JP3900299B2 - 非接触ｉｃカード - Google Patents

Description

この発明は、通信媒体として電磁波を使用する非接触ＩＣカード等に関する。

図４３には、通信媒体として電磁波を使用した非接触ＩＣカードを含むシステムの一般的な構成を示す。図において、１は非接触ＩＣカード(以下カードとする)、２はリーダライタ(以下Ｒ／Ｗとする)、３はこのＲ／Ｗ２が接続されたホストコンピュータである。

非接触ＩＣカードを使用するためのシステムは、通常、カード１と、これのデータの読み出しおよび書き込みを行うＲ／Ｗ２、およびシステム全体を制御するホストコンピュータ３で構成される。そしてカード１とＲ／Ｗ２との間で電磁波を媒体としてデータの送受信が行われる。なお、Ｒ／Ｗ２とホストコンピュータ３を含めてＲ／Ｗとする場合もある。
なお、この種の非接触ＩＣカードを開示したものとして下記特許文献１、２がある。

特開平０４−２１６１８８号公報 特開平０５−１２８３１９号公報

従来の非接触ＩＣカードは以上のように構成されているが、以下のような課題があった。

まず、電池の内蔵を必要としないカード、いわゆる電池レスカードが、コスト削減、電池寿命からの解放、環境問題への対応等で必要である。

また、カードとＲ／Ｗの間で必要な距離は、応用分野によって様々であるが、通信距離によって受信する信号のレベルが変化するため、カード側において受信レベルが調整可能なものが求められる。

また、電池レスのカードで長い通信距離を実現するには、カード内の消費電力を極力抑えることが必要である。さらに、効率的に電力を受信することも要求される。

また、Ｒ／Ｗからカードへ送信を行う際には、電力を供給しながらデータの伝送を行う必要があるが、振幅変調では連続的な電力供給が不可能で、位相変調又は周波数変調を行う必要がある。そしてカード側では受信時、消費電流の少ない復調を行うことが求められる。

さらに、Ｒ／Ｗ側でカードからの送信データを受信する際には、カード側への電力伝送を一旦、停止する場合がある。従ってカードは送信時、電力伝送時に蓄えたエネルギのみで効率的に動作しないと、必要な量のデータを送信することができない。従って、カード側では効率的な変調を行うことが要求される。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、受信信号のレベルに従ってアンテナの感度が切り換えられる等の特徴を有する非接触ＩＣカードおよび非接触ＩＣカードシステムを提供することを目的とする。
特に、実施の形態１１〜１６のアンテナ共振回路において振幅をより大きくとることができるようにする等して、より正確な処理が行える非接触ＩＣカードを提供することを目的とする。

上記の目的に鑑み、この発明は、通信媒体として電磁波を使用する電池を内蔵しない非接触ＩＣカードであって、データ送受信用のアンテナ共振回路からの信号を整流するブリッジ整流回路と、上記アンテナ共振回路の両端の電圧の低い方を接地し、高い方の電圧を信号として選択するように切換信号に従って切り換えを行う切換手段と、を備えたことを特徴とする非接触ＩＣカードにある。

また、上記切換手段が、上記アンテナ共振回路の高い方の信号が負のレベルになった時に出力が反転する切換信号を発生する信号発生回路を備えたことを特徴とする。

また、上記アンテナ共振回路の高い方の信号が負のレベルになったことを示す信号を入力としこれに同調した出力を発生するＰＬＬを有し、位相変調信号を受けた時の上記切換信号を上記ＰＬＬの出力に基づいて半周期毎にサンプリングして復調を行う検波手段を備えたことを特徴とする。

また、上記切換信号の反転を、アンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイトの所定の数おきに実行し、電力用の周波数と異なる送信用の周波数を発生し、電力の供給を受けながら送信が行えることを特徴とする。

また、上記切換信号の反転を、アンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイトの１つおきに実行し、変調する時点ではアンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイトを３つ置いて上記切換信号を反転させることにより位相変調を行うことを特徴とする。

また、変調する時点では、アンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイントの０ないし３のいずれかの間を置いて上記切換信号を反転させることにより４種類の位相に基づく位相変調を行うことを特徴とする。

この発明では、データ送受信用のアンテナ共振回路からの信号を整流する回路をブリッジ整流回路とし、アンテナ共振回路の両端の電圧の低い方を接地し、高い方の電圧を信号として選択するように切換手段により回路を切り換えるようにしたことにより、アンテナ共振回路の振幅を大きくとることができ、また取り出した信号がすべて正の信号なので処理を容易にした。

また、切換手段において、アンテナ共振回路の高い方の信号が負のレベルになった時に出力が反転する切換信号を発生する信号発生回路を設け、自律的に低い方を接地、高い方を信号として取り出せるようにした。

また、受信信号が負になったことを示す信号を入力としこれに同調した出力を発生するＰＬＬを設け、位相変調信号を受けた時の切換信号をＰＬＬの出力に基づいて半周期毎にサンプリングして復調を行うことにより、カードの受信電圧の変動に強い検波が行える。

また、切換信号の反転をアンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイトの所定の数おきに実行し、電力用の周波数と異なる送信用の周波数を発生し、電力の供給を受けながら送信が行えるようにした。

また、切換信号の反転をアンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイトの１つおきとし、変調する時点では３つ置いて切換信号を反転させることにより位相変調を行うようにした。

また、変調する時点では０ないし３のいずれかの間を置いて切換信号を反転させることにより４種類の位相に基づく位相変調を行うようにした。

この発明では、データ送受信用のアンテナ共振回路からの信号を整流する回路をブリッジ整流回路とし、アンテナ共振回路の両端の電圧の低い方を接地し、高い方の電圧を信号として選択するように切換手段により回路を切り換えるようにしたことにより、アンテナ共振回路の振幅を大きくとることができ、また取り出した信号がすべて正の信号なので処理が容易となる。

以下、この発明の実施の形態を図に従って説明する。
図１はこの発明の一実施の形態による非接触ＩＣカードシステムの構成を示す図である。図において、１００は非接触ＩＣカードシステム、１０は電池レスの非接触ＩＣカード(以下カードとする)、２０はリーダライタ(以下Ｒ／Ｗとする)である。

カード１０において、４はアンテナコイル４ａとコンデンサ４ｂより並列共振回路を構成するアンテナ共振回路である。５は整流素子５ａ、５ｂからなる整流回路、６は整流後のエネルギを蓄えるためのエネルギ蓄積用コンデンサ６ａ、６ｂからなるエネルギ蓄積回路である。なお、図１では全波倍電圧整流回路の場合を示している。

７は整流後の電圧が所定値を越えたことを検出する比較器で、７ａは上記所定値を発生する基準電源である。８はアンテナ共振回路４に並列に接続された例えばＭＯＳＦＥＴトランジスタからなる可変抵抗素子であり、比較器７が整流後の電圧が所定値を越えたことを検出した時に、所定値を越えた量に応じて、アンテナ共振回路４のクオリティファクタＱを変える。

