正極コンデンサ
２４と負極コンデンサ３２との充電電位差がチヨ
ークコイル５０により解消されるので、従来にお
けるトランサ４８の使用による装置の重量化、大
型化および高価格化を回避しながら充電損失を抑
制できるとともに、コンデンサ２４，３２の劣化
を防止して回路の信頼性を高めることを可能とな
る。 なお、コンデンサ２４，３２の充電電位差によ
りチヨークコイル５０へ流れる電流は一般に少な
く、このためチヨークコイル５０には電流容量が
極めて僅かな小型のものを使用できる。 従つてチヨークコイル５０の使用により装置の
高価格化は無視できる程度に抑えることが可能と
なる。 またこのチヨークコイル５０は第７図に示され
た第２実施例のように省略することも可能であ
る。 第７図実施例では他の用途で使用されているト
ランス５２の一次巻線が第６図のチヨークコイル
５０に代えて使用されている。 従つて本実施例によれば、装置の製造コストを
引下げることが可能となる。 なお本実施例においては一対の充電抵抗１２−
１，１２−２およびスイツチ回路１４−１，１４
−２が使用されており、スイツチ回路１４−１，
１４−２はスイツチ制御回路２６により連動制御
されている。 《考案の効果》 以上説明したように本考案によれば、直列接続
されて負荷に対し瞬時放電を行なう正極と負極の
コンデンサ間において生じた放電電位差により電
流を交流電源へ流してその解消を行なうバランサ
が設けられるとともに、それらコンデンサを各々
充電する正極と負極の倍電圧回路が直列化されて
交流電源に介して直列に挿入されたので、両コン
デンサの充電電位差による劣化を防止して装置の
信頼性を高めながら、装置の大型化、重量化およ
び高価格化を招くトランスを使用することなくそ
れらコンデンサに対する充電電圧を低減して充電
損失による発熱の処理を容易化することが可能と
なる。
とされたにも拘らず、第５図のトランス４８を使
用することなく、100V／120V仕様とされた第２
図の従来回路と同様なレベルに充電損失を抑制す
ることが可能となる。 その結果、その充電損失による発熱の処理が極
めて容易化される。 また第６図から理解されるように本実施例で
は、充電回路１５の前段側にこれと並列にチヨー
クコイル５０が接続されており、その中性点がコ
ンデンサ２４，３２の共通接続点に接続されてい
る。 従つてコンデンサ２４，３２の充電電位差によ
る電流はそれらコンデンサ２４，３２間を流れる
ことはなくチヨーツコイル５０へ流れ、このため
その電位差が解消されて両充電電圧がバランスさ
れる。 このようにチヨークコイル５０がコンデンサ２
４，３２のバランサとして用いられたので、それ
らコンデンサ２４，３２の寿命低下が防止され
る。 以上説明したように本実施例によれば、正極倍
電圧回路１６と負極倍電圧回路３０との直列回路
が交流電源１０に対して直列に挿入されるととも
に、それらにより各々充電される正極コンデンサ
２４と負極コンデンサ３２との充電電位差がチヨ
ークコイル５０により解消されるので、従来にお
けるトランサ４８の使用による装置の重量化、大
型化および高価格化を回避しながら充電損失を抑
制できるとともに、コンデンサ２４，３２の劣化
を防止して回路の信頼性を高めることを可能とな
る。 なお、コンデンサ２４，３２の充電電位差によ
りチヨークコイル５０へ流れる電流は一般に少な
く、このためチヨークコイル５０には電流容量が
極めて僅かな小型のものを使用できる。 従つてチヨークコイル５０の使用により装置の
高価格化は無視できる程度に抑えることが可能と
なる。 またこのチヨークコイル５０は第７図に示され
た第２実施例のように省略することも可能であ
る。 第７図実施例では他の用途で使用されているト
ランス５２の一次巻線が第６図のチヨークコイル
５０に代えて使用されている。 従つて本実施例によれば、装置の製造コストを
引下げることが可能となる。 なお本実施例においては一対の充電抵抗１２−
１，１２−２およびスイツチ回路１４−１，１４
−２が使用されており、スイツチ回路１４−１，
１４−２はスイツチ制御回路２６により連動制御
されている。 《考案の効果》 以上説明したように本考案によれば、直列接続
されて負荷に対し瞬時放電を行なう正極と負極の
コンデンサ間において生じた放電電位差により電
流を交流電源へ流してその解消を行なうバランサ
が設けられるとともに、それらコンデンサを各々
充電する正極と負極の倍電圧回路が直列化されて
交流電源に介して直列に挿入されたので、両コン
デンサの充電電位差による劣化を防止して装置の
信頼性を高めながら、装置の大型化、重量化およ
び高価格化を招くトランスを使用することなくそ
れらコンデンサに対する充電電圧を低減して充電
損失による発熱の処理を容易化することが可能と
なる。
第１図、第２図、第３図は従来回路を各々示す
回路図、第４図はコンデンサ充電損失を説明する
回路図、第５図は従来回路を説明する回路図、第
６図は本考案に係る回路の好適な第１実施例を示
す回路図、第７図は本発明に係る回路の好適な第
２実施例を示す回路図である。 １０……交流電源、１２……充電抵抗、１４…
…スイツチ回路、１６……正極の倍電圧回路、１
８……ポンピングコンデンサ、２０……ダイオー
ド、２２……放電回路、２４……正極コンデン
サ、２６……スイツチ制御回路、２８……負荷、
３０……負極の倍電圧回路、３２……負極コンデ
ンサ、５０……チヨークコイル、５２……トラン
ス。
回路図、第４図はコンデンサ充電損失を説明する
回路図、第５図は従来回路を説明する回路図、第
６図は本考案に係る回路の好適な第１実施例を示
す回路図、第７図は本発明に係る回路の好適な第
２実施例を示す回路図である。 １０……交流電源、１２……充電抵抗、１４…
…スイツチ回路、１６……正極の倍電圧回路、１
８……ポンピングコンデンサ、２０……ダイオー
ド、２２……放電回路、２４……正極コンデン
サ、２６……スイツチ制御回路、２８……負荷、
３０……負極の倍電圧回路、３２……負極コンデ
ンサ、５０……チヨークコイル、５２……トラン
ス。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 ポンピングコンデンサおよびダイオードにより
構成され交流入力を整流しながら倍昇圧する正極
と負極の倍電圧回路とが直列接続されて交流電源
に対し直列に挿入された充電回路と、 両倍電圧回路により各々充電される一対のコン
デンサの直列接続されることにより構成され、充
電済みの両コンデンサから負荷へ瞬時放電電流が
出力される放電回路と、 放電回路における前記両コンデンサの共通接続
点に中性点が接続され交流電源に両端が接続され
たバランサと、 を有することを特徴とするコンデンサ充電回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3095186U JPH0445401Y2 (ja) | 1986-03-04 | 1986-03-04 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3095186U JPH0445401Y2 (ja) | 1986-03-04 | 1986-03-04 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62145437U JPS62145437U (ja) | 1987-09-14 |
| JPH0445401Y2 true JPH0445401Y2 (ja) | 1992-10-26 |
Family
ID=30836231
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3095186U Expired JPH0445401Y2 (ja) | 1986-03-04 | 1986-03-04 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0445401Y2 (ja) |
-
1986
- 1986-03-04 JP JP3095186U patent/JPH0445401Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62145437U (ja) | 1987-09-14 |
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