JPH0440039A - 受信方式および受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、非接触ＩＣカードなどに用いて好適な受信方
式および受信装置に関する。

〔従来の技術〕

近年、メモリなどのＩＣ回路を内蔵し、大容量のデータ
を記憶できるようにしたＩＣカードが注目されている。

かかるＩＣカードにデータを記憶する場合、あるいはか
かるＩＣカードからデータを読み取る場合、ＩＣカード
をリーダライタに装着するが、この装着により、ＩＣカ
ードに設けられた電気接点とリーダライタの電気接点と
が接触し、これらＩＣカードとり一ダライタとが電気的
に接続される。

ところで、かかるＩＣカードにおいては、上記の電気接
点は外部に露出して取りつけられている。

そして、かかるＩＣカードは常時ユーザによって携帯さ
れているのが一般的であり、このために、電気接点に塵
などが付着したり、静電気が発生したりしやすい。この
ように電気接点に塵などが付着すると、ＩＣカードとリ
ーダライタの電気接点の接触状態が不良となるし、また
、ＩＣカードの電気接点に静電気が生ずると、ＩＣカー
ド内のＩＣ回路に高電圧が印加され、このＩＣ回路が破
壊されかねない。

このような問題を解消する方法として、磁気結合によっ
てＩＣカードとリーダライタとを接続するようにした方
法が知られている。これは非接触ＩＣカードと呼ばれ、
たとえば特開昭６１−２２６８８８号公報に開示される
ように、カード本体にデータの受信用コイルと送信用コ
イルとを設け、また、リーダライタにもこれらコイルに
対向して送信用コイルと受信用コイルとを設け、非接触
ＩＣカードをリーダライタに装着すると、夫々のコイル
が磁気結合して２系統の伝送方向が異なるデータ伝送路
が形成される。

このようにデータ伝送路がコイルの磁気結合によって非
接触で形成されるから、電気接点をもつ上記のＩＣカー
ドのような問題が生じない。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、かかる非接触ＩＣカードとリーダライタとの
間でデータ通信を行なう場合には、伝送路がコイルの磁
気結合によって形成されているため、搬送波を振幅変調
あるいは周波数変調した形式でデータを送らなければな
らない。このために、非接触ＩＣカードやリーダライタ
の受信部では、振幅変調によるデータ通信の場合、振幅
変調の復調器が必要となる。また、周波数変調によるデ
ータ通信の場合、周波数／電圧変換器あるいは“１”“
０”ビットを表わす周波数成分を分離するためのフィル
タが必要となる。

しかしながら、振幅変調によるデータ通信の場合、外乱
によるノイズの影響が大きいという問題がある。つまり
、受信される振幅変調信号はその振幅の違いが“１″、
“０”ビットに対応しているから、ノイズによって振幅
変調信号の振幅が変化すると、その部分が正しい“１”
、“０″ビツトを表わさなくなり、受信データにエラー
が生ずることになる。

また、周波数変調によるデータ通信の場合、受信部に周
波数／電圧変換器を用いると、周波数／電圧変換器には
大型で機械的に脆いセラミックスが用いられているため
、周波数／電圧変換器は大型で厚いものとなるし、外圧
によって簡単に破壊されやすい。このため、特に非接触
ＩＣカードに対しては、そのカード本体の大きさ、厚み
が規定されていることから、かかる周波数／電圧変換器
を内蔵させることは非常に難かしいし、また、ユーザの
取り扱いによってはセラミックスが破壊し、周波数／電
圧変換器が故障して受信機能が失なわれてしまう。

また、フィルタにおいても、それを構成するコイルの小
型、薄型化が困難なため、特に非接触ＩＣカードにこれ
を内蔵させることは問題がある。

本発明の目的は、かかる問題点を解消し、周波数／電圧
変換器やフィルタを不要として周波数変調信号からデー
タを検出できるようにした受信方式および受信装置を提
供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明による受信方式は、
ディジタルデータで周波数変調された情報信号を受信し
、該情報信号の予め設定された閾値以上のレベルの部分
を検出して夫々の部分の時間幅を基準時間と比較し、該
基準時間よりも長い時間幅の該部分で低レベル（もしく
は高レベル）となり、該基準時間よりも短かい時間幅の
該部分で高レベル（もしくは低レベル）となる信号を生
成する。