９および１１は出力用トランジスタ、出力用コンデンサ、１２は後述するトランジスタ駆動回路、１４は制御信号１４ａにより送信時に動作状態になるドライバ、１５はこのドライバの出力側に接続された抵抗である。

１６ａはアンテナ共振回路４の高い電位側の振幅レベルが所定値(例えばＶcc)以上になったことを検出する高電位側レベル比較器、１６ｂはアンテナ共振回路４の低電位側の振幅レベルが所定値(例えばＧＮＤ)以下になったことを検出する低電位側レベル比較器、１６ｃはアンテナ共振回路４が所定値(例えば１／２Ｖcc)より高いか低いかを検出する中位レベル比較器、１７は制御部、そして１８はデータが格納されるメモリ部である。なお、メモリ部１８はカード１０が電池レスであるため、バックアップの不要なＥＥＰＲＯＭ等が使用される。

一方、Ｒ／Ｗ２０において、２０１は直列共振回路を構成するアンテナコイル２０１ａとコンデンサ２０１ｂよりなる送信用アンテナ共振回路である。２０２はＲ／Ｗ２０からの電力伝達の大きさを調整する電力伝達調整用抵抗、２０３はドライバ、２０４はこのドライバ２０３の入力側に接続されたＥＸ−ＯＲ回路からなる変調回路であり、データ２０４ａとキャリア(搬送波)２０４ｂが入力される。

２１０は並列共振回路を構成するアンテナコイル２１０ａとコンデンサ２１０ｂよりなる受信用アンテナ共振回路である。２１１は受信した信号を増幅する増幅回路、２１２は復調回路である。

実施の形態１．
実施の形態１では、電力供給はＲ／Ｗ２０とカード１０との距離によって大きく変動するので、その変動を吸収するため、カード１０側において、整流後の電圧に応じてアンテナ共振回路４のクオリティファクタＱを変化させ、カード１０に誘起される電圧を安定化するようにした。

なお、比較器７および基準電源７ａが受信レベル検出手段を構成し、可変抵抗素子８がクオリティファクタ調整手段を構成する。

次に動作について説明すると、比較器７により整流後の電圧が所定値を越えたことが検出されると、可変抵抗素子８はその越えた量に応じて、アンテナ共振回路４のクオリティファクタＱが低くなるように調整される。そしてＱが低くなることにより、受信電圧が調整される。これにより、Ｒ／Ｗ２０とカード１０との間の距離の変化に対して、カード１０に誘起される電圧が安定化される。

実施の形態２．
カード１０からＲ／Ｗ２０へのデータ伝送は、送信電力の大きいＲ／Ｗ２０からの送信を停止して行うが、この場合には電力供給が停止するため、カード１０に蓄えられたエネルギを効率良く使うことが必要となる。そこでこの実施の形態では、カード１０のアンテナ共振回路４に発生している自由振動をそのまま利用し、アンテナ共振回路４にエネルギ蓄積用コンデンサ６ａ、６ｂに蓄えられたエネルギを少しずつ補給して、自由振動が減衰する時間を長くするようにした。

なお、中位レベル比較器１６ｃが位相検出手段を構成し、ドライバ１４および抵抗１５がエネルギ補充手段を構成する。

次に動作について説明する。ドライバ１４は電源と基準電位の間、すなわちエネルギ蓄積回路６の両端にＰchトランジスタとＮchトランジスタが直列に接続された回路からなり、エネルギ蓄積回路６のエネルギを抵抗１５を介してアンテナ共振回路４に供給する回路である。このドライバ１４は、制御信号１４ａにより送信時に動作可能な状態となる。

そして中位レベル比較器１６ｃの出力から、アンテナ共振回路４の位相を検出し、同相で、エネルギ蓄積用コンデンサ６ａ、６ｂからエネルギを、自由振動を持続するのに必要な量のみ供給する。この際の供給量の調節は抵抗１５の抵抗値による。これにより、カード１０からの送信時間を長く持続させることができる。

実施の形態３．
カード１０からＲ／Ｗ２０へのデータ伝送のための変調方式についても、エネルギの消耗が少ないことが必要である。そのためこの実施の形態では、アンテナ共振回路４の定数を変化させて変調を行う。送信すべきデータの変化に対応してアンテナ共振回路４の定数を変化させて、位相変調方式を実現する。

なお、中位レベル比較器１６ｃが位相検出手段を構成し、出力用トランジスタ９、出力用コンデンサ１１およびトランジスタ駆動回路１２が共振周波数切換手段を構成する。

次に動作について説明する。トランジスタ駆動回路１２は制御部１７からのパルス状の出力データに変化が生じた時に、出力用トランジスタ９に信号を発生する回路である。位相変調方式の場合、トランジスタ駆動回路１２は出力データが変化すると１８０°の位相の期間続く１８０°パルスを発生する。この１８０°の期間は、中位レベル比較器１６ｃの出力より求められる。

そしてこの１８０°パルスに従って、出力用トランジスタ９がオン／オフすることにより、出力用コンデンサ１１のアンテナ共振回路４への接続／切り離しが行われ、アンテナ共振回路４の共振周波数をデータの変化に従って変えるようにした。出力用コンデンサ１１をアンテナ共振回路４へ接続することは、アンテナ共振回路４の回路定数を変化させることになる。

図２には動作を説明するための波形図を示した。図２において、(ａ)はデータ、(ｂ)はキャリア(搬送波)、(ｃ)は位相変調後の波形、(ｄ)は位相変調の際のトランジスタ９のベースへの信号(１８０°パルス)、(ｅ)は後述する周波数変調後の波形、(ｆ)は周波数変調を行った場合のトランジスタ９のベースへの信号を示す。

図２の(ａ)〜(ｄ)に示すように、出力データに変化(ＨレベルからＬレベルおよびＬレベルからＨレベルへの変化)があった時に、１８０°の期間、周波数を変え、その周波数を元の周波数の１／２とすれば、２相の位相変調が実現される。

すなわち、図２の(ｃ)に示すように、位相変調後の信号はデータが変化した後１８０°の期間、すなわちＡとＢの間の期間およびＣとＤの間の期間で周波数が１／２になっており、これによりＢとＣの間の期間では位相が反転している。

また、中位レベル比較器１６ｃの出力より位相を考慮して、制御部１７からの出力データの変化そのものに従って出力用トランジスタ９をオン／オフすれば、図２の(ｅ)および(ｆ)に示すように周波数が１／２になる周波数変調となる。

これらの変調方式は共に、アンテナ共振回路４を駆動して変調するものではないので、カード１０における変調に要するエネルギは少ないものとなる。

なお、図１では整流回路５およびエネルギ蓄積回路６からなる部分を全波倍電圧整流回路で構成したが、図３のカード１０ａに示すように、整流素子５ａ、５ｂを含む整流回路５と、１つのコンデンサよりなるエネルギ蓄積回路６とで構成される半波倍電圧整流回路としてもよい。
さらに、整流回路の整流方式として半波方式やブリッジ方式等のその他の方式のものでも実現可能である。

図４はこの発明の別の実施の形態による非接触ＩＣカードシステムの構成を示す図である。このカードシステムは特に実施の形態４〜６に関連するものである。図において、１１０は非接触ＩＣカードシステム、１０ｂはカード、２０ａはＲ／Ｗである。

図４のシステム１１０において、図１と同一もしくは相当する部分は同一符号で示し、説明を省略する。図４において、Ｒ／Ｗ２０ａは送受信兼用の送受信用アンテナ共振回路２０１Ａを備えている。また、カード１０ｂでは、実施の形態１〜３だけに関連する部分は削除されている。

実施の形態４．
カード１０ｂの消費電流が大きい場合、Ｒ／Ｗ２０ａからカード１０ｂへ効率的に電力伝送するにはアンテナ共振回路４Ａのインピーダンスを低くする必要がある。

そこで実施の形態４では、カード１０ｂのアンテナ共振回路４Ａをアンテナコイル４ａとコンデンサ４ｂを直列に接続した直列共振回路とし、この共振インピーダンスの低い直列共振回路からなるアンテナ共振回路４Ａにより電力を受信するようにした。これにより、カード１０ｂにおいて効率的に電力を受信することができる。

実施の形態５．
Ｒ／Ｗ２０ａからカード１０ｂへ電力を供給しながらデータを伝送するには、振幅変調では、連続的な電力供給は不可能である。そこで、位相変調もしくは周波数変調が必要となる。

そこで実施の形態５では、Ｒ／Ｗ２０ａからカード１０ｂへのデータ伝送と電力供給とを両立させるため、データの変調方式を位相変調とし、カード１０ｂ側では、アンテナ共振回路４で受信した信号の位相変化を電圧変化すなわち振幅変化として検出してデータの復調を行うようにした。

なお、高電位側レベル比較器１６ａおよび低電位側レベル比較器１６ｂが位相変化検出手段を構成し、中位レベル比較器１６ｃおよび制御部１７等が復調手段を構成する。

図５に、データの変調方式を位相変調とした場合の、カード１０ｂで受信信号を復調する場合の動作を説明するための波形図を示した。(ａ)はアンテナ共振回路４Ａの波形、(ｂ)は高電位側レベル比較器１６ａの出力波形、(ｃ)は低電位側レベル比較器１６ｂの出力波形、そして(ｄ)は中位レベル比較器１６ｃの出力波形を示す。

カード１０ｂでの受信信号の復調は、受信信号の位相が変化する時にその受信信号の振幅が変化することを検出して行う。比較器１６ａ、１６ｂの出力から、整流後の電圧を受信信号(振幅)が越えない時に位相変化が生じたと判断し、これに従ってデータを復調する。位相変化を振幅変化から検出することにより、カード１０ｂ側の動作電流を減らすことができる。

これにより、データ伝送と電力供給との両立を可能にすると共に、カード側での復調時の動作エネルギを抑えることが可能となる。
なお、上記説明では図４のカード１０ｂに従って説明したが、この発明の図１に示すカード１０等でも実施可能である。

実施の形態６．
カード１０ｂからＲ／Ｗ２０ａへのデータ伝送のための変調方式についても、エネルギの消耗が少ないことが必要である。そのためこの実施の形態では、カード１０ｂからＲ／Ｗ２０ａへのデータの伝送は、カード１０ｂの直列共振回路で構成されたアンテナ共振回路４Ａの両端、すなわち負荷の両端を出力用トランジスタ９により、伝送すべきデータに応じて短絡することにより行う。出力用トランジスタ９は制御部１７からの出力データによりオン／オフされる。

一方、Ｒ／Ｗ２０ａでのデータの受信は、Ｒ／Ｗ２０ａからの電力伝送の大きさを調整する電力伝達調整用抵抗２０２の両端より、増幅回路２１１および復調回路２１２によりカード１０ｂ側の負荷変化を検出して行う。この変調方式も、アンテナ共振回路４Ａを駆動して変調するものではないので、カード１０ｂにおける変調に要するエネルギは少ないものとなる。

なお、カード１０ｂ側の出力用トランジスタ９がスイッチング手段を構成し、Ｒ／Ｗ２０ａ側の電力伝達調整用抵抗２０２、増幅回路２１１および復調回路２１２が復調手段を構成する。

また、図４では整流回路５およびエネルギ蓄積回路６からなる部分を全波倍電圧整流回路で構成したが、図６のカード１０ｃに示すように、整流素子５ａ、５ｂを含む整流回路５と、１つのコンデンサよりなるエネルギ蓄積回路６とで構成される半波倍電圧整流回路としてもよい。
さらに、整流回路の整流方式として半波方式やブリッジ方式等のその他の方式のものでも実現可能である。

実施の形態７．
Ｒ／Ｗからカードへのデータ伝送速度に関し、上記実施の形態のような位相変調による非接触ＩＣカードシステムの場合、Ｒ／Ｗの直列共振回路からなる送信用アンテナ共振回路(図１の２０１参照)のドライブ抵抗を小さくし、Ｑを高くする程、アンテナ共振回路の両端の電圧が大きくなり、遠くへ電力を送ることができる。しかしながら、Ｒ／Ｗ側でその信号を変調する時には、Ｑが高い程、変調するのに時間がかかるようになり、データ送信の速度が遅くなる。すなわち、通信距離が長くなる程、通信速度は遅くなる。

図７にはＲ／Ｗの送信用アンテナ共振回路のＱを高くした時の送信信号の波形を示す。この送信信号にはＡの位置にデータの変化点があるが、Ｑが高いために送受信用アンテナ共振回路の電圧の変化が遅くなっている。

そこで実施の形態７では、Ｒ／Ｗ側の送受信アンテナ共振回路のＱが高くても、高速のデータ変調を行うことができ、高速のデータ伝送が行えるようにした。

図８に、この実施の形態および後述する実施の形態８によるＲ／Ｗ２０ｂの構成を示す。このＲ／Ｗ２０ｂには、送信用アンテナ共振回路２０１に並列に、この共振回路２０１の両端を短絡するための短絡用トランジスタ２２０および電流の逆流を防止するためのダイオード２２１が接続されている。なお、抵抗２２２は実施の形態８に関するもので、この実施の形態では設けられていないものとする。また、図９には図８のＡ〜Ｆの波形を示す。

なお、短絡用トランジスタ２２０およびダイオード２２１が強制位相反転手段を構成する。

次に、図８および図９によりＲ／Ｗ２０ｂの送信時の動作を説明する。まず、搬送波ＢはデータＡで位相変調させデータＣとする。ドライバ２０３から出力されるデータＤは反転されている。このデータＤの変化に対し±９０°の範囲で共振回路２０１の両端を短絡する信号Ｅが短絡用トランジスタ２２０に印加される。その時の共振回路２０１の電圧はＦのようになる。

すなわち、図９のＦに示すように、共振回路２０１の電圧が０になった時から１８０°の間、共振回路２０１の両端が短絡される。この短絡する素子が短絡用トランジスタ２２０である。ダイオード２２１は、図９のＦ点が負側に振れた時に、短絡用トランジスタ２２０に電流が流れないようにする逆流防止用のダイオードである。