また、本発明による受信装置は、ディジタルデータで周
波数変調された情報信号を受信するものであって、受信
された該情報信号を基準電圧とレベル比較し該情報信号
の該基準電圧以上のレベル期間で高レベルとなる信号を
出力するコンパレータと、該コンパレータの出力信号の
高レベル期間クロックを通過させるゲート回路と、該コ
ンパレータの出力信号の高レベル期間毎に該ゲート回路
から出力される該クロックをカウントしそのカウント値
が基準値以上であるか小さいかを判別する周波数識別回
路とを設ける。

〔作用〕

情報信号はディジタルデータで周波数変調されているの
で、その搬送波の周期がディジタルデータの“１”、“
０”ビットで異なる。

そこで、本発明による受信方式では、情報信号から検出
される閾値以上のレベルの部分の時間幅はディジタルデ
ータの“１”、“０″ビツトに応じて異なるから、この
時間幅を基準時間と比較することにより、上記の闇値以
上のレベルの部分がディジタルデータの“１”ビットの
部分か、“０”ピントの部分かを判定する。そして、こ
の判定結果にもとづいて、時間幅が基準時間よりも長い
部分と短かい部分とでレベルが異なる信号を生成するこ
とにより、情報信号中のディジタルデータが得られるこ
とになる。

また、本発明による受信装置においては、コンバレ・−
夕により、情報信号からディジタルデータの“１”、“
０”ビットの部分に応じて時間幅が異なるパルスからな
る信号が得られ、ゲート回路により、この時間幅に応じ
てクロック数が異なる信号が得られる。したがって、こ
れら各パルス中のクロック数の違いがディジタルデータ
の“１”、“０”ビットの部分に応じたものであり、こ
のクロック数と基準値とを比較した結果にもとづいて、
クロック数が基準値よりも大きい部分と小さい部分とで
レベルが異なる信号を形成することにより、情報信号中
のディジタルデータが得られることになる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面によって説明する。

第１図は非接触ＩＣカードに適用したときの本発明によ
る受信方式および受信装置の一実施例を示すブロック図
であって、１はり一ダライタ、２は非接触ＩＣカード、
３，４はコイル、５は整流器、６は平滑コンデンサ、７
はレギュレータ、８は平滑コンデンサ、９はスイッチン
グトランジスタ、１０はコンパレータ、１１はアンドゲ
ート、１２は周波数識別回路、１３はクロック発生回路
、１４は信号処理回路である。

また、第２図は第１図における各部の信号を示す波形図
であって、第１図に対応する信号には同一符号をつけて
いる。

第１図および第２図において、非接触ＩＣカード２をリ
ーダライタ１に装着すると、非接触ＩＣカード２のコイ
ル４とリーダライタ１のコイル３とが磁気結合して伝送
路が形成される。これとともに、リーダライタ１からコ
イル３．４を介して電源用の搬送波が非接触ＩＣカード
２に送られる。

リーダライタ１から非接触ＩＣカード２にディジタルデ
ータを伝送する場合には、この電源用の搬送波がディジ
タルデータによって周波数変調される。かかる伝送信号
を特に情報信号ａと称することにする。

情報信号ａはディジタルデータで周波数変調されたもの
であるから、その搬送周波数はディジタルデータの“０
”、“１”ビットで異なっている。ここで、無変調時の
搬送周波数をＦとすると、ディジタルデータの“０”ビ
ットでの搬送周波数をｍ　Ｆ　。

“ドビットでの搬送周波数をｎＦとする。但し、ｍ、ｎ
は１以上の整数であって、ｍ　＞　ｎもしくはｍ＜ｎで
ある。以下の説明では、無変調時の搬送周波数Ｆをディ
ジタルデータの調歩同期での一般的なボーレート（９６
００ｂｐｓ）に等しい９６００Ｈｚとし、ｍ＝１．ｎ＝
２としテいる。

かかる情報信号ａは、一方では、整流回路５で整流され
て平滑コンデンサ６で平滑された後、レギュレータ７で
所定電圧値の電圧が生成される。

レギュレータフの出力電圧は平滑コンデンサ８で平滑さ
れ、電源電圧Ｖ　ｃｃとなる。

また、受信された情報信号ａはコンパレータｌ。

に供給され、電源電圧Ｖ　ｃｃを分圧して得られる基準
電圧Ｅ、とレベル比較される。この基準電圧Ｅ。

は情報信号ａのθレベルと最大振幅レベルとの間の値に
設定されており、これにより、コンパレータ１０からは
、情報信号ａの基準電圧８１以上のレベル部分が“Ｈ”
　（高レベル）となるパルス信号すが得られる。このパ
ルス信号すはアンドゲート１１に供給され、その“Ｈ”
のパルス期間クロック発生回路１３からの一定周波数の
クロックＣを通過させる。