これにより、Ｒ／Ｗ２０ｂでは図１０に示すように電圧の立ち上がりの遅れが発生することなく位相変調が行われ、Ｒ／Ｗ側の送受信アンテナ共振回路のＱが高くても、高速なＲ／Ｗからカードへのデータ伝送が行える。

実施の形態８．
上記実施の形態１のカードではカードをＲ／Ｗに近付けると、カードの電源電圧が上がり過ぎないようにＱが低くなるように動作するが、Ｑがどんどん低下すると、Ｒ／Ｗのアンテナ共振回路の波形からの遅れが小さくなり、カードのアンテナ共振回路の波形がＲ／Ｗのアンテナ共振回路の波形に近付いていく。

この状態で図１１の(ａ)のＡに示すように、上記実施の形態７の強制的に位相を反転させる動作を行うと、カード側では、図１１の(ｂ)に示すような受信信号となり、振幅が減少するのが瞬間的であるために変化点が検出できず、復調ができなくなる。

そこで実施の形態８では、カードをＲ／Ｗに近付けた時においても、カードがデータを受信できるようにした。

この実施の形態では、実施の形態７で示した図８のＲ／Ｗ２０ｂの短絡用トランジスタ２２０に直列に強制位相反転速度調整手段を構成する抵抗２２２を挿入した。

次に、動作について説明する。Ｒ／Ｗ２０ｂ側で高速でデータ変調する時に、波形の振幅をカード(図１の１０参照)側で復調可能なレベルになるようにまで小さくするようにした。そのため短絡用トランジスタ２２０に直列に抵抗２２２を挿入して損失を発生させ、送信用アンテナ共振回路２０１の振幅を小さくするようにした。

これにより図１２の(ａ)に示すように、Ｒ／Ｗ２０ｂの送信信号の波形はなだらかな変化となり、カード側では図１２の(ｂ)に示すように変化点を正確に検出することができる。

従って、Ｒ／Ｗ側の変調時の損失(強制的位相反転)を適度にすることにより、カードへのデータ伝送において、高速のデータ伝送と、より近い距離での通信を可能にすることを両立させることが可能となる。

実施の形態９．
実施の形態７はＲ／Ｗからカードへのデータ伝送速度を上げることに関し、特にＲ／Ｗ側での変調に関するものであったが、実施の形態９は同様のデータ伝送速度に関し、特にカード側でＲ／Ｗからのデータを受信した時の復調に関するものである。

カード側のアンテナ共振回路(図１の４参照)は、電力供給を受けるため、Ｑが高いほうがいいが、Ｑが高いと図１３に示すように受信したデータによって共振回路に現れる振幅が変化するのに時間がかかり、データ伝送速度を速くすることが困難である。

上記各実施の形態では、カードにおいてデータの検出をアンテナ共振回路の電圧が低下したことを検出して行っているが、上述のようにアンテナ共振回路のＱを高くすると、検出した後のアンテナ共振回路の電圧の回復が遅く、これが原因となってデータ伝送速度が遅くなっている。

そこでこの実施の形態では、カードにおいてデータ検出後、アンテナ共振回路に誘起されている電圧の位相と共振回路の振動の位相を同相にすることにより、早く共振回路の振幅を回復させるようにした。

カードの構成としては、図１に示すカード１０と基本的に同じであるが、この実施の形態では受信の際にも実施の形態３に関する図２の(ｃ)に示されているような位相変調の際の、周波数を１／２にする動作を行うため、制御部を１７ａとした。

なお、出力用トランジスタ９、出力用コンデンサ１１、トランジスタ駆動回路１２、および制御部１７ａの一部が位相調整手段を構成する。出力用トランジスタ９、出力用コンデンサ１１、トランジスタ駆動回路１２は実施の形態３の共振周波数切換手段と兼用となる。

次に動作を説明すると、図１４に示すようにデータ変化を検出した後、半周期(１８０°)の間、出力用トランジスタ９をオン状態にして、出力用コンデンサ１１をアンテナ共振回路４に接続し、共振回路４の共振周波数を１／２にして位相を同相にする。これは、カードからＲ／Ｗへのデータ伝送時の変調回路を共用可能であり、メリット大である。

これにより、Ｒ／Ｗからカードへのデータ伝送において、カード側で変化を検出してから回復するまでの時間を短くすることができるので、データ伝送速度を早くすることができる。

なお、上述のように、カードからＲ／Ｗへのデータ伝送時の変調の際に使用される実施の形態３に関する共振周波数切換手段を共用することが可能であり、メリット大である。

実施の形態１０．
カードがＲ／Ｗに近い時のカードのデータ受信を確実にすることに関し、上記実施の形態９において、カードがＲ／Ｗに近い時には、カードのアンテナ共振回路のＱは低くなり、アンテナ共振回路による遅れが極めて少なくなる。また、Ｒ／Ｗの送信用アンテナ共振回路の変調速度も速いため、図１５に示すように位相の変化があることをＡの位置で検出して、実施の形態９のように位相を変えるようにしても、既に変化しているため、Ｂで示すように再度、振幅が小さくなることが発生する。

そこでこの実施の形態では、実施の形態９に基づいて一度、変化点が検出されると、所定の期間は、変化点の検出を禁止するようにして、誤動作が発生しないようにした。

図１６には、この実施の形態によるカード１０ｄの特徴部分の概略的構成を示す。基本的な構成は図１に示すものと同じであり、検出部４０は図１の変化点を検出する部分を示す。そして遅延回路４１は、検出部４０で変化点が検出されると、予め設定された期間、検出を禁止させるために遅延を行うためのもので、これらの出力はＡＮＤゲート４２を介して制御部(図１の１７、１７ａ参照)に供給される。

なお、検出部４０および遅延回路４１が位相変化検出禁止手段を構成する。

このように構成することにより、位相の変化があることを検出した後、再度、振幅が小さくなっても、不要なデータを復調することを回避でき、近い距離でも安定なデータの受信が可能となる。

なお、図７、１０〜１５の波形は、コンピュータによるシュミレーション解析のものである。

実施の形態１１．
図１７には、この実施の形態によるカードの構成の一部を示す。この実施の形態では整流回路をブリッジ整流回路５Ａとすることにより、アンテナ共振回路４の振幅を電源電圧Ｖccまで、すなわち図１に示す半波倍電圧整流回路の場合の２倍にとることができるようにしたものである。
半波倍電圧整流回路の場合は入力された信号を倍にして使用するため、カードの回路が３Ｖで動作する場合には、Ｒ／Ｗとカードとの間でやり取りされる信号は１.５Ｖのものであったが、ブリッジ整流回路５Ａを使用した場合にはカードの回路の動作電圧すなわち３Ｖの信号を扱うことができるため、より確実な信号の授受が行える。

図１７において、上記実施の形態と同一あるいは相当する部分は同一符号で示す。５Ａは整流素子５ａ〜５ｄからなる全波整流のブリッジ整流回路、３０はインバータ、３１はＮチャネルトランジスタ３１ａ〜３１ｄからなる切換回路、３３は一定の電源電圧を得るためのツェナーダイオード、６は整流された電圧を平滑してエネルギを蓄積するエネルギ蓄積回路、Ｒ１は抵抗である。また、図１８の(ａ)には図１７のアンテナ共振回路４の両端の電圧Ａ、(ｂ)にはブリッジ整流回路５Ａの前の出力Ｆを示す(但し(ａ)と同期して示されていない)。

信号の抽出する際、アンテナ共振回路４は正弦波振動しており、Ｖccを越えている期間はブリッジ整流回路５Ａに電流が流れ、アンテナ共振回路４の電圧の低い方の端子はＧＮＤより少し低い値、高い方の端子はＶccより高い値となっているが、アンテナ共振回路４の電圧がＶccより低い期間は、ブリッジ整流回路５Ａに電流が流れないため、アンテナ共振回路４はＶcc−ＧＮＤ間で浮いた状態となり、信号を取り出すときに不安定になる。

そのために、アンテナ共振回路４の低い方の端子をＧＮＤ電位にし、高い方を信号として取り出す。これは、図１７に示す切換信号Ｃおよびこれに従って切り換えられる切換回路３１(接地手段)により行われる。これにより、アンテナ共振回路４の振幅を大きくとることができることから、より大きい信号を扱うことができ、正確な処理が行える。また、取り出した信号は整流した形となるので振幅の正負による問題がなくなり、処理が容易となる。

実施の形態１２．
また、図１９には、アンテナ共振回路４の低い方の端子を接地する切換回路３１への切換信号を発生する信号発生回路の一例を示す。図において、３４は比較器、３５はＤ型フリップフロップである。また、図２０には図１７および１９の回路の波形を示す。入力信号Ｂが破線で示す接地レベルより低下したことを比較器３４で検出し、アンテナ共振回路４の低い方を接地する信号を反転させる。このように構成することにより、自律的に低い方を接地し高い方を信号として取り出すことができる。

実施の形態１３．
この実施の形態は特に、位相変調によるデータ伝送を行うカードにおいて、Ｒ／Ｗとカードの距離が変動することによるカードの受信電圧の変動に強い検波を行うことを実現するものである。上述の実施の形態では位相の変化を信号の振幅から判断していたのに対し、この実施の形態では、位相ロックループ回路により基準位相信号を得て、この基準位相信号と受信した信号との位相を比較することにより、これらの位相の差から位相の変化を検出するようにしたものである。これにより信号の振幅の変化による影響を受けることがない。
図２１にはこの実施の形態によるカードの制御部(例えば図１７の回路の左側)に設けられる検波部分(検波手段)の構成、図２２には波形図を示す。図２１において、３６はＰＬＬ(位相ロックループ回路)、３７はＥＸ−ＯＲ回路、３８ａ、３８ｂはＤ型フリップフロップである。また信号Ｃ、Ｄは、それぞれ例えば図１９の回路から得ることができる。

ＰＬＬ３６を内蔵し、入力信号Ｂが接地レベルより低下したことを示す信号Ｄ(図１９参照)をＰＬＬ３６への入力とし、それに同調した出力信号Ｄ'を発生させる。ＰＬＬ３６の出力信号Ｄ'をＤ型フリップフロップ３８ｂにより１／２に分周してこれを基準位相信号Ｄ"とし、ＥＸ−ＯＲ３７によりこの基準位相信号Ｄ"と実施の形態１２における切換信号ＣとのＥＸ−ＯＲをとり、Ｄ型フリップフロップ３８ａ(信号Ｅのひげ取り用)でＰＬＬ３６の出力信号Ｄ'で半周期毎にサンプリングして検波出力Ｅ'を得る。なお、切換信号Ｃは受信された信号の位相に対応している。これにより、切換信号Ｃと基準位相信号Ｄ"のＥＸ−ＯＲをとり、半周期毎にサンプリングすることで、品質のよい検波出力が得られる。

実施の形態１４．
この実施の形態では特に、Ｒ／Ｗとカードの距離がある程度ひらいても高速で通信を行うために、Ｒ／Ｗ側からカード側へ連続的に電力を送りながらカードからのデータをＲ／Ｗで受信することができるように、Ｒ／Ｗからカードへの電力用の周波数と、カードからＲ／Ｗへの通信用の周波数(キャリア)をそれぞれ異なる周波数にするようにしたものである。図２３にはその時の波形図を示す。

実施の形態１２において切換信号Ｃは、例えば図２０に示すようにアンテナ共振回路４の両端の電圧波形Ａの振幅がゼロクロスポイント(極性が反転するところ)を通過する毎に、アンテナ共振回路４の低い方の端子をＧＮＤに接続し、高い方の端子の電圧を信号として取り込むように、反転していた。

この実施の形態では、ゼロクロスポイントを切る毎でなく、図２３のＣの点で示すように一回置きのゼロクロスポイント毎に切換信号Ｃを反転するようにする。このようにすると、切換信号Ｃが反転しない時には、
ゼロクロス前 ゼロクロス後
低い方はＧＮＤ、高い方は信号 → 高い方はＧＮＤ、低い方は信号
高い方はＧＮＤ、低い方は信号 → 低い方はＧＮＤ、高い方は信号
となる。高い方の信号はブリッジ整流回路５Ａを介してＶccを充電し、低い方の信号はブリッジ整流回路５Ａを介してＧＮＤ−α(ＧＮＤより少し低い)でクランプされる。

すなわち、ツェナーダイオード３３によるクランプが、Ｖccで２回、ＧＮＤで２回の繰り返しとなり、図２３のＦで示す波形となる。これは図２４に示すよに、基本周波数Ｒとこれの１／２の周波数Ｒ／２の合成波Ｍと同じである。従って、アンテナ共振回路４の両端の電圧Ａは、電力用受信波の１／２の周波数のデータ送信用キャリアを含むものとなっていることがわかる。なお、図１７の抵抗Ｒ１はカードからの送信キャリアの強度を調整するものである。

切換信号が反転しないときに反転するフリップフロップを設け、その信号とＥＸ−ＯＲを取ることにより、受信時と同じ入力信号を得ることができる。これにより、構成が簡単、受信時と同じ入力信号を得られるので制御回路の構成が容易、さらに接地することによりキャリアを発生するので、整流して蓄えたエネルギの消費が少なくてすむ、等の効果が得られ。なお、他の方法としてＰＬＬを用い接地用のトラジスタ(図１７の３１ｃ、３１ｄ参照)を同時にＯＮするようにしてもよい。
また、後述するようにデータ送信用キャリアは電力用受信波の１／２の周波数に限らず、例えば電力用受信波を分周することで、電力用受信波の１／４、１／８等の周波数とすることも可能であり、この場合においても同様の効果を奏する。

実施の形態１５．
この実施の形態では特に、実施の形態１４で発生したキャリアの変調を実現する。これは、実施の形態１４において、変調する時点での切換信号Ｃの長さを図２５に示すように２倍にすることにより、２相ＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)方式での変調を実現する。別の言い方で言えば、実施の形態１４で１つ置きに反転させるところを変調する時には３つ置いて(図２５のＤの部分参照)反転させる。また図２６の(ａ)と(ｂ)にはＡとＦの実際の信号を示し、Ｄは変調された部分を示す。