ここで、情報信号ａの搬送周波数は、ディジタルデータ
の“０”ビットの部分でＦ　（＝９６００Ｈｚ）“工”
ピントの部分で２Ｆであるから、情報信号ａにおけるデ
ィジタルデータの“０′ビット部分は搬送波の１周期か
らなり、“１”ビット部分はその２周期からなっており
、１１”ビット部分の周期は“０”ビット部分の周期の
１７２倍である。したがゲＣ、コンパレータ１０から出
力されるパルス信号すにおいては、“０＃ビット部分で
１個の“Ｈ″パルス生じ、“ｌ”ピント部分では、“θ
″ビツト部分の“「パルスの略１／２倍の時間幅の“Ｈ
′パルスが２個生ずることになる。この結果、アンドゲ
ート１１からは、ディジタルデータの“０”の部分でＮ
個のクロックが連続して出力されるとすると、“１″の
部分では、略１／２Ｎ個のクロックからなるクロック群
が２回出力されることになる。

アンドゲート１１の出力信号ｄは周波数識別回路１２に
供給される０周波数識別回路１２においては、アンドゲ
ート１１の出力信号ｄの各クロック群毎にクロック数と
基準値とが比較され、クロック数が基準値よりも大きい
ときには“Ｌ”　（低レベル）、クロック数が基準値よ
りも小さいときには“Ｈ”となる信号ｅが生成される。

この信号ｅは信号処理回路１４に供給される。

かかる周波数識別回路１２の動作によると、情報信号ａ
におけるディジタルデータの“０”ピントの部分では、
周波数識別回路１２の出力信号ｅは′″Ｌ”となり、“
１”ビットの部分では信号ｅはＨ″となる。したがって
、この信号ｅは情報信号ａに含まれるディジタルデータ
と同じものである。

このようにして、フィルタや周波数／電圧変換器を用い
ることなく情報信号ａからディジタルデータを抽出する
ことができるし、情報信号ａは周波数変調波であるから
、ノイズによる影響を回避できる。

なお、非接触ＩＣカード２からリーダライタ１にディジ
タルデータを送る場合には、信号処理回路１４から出力
されるディジタルデータの１°、“０”ビットに応じて
スイッチングトランジスタ９をオン、オフ制御する。リ
ーダライタ１においては、図示しないが、搬送波を発生
する発振器としてコイル３を構成の一部とするＬＣ発振
器などが用いられ、スイッチングトランジスタ９をオン
、オフすることにより、コイル３の端子間のインピーダ
ンスが変化して振幅変調された出力信号が得られるよう
にしている。この出力信号を復調することにより、信号
処理回路１４から出力されるディジタルデータが得られ
る。

第３図は第１図における周波数識別回路１２の一興体例
を示すブロック図であって、１５は単安定マルチバイブ
レータ（以下、モノマルチという）、１６は後エッヂ検
出回路、１７はカウンタ、１８はアンドゲート、１９は
Ｓ−Ｒ型フリップフロップ回路（以下、５−Ｒ−ＦＦと
いう）である。

また、第４図は第３図の各部の信号を示すタイミングチ
ャートであって、第１図、第３図に対応する信号には同
一符号をつけている。

第３図および第４図において、カウンタ１７はアンドゲ
ート１１　（第１図）を通過したクロックｄをカウント
し、このカウント値が予め設定された基準値Ｎｓ以上と
なると、“■°のパルスｈを出カスる。５−Ｒ−ＦＦ１
９はこのパルスｈの立上りエツジでリセットされる。

一方、コンパレータ１０（第１図）から出力される“■
”のパルス信号すはモノマルチ１５と後エツジ検出回路
１６とに供給される。モノマルチ１５は、カウンタ１７
がリセット状態からクロックｄをカウントし始めてカウ
ント値が基準値Ｎｓに達するまでの時間をＴｓとすると
、パルス信号すの各前エツジ（立上りエツジ）から時間
Ｔｓよりも若干遅れて“Ｈ”のパルスｆを発生する。ま
た、後エツジ検出回路１６はパルス信号すの各後エツジ
（立下りエツジ）のタイミングでパルスｇを発生し、こ
れによってカウンタ１７をリセットする。

したがって、カウンタ１７は、第１図におけるアンドゲ
ート１１がコンパレータ１０の出力信号すの“Ｈ”パル
スでクロックＣを通過させる毎に、クロックｄをリセッ
ト状態からカウントをし始めることになる。