これにより、電力を受けながらこの電力用の周波数の１／２の周波数の送信用キャリアを発生させ、この送信用キャリアを位相変調してデータを例えばＲ／Ｗ側に送信することができる。
また、この実施の形態においても後述するように、データ送信用キャリアは電力用受信波の１／２の周波数に限らず、例えば電力用受信波を分周することで、電力用受信波の１／４、１／８等の周波数とすることも可能であり、この場合においても同様の効果を奏する。

実施の形態１６．
この実施の形態では特に、１つの信号の情報量を増やすことにより、実施の形態１５による方式よりも一層のデータ伝達速度の向上を計った。実施の形態１５においては、図２５に示されるように、切換信号Ｃを、アンテナ共振回路４の両端の電圧波形Ａのゼロクロスポイントを３つ間を置いて切り換えることで(３つ飛ばし)、２相ＰＳＫ方式を実現している。この実施の形態では、図２７の(ａ)に示す、アンテナ共振回路４の両端の電圧波形Ａのゼロクロスポイントを２つ間を置く場合(２つ飛ばし)と、(ｂ)に示す間を置かずに連続する場合(０飛ばし)を追加することにより、４相ＰＳＫ(Quad Phase Shift Keying)方式(０°、９０°、１８０°、２７０°の４種類の位相に基づく位相変調)を実現する。

４相ＰＳＫ方式にすれば２相ＰＳＫ方式に比べ、２倍の情報を送ることができ、実質的に２倍のデータ伝達速度が得られる。これにより、同一の変調速度で２倍のデータ伝達速度(２倍の伝送情報量)が得られる。なお、上記実施の形態１４、１５では、さらに展開が可能である。

図２８ないし図３２には、上記実施の形態１４ないし１６に関し、Ｒ／Ｗからカードへの電力用の周波数と、カードからＲ／Ｗへの送信用の周波数(キャリア)をそれぞれ異なる周波数とし、これに基づいて２相ＰＳＫ方式あるいは４相ＰＳＫ方式の位相変調によるデータ伝送を行うカードの構成例を示す。

図２８および２９は、電力用周波数の１／２周波数のキャリアによる２相ＰＳＫ方式(０°と１８０°の２種類の位相に基づく位相変調)のデータ伝送を行うカードの構成を示す。また、図３０は電力用周波数の１／２周波数のキャリアによる４相ＰＳＫ方式(０°、９０°、１８０°、２７０°の４種類の位相に基づく位相変調)のデータ伝送を行うカードの構成、図３１は電力用周波数の１／４周波数のキャリアによる２相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うカードの構成、そして図３２は電力用周波数の１／４周波数のキャリアによる４相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うカードの構成を示す。

各図において、上述の実施の形態のものと同一もしくは相当する部分は同一符号で示す。３０１ないし３０５はＤ型フリップフロップ、３１０、３１１はＥＸ−ＯＲ回路、３２０ないし３２９はＯＲゲートまたはＮＯＲゲート、３４０ないし３４４はＡＮＤゲートまたはＮＡＮＤゲート、そして３６０〜３６２はインバータである。

まず、図２８の回路について説明する。この回路は電力用周波数の１／２周波数のキャリアによる２相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うものである。ＰＬＬ３６、ＥＸ−ＯＲ回路３７、Ｄ型フリップフロップ３８ａ、３８ｂは復調回路すなわち受信回路を構成する(図２１参照)。比較器３４、ＥＸ−ＯＲ回路３１０、３１１、ＯＲゲート３２０〜３２３、Ｄ型フリップフロップ３０１〜３０３は、受信時には正常な切換信号Ｃ(図１９、図２０等参照)を発生すると共に、送信時にはＤ型フリップフロップ３０１により電力用周波数を１／２分周して、これの１／２周波数のキャリアを発生し、ＡＮＤゲート３４０からの送信データとなる信号に従って２相ＰＳＫ方式の変調を行う回路である。

ＯＲゲート３２１に入力される送信／受信切換信号は受信時にはＬレベルとなり、これによりＤ型フリップフロップ３０１は固定状態となり分周は行われないが、送信時にはＨレベルとなり、これによりＤ型フリップフロップ３０１は、電力用周波数を１／２分周して、これの１／２周波数のキャリアを発生する。そしてこのキャリアに対して、ＡＮＤゲート３４０からの送信データとなる信号に従って２相ＰＳＫ方式の変調が行われる。ＡＮＤゲート３４０では、送信データに基づく反転信号をタイミング信号によりゲートした信号が出力される。

また、Ｄ型フリップフロップ３０２に関係する作用について説明する。図３３には比較器３４の出力Ｄ、Ｄ型フリップフロップ３０２の出力Ｕ、ＥＸ−ＯＲ回路３１０の出力Ｄ１および切換信号を示し、(ａ)は受信時、(ｂ)は送信時のものを示す。電力用周波数を分周して送信を行う際、切換信号が反転しない時に反転する信号ＵをＤ型フリップフロップ３０２が発生し、二値化した比較器３４の信号ＤとＥＸ−ＯＲ回路３１０でＥＸ−ＯＲをとることにより、受信時および送信時で信号Ｄが変化しても変化しない信号Ｄ１を得るようにした。この信号Ｄ１はＰＬＬ３６の入力として用いられる。

データ受信時には、切換信号がキャリアの位相を表す信号となっているが、送信時には送信キャリアの影響を受け、受信データがあると誤認識してしまう。そこで、信号Ｕと切換信号を示す信号ＤのＥＸ−ＯＲをとった信号Ｄ１をＰＬＬ３６を含む復調回路へ出力する。これにより、送信時にデータ受信を誤認識することがない。

次に、図２９の回路も図２８のものと同様に、電力用周波数の１／２周波数のキャリアによる２相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うものである。異なる点は、インバータ３６０、ＮＡＮＤゲート３４１、ＮＯＲゲート３２４、Ｄ型フリップフロップ３０４およびＯＲゲート３２５からなる部分であり、ＥＸ−ＯＲ回路３１０の出力Ｄ１およびＤ型フリップフロップ３０１の出力Ｑのタイミングを見ながら、変調させるための信号が発生される。その他の動作は基本的に図２８の回路と同様である。したがって、図２８のものでは変調を行う回路のタイミングが考慮されていないが(結果的にはこれでも問題はない)、図２９ではＥＸ−ＯＲ回路３１０の出力Ｄ１およびＤ型フリップフロップ３０１の出力Ｑ等のタイミングが考慮されている。

次に図３０の回路は、電力用周波数の１／２周波数のキャリアによる４相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うものである。図２８および図２９の回路と異なる点は、ＯＲゲート３２５、３２６、インバータ３６０、３６２、ＡＮＤゲート３４２〜３４４、ＮＯＲゲート３２４、３２７およびＤ型フリップフロップ３０４からなる部分で、この構成により４相ＰＳＫ方式の変調を行わせるための信号を発生する。そして信号を与えない場合には０°位相、π／２遅れ信号をＨレベルにした場合には９０°位相、反転信号をＨレベルにした場合には１８０°位相、そしてπ／２進み信号をＨレベルにした場合には２７０°位相、の４種類の位相変調を行わせることができる。

次に図３１の回路は、電力用周波数の１／４周波数のキャリアによる２相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うもので、電力用周波数を１／２分周する２つのＤ型フリップフロップ３０１、３０５を設けて、電力用周波数の１／４周波数のキャリアを発生するようにしたものである。その他の部分は基本的に図２８のものと同じである。

そして図３２の回路は、電力用周波数の１／４周波数のキャリアによる４相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うもので、図３０の回路の４相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行う特徴と、図３１の回路の電力用周波数の１／４周波数のキャリアを発生する特徴を組み合わせたものである。

実施の形態１７．
実施の形態３では出力用コンデンサ１１を半周期の間、アンテナ共振回路４に接続して行う位相変調が示されている。また、実施の形態７ではＲ／Ｗ側で送信用アンテナ共振回路２０１の両端を半周期の間、短絡する位相変調が示されている。この実施の形態では、実施の形態１３に示すようにカード内にＰＬＬ３６(図２１参照)を内蔵した場合、ＰＬＬ３６の出力により半周期の幅を得て、さらにアンテナ共振回路４の両端間を短絡することで変調を行う。

図３４にはこの実施の形態のカードの構成、図３５にはその波形を示す。この実施の形態では、ＰＬＬ３６からの出力より半周期を得て、これに基づいて、出力用トランジスタ９により、変調する時にゼロクロスポイントより半周期の間、アンテナ共振回路４を短絡して２相ＰＳＫ方式を実現する。これにより、カード側において、出力用コンデンサ１１を用いずに変調できる。

実施の形態１８．
実施の形態９ではカード側においてアンテナ共振回路４の振幅が低下してデータ変化点を検出すると、共振回路４に出力用コンデンサ１１を半周期の間接続して共振周波数を１／２にして強制的な復調を行っている。この実施の形態では、実施の形態１３に示すようにカード内にＰＬＬ３６(図２１参照)を内蔵した場合、ＰＬＬ３６の出力により半周期の幅を得て、さらにアンテナ共振回路４の両端間を短絡することで高速な復調を実現する。

図３６の(ａ)にはこの実施の形態のカードの構成、(ｂ)には共振回路４の振幅のレベル低下を検出する比較器１６ｄ、図３７にはその波形を示す。この実施の形態では、ＰＬＬ３６からの出力より半周期を得て、これに基づいて、共振回路４の振幅のレベル低下を検出すると、出力用トランジスタ９により、半周期の間、アンテナ共振回路４を短絡して復調の高速化を図った。これにより、出力用コンデンサ１１を用いずに高速の復調が実現でき、さらにアンテナ共振回路４の電圧レベルを検出する比較器１６ａ〜１６ｃもゼロクロスポイント用と振幅低下検出用の２つですむ。

実施の形態１９．
この実施の形態では、実施の形態３や実施の形態９で示した出力用コンデンサ１１による位相変調回路をもとに、受信波の１／２周波数の送信用キャリアを発生させるものである。図３８にカードの構成、図３９に波形を示す。

この実施の形態では、上記実施の形態の位相変調回路をもとに、図３８および図３９に示すように、出力用コンデンサ１１を接続する期間を１周期、接続しない周期を２周期とするように出力用トランジスタ９のオン／オフを行わせることにより、電力用周波数の１／２の周波数の送信用キャリアを発生させる。これにより、電力供給を受けながら送信用キャリアを発生することができる。

図４０には、この実施の形態におけるカード側およびＲ／Ｗ側での波形をコンピュータによるシュミレーション解析で求めたものを示す。図４０の(ａ)はカード側での波形(図３９のＡに相当する)、(ｂ)はＲ／Ｗ側での受信波形、そして(ｃ)は(ｂ)の信号にフィルタをかけた時の信号波形を示しており、(ｃ)に示されているように明らかに１／２の周波数が得られることが分かる。

実施の形態２０．
この実施の形態では、実施の形態１９において変調を実現する。この実施の形態では、図３８の回路において、図４１に示すように、変調する時点で、出力用コンデンサ１１を接続しない周期を１周期とすることにより、実施の形態１９において、２相ＰＳＫ方式の変調が実現できる。

図４２には、この実施の形態におけるカード側およびＲ／Ｗ側での波形をコンピュータによるシュミレーション解析で求めたものを示す。図４２の(ａ)はカード側での波形(図４１のＡに相当する)、(ｂ)はＲ／Ｗ側での受信波形、そして(ｃ)は(ｂ)の信号にフィルタをかけた時の信号波形を示しており、(ａ)のＡで示す変調が(ｃ)のＢに示す部分で現れていることが分かる。

以上のように実施の形態１では、データ送受信用のアンテナ共振回路における受信信号レベルを検出し、この信号レベルに従ってアンテナ共振回路のクオリティファクタＱを変えるようにしたので、Ｒ／Ｗとカードとの間の距離の変化に対して、カードに誘起される電圧が安定化された、通信距離範囲の広い電池レスの非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

また実施の形態２では、データ送受信用のアンテナ共振回路の自由振動の位相を検出し、送信時にアンテナ共振回路へこれの自由振動と同相で、エネルギ蓄積回路からエネルギを供給するようにしたので、効率的に自由振動を維持することを可能にした、送信時間の長い電池レスの非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

また実施の形態３では、データ送受信用のアンテナ共振回路に、出力データおよびその変化のいずれかに従ってコンデンサを接続／切り離しして、アンテナ共振回路の回路定数を変化させることにより共振周波数を変え、これによる周波数変調および位相変調のいずれかでデータの送信を行うようにしたので、送信時にエネルギの損失が少ない効率的な変調を行う電池レスの非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

また実施の形態４では、データ送受信用のアンテナ共振回路を、共振インピーダンスの低い直列共振回路で構成したので、電力の供給が効率良く行える電池レスの非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

また実施の形態５では、データの変調方式を位相変調とし、カード側ではデータ送受信用のアンテナ共振回路の電圧の、受信信号による位相変化を振幅変化から検出し、検出された位相変化に従ってデータの復調を行うようにしたので、Ｒ／Ｗからカードへの送信を、電力の供給とデータの伝送の両立が可能な位相変調で行うことを可能にすると共に、カード側では位相変化を振幅変化に応じて復調するので動作エネルギを抑えることができる電池レスの非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

また実施の形態６では、直列共振回路で構成されたデータ送受信用のアンテナ共振回路の両端を出力データに従って短絡し、アンテナ共振回路の負荷の変動に基づく送信を行うようにしたので、送信時にエネルギの損失が少ない効率的な変調を可能とした電池レスの非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