コンパレータ１０からのパルス信号すの時間幅が時間Ｔ
ｓよりも長く、カウンタ１７のカウント値がＮｓに達す
ると、カウンタ１７から“Ｈ”のパルスｈが出力され、
その立上りエツジでＳ−Ｒ・ＦＦ１９がリセットされる
。これにより、この５−Ｒ−ＦＦのＱ端子から出力され
る信号ｅは“Ｌ”となる。また、カウンタ１７から出力
される“Ｈ”のパルスｈはレベル反転してアンドゲート
１８に供給され、これをオフ状態にする。モノマルチ１
５の出力パルスｆもアンドゲート１８に供給されるが、
このとき、このアンドゲート１８を通過することができ
ない。

コンパレータ１０からのパルス信号すの時間幅が時間Ｔ
ｓよりも短かいときには、カウンタ１７は、そのカウン
ト値がＮｓに達することなく、後エツジ検出回路１６の
出力パルスｇによってリセットされるので、“Ｈ”のパ
ルスｈを発生しない。

このために、アンドゲート１８はオン状態に保持され、
モノマルチ１５から出力されるパルスｆがアンドゲート
１８を通過する。これにより、Ｓ−Ｒ−ＦＦ１９はセッ
トされ、そのＱ端子から出力される信号ｅは“Ｈ”とな
る。

このようにして、５−Ｒ−ＦＦ１９からディジタルデー
タｅが得られる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、ディジタルデー
タを周波数変調された情報信号として送るため、°ノイ
ズによる影響を回避できるし、該情報信号からのディジ
タルデータの復調をフィルタや周波数−電圧変換器を使
用することなく行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による受信方式および受信装置の一実施
例を示すブロック図、第２図は第１図の各部の信号を示
す波形図、第３図は第１図における周波数識別回路の一
具体例を示すブロック図、第４図は第３図の各部の信号
を示すタイミングチャートである。 １・・・・・・リーダライタ、２・・・・・・非接触Ｉ
Ｃカード、１０・・・・・・コンパレータ、１１・・・
・・・アンドゲート、１２・・・・・・周波数識別回路
、１３・・・・・・クロック発生回路。 第 図 第 図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）ディジタルデータで周波数変調された情報信号の
   受信方式において、該情報信号の予め設定された閾値以
   上のレベルの部分が検出され、該検出された部分の時間
   幅が予め設定された基準時間よりも長いときに低レベル
   （もしくは高レベル）となり、該検出された部分の時間
   幅が該基準時間よりも短かいときに高レベル（もしくは
   低レベル）となる信号が生成されることにより、該情報
   信号からディジタルデータを得るようにしたことを特徴
   とする受信方式。
2. （２）請求項（１）において、前記ディジタルデータの
   ビット周波数をＦとすると、前記情報信号における前記
   ディジタルデータの“０”ビットでの搬送周波数がｍＦ
   、“１”ビットでの搬送周波数がｎＦ（但し、ｍ、ｎは
   １以上の整数であって、ｍ＜ｎもしくはｍ＞ｎ）である
   ことを特徴とする受信方式。
3. （３）ディジタルデータで周波数変換された情報信号の
   受信装置において、該情報信号を一定レベルの基準電圧
   とレベル比較し該情報信号の該基準電圧以上のレベル期
   間高レベルとなる信号を出力するコンパレータと、該コ
   ンパレータの出力信号の高レベル期間一定周波数のクロ
   ックを通過させるゲート回路と、該コンパレータの出力
   信号の高レベル期間毎の該ゲート回路から出力されるク
   ロックの個数をカウントしカウント値が予め設定された
   基準値以上であるか小さいかを判別する周波数識別回路
   とを有し、該周波数識別回路が、該カウント値が該基準
   値以上のとき低レベル（もしくは高レベル）、該カウン
   ト値が該基準値よりも小さいとき高レベル（もしくは低
   レベル）となる信号を前記ディジタルデータとして出力
   することを特徴とする受信装置。
4. （４）請求項（３）において、前記ディジタルデータの
   ビット周波数をＦとすると、前記情報信号における前記
   ディジタルデータの“０”ビットでの搬送周波数がｍＦ
   、“１”ビットでの搬送周波数がｎＦ（但し、ｍ、ｎは
   １以上の整数であって、ｍ＜ｎもしくはｍ＞ｎ）である
   ことを特徴とする受信装置。