また実施の形態６では、カード側では、直列共振回路で構成されたデータ送受信用のアンテナ共振回路の両端を出力データに従って短絡し、アンテナ共振回路の負荷の変動に基づく送信を行うようにし、Ｒ／Ｗ側では送受信用アンテナ共振回路に接続された電力伝達調整用抵抗に生じる変化よりカード側の負荷の変動を検出して復調を行うようにしたので、カード側において送信時にエネルギの損失が少ない効率的な変調が行える電池レスの非接触ＩＣカードを含むカードシステムを提供できる等の効果が得られる。

また実施の形態７では、リーダライタ側において、強制位相反転手段により、データの変化に対し±９０°の範囲で送信用アンテナ共振回路の両端を短絡し、送信信号の位相を強制的に反転させるようにしたので、送信用アンテナ共振回路のＱが高い場合にも高速のデータ変調が行え、ひいてはリーダライタからカードへのデータ伝送速度を向上させた電池レスの非接触ＩＣカードを含むカードシステムを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態８では、実施の形態７において、リーダライタ側の送信用アンテナ共振回路に強制位相反転速度調整手段を設けることより、強制的な位相反転の際の送信用アンテナ共振回路での電圧の急峻な変化を抑えるようにしたので、カードとリーダライタが近付いてカード側のアンテナ共振回路のＱが低い時でも正常な通信が行える信頼性の高い、電池レスの非接触ＩＣカードを含むカードシステムを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態９では、カード側において、位相調整手段により、アンテナ共振回路に受信信号により誘起されている電圧の位相と共振回路の振動の位相を強制的に同相にするようにしたので、アンテナ共振回路のＱが高い場合にも高速のデータ復調が行え、ひいてはリーダライタからカードへのデータ伝送速度を向上させた非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態１０では、カード側のアンテナ共振回路に設けた位相変化検出禁止手段により、位相の変化を検出して位相を変えても、既に変化しているため、再度、振幅が小さくなって不要なデータを復調することを防止するために、位相変化が検出された後、所定期間、検出を禁止するようにしたので、カードとリーダライタが近付いてカードのアンテナ共振回路のＱが低い時でも正常な通信が行える信頼性の高い、電池レスの非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態１１では、データ送受信用のアンテナ共振回路からの信号を整流する回路をブリッジ整流回路とし、アンテナ共振回路の両端の電圧の低い方を接地し、高い方の電圧を信号として選択するように切換手段により回路を切り換えるようにしたことにより、アンテナ共振回路の振幅を大きくとることができ、また取り出した信号がすべて正の信号なので処理が容易な非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態１２では、切換手段において、アンテナ共振回路の高い方の信号が負のレベルになった時に出力が反転する切換信号を発生する信号発生回路を設け、自律的に低い方を接地、高い方を信号として取り出せるようにした非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態１３では、受信信号が負になったことを示す信号を入力としこれに同調した出力を発生するＰＬＬを設け、位相変調信号を受けた時の切換信号をＰＬＬの出力に基づいて半周期毎にサンプリングして復調を行うことにより、カードの受信電圧の変動に強い検波が行える非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態１４では、切換信号の反転をアンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイントの所定の数おきに実行し、電力用の周波数と異なる送信用の周波数を発生し、電力用の周波数と送信用の周波数を別々にすることにより、電力の供給を受けながら送信が行える非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態１５では、実施の形態１４において、切換信号の反転をアンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイントの１おきに実行し、変調する時点では３つ置いて切換信号を反転させることにより位相変調を行うことにより、電力を受けながら電力用の周波数の１／２の周波数の送信用のキャリアを発生し、さらにこれを位相変調することのできる非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態１６では、実施の形態１４において、変調する時点ではアンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイトの０ないし３のいずれかの間を置いて切換信号を反転させることにより４種類の位相に基づく位相変調を行うようにしたので、１つのデータ当たりの伝送情報量の増大により、より高速なデータ伝送が行える非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態１７では、受信信号が負になったことを示す信号を入力としこれに同調した出力を発生するＰＬＬを設け、このＰＬＬの出力から半周期を得て、変調時にゼロクロスポイントより半周期の間、アンテナ共振回路の両端を短絡して位相変調を行うようにしたので、コンデンサを用いることなく変調が行える非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態１８では、受信信号が負になったことを示す信号を入力としこれに同調した出力を発生するＰＬＬを設け、このＰＬＬの出力から半周期を得て、変調時にゼロクロスポイントより半周期の間、アンテナ共振回路の両端を短絡して復調を行うようにしたので、コンデンサを用いることなく、高速の復調が実現できる非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態１９では、第３または第１０の発明における位相変調回路をもとに、アンテナ共振回路にコンデンサを接続する周期を１周期、接続しない周期を２周期として、電力用の周波数の１／２の送信用の周波数を発生するようにしたので、電力の供給を受けながら送信用キャリアを発生することのできる非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

実施の形態２０では、実施の形態１９において、変調する時点で、コンデンサを接続しない周期を１周期として位相変調を行うようにしたので、電力の供給を受けながら送信用キャリアを発生し、位相変調による送信が行える非接触ＩＣカードを提供できる等の効果が得られる。

この発明の一実施の形態による非接触ＩＣカードシステムの構成を示す図である。 図１の非接触ＩＣカードの動作を説明するための波形図である。 図１の非接触ＩＣカードの他の実施の形態を示す図である。 この発明の別の実施の形態による非接触ＩＣカードシステムの構成を示す図である。 図４の非接触ＩＣカードの動作を説明するための波形図である。 図４の非接触ＩＣカードの他の実施の形態を示す図である。 実施の形態７におけるデータ伝送の遅れを説明するための図である。 この発明のさらに別の実施の形態による非接触ＩＣカードシステムのリーダライタの構成を示す図である。 図８のリーダライタの動作を説明するための波形図である。 図８のリーダライタでの位相変調を示す波形図である。 共振回路のＱが低い場合の実施の形態７による位相変調でのカードにおける受信状態を説明するための波形図である。 実施の形態８のリーダライタによる伝送状態を説明するための波形図である。 実施の形態９における共振回路のＱが高い時の受信状態を説明するための波形図である。 実施の形態９のカードによる復調を説明するための波形図である。 共振回路のＱが低い場合の実施の形態９による復調を説明するための波形図である。 この発明のさらに別の実施の形態による非接触ＩＣカードの構成を示す図である。 実施の形態１１による非接触ＩＣカードの構成の一例を示す図である。 図１７のカードの波形図である。 実施の形態１２に係る切換信号を発生する回路の一例を示す図である。 図１９の回路の波形図である。 実施の形態１３に係る非接触ＩＣカードの検波部分の構成の一例を示す図である。 図２１の検波部分の波形図である。 実施の形態１４の非接触ＩＣカードの動作を説明するための波形図である。 基本周波数とこれの１／２の周波数との合成波を説明するための波形図である。 実施の形態１５の非接触ＩＣカードの動作を説明するための波形図である。 実施の形態１５の実際の信号を示す波形図である。 実施の形態１６の非接触ＩＣカードの動作を説明するための波形図である。 電力用周波数の１／２周波数のキャリアによる２相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うカードの構成の一例を示す回路図である。 電力用周波数の１／２周波数のキャリアによる２相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うカードの構成の別の例を示す回路図である。 電力用周波数の１／２周波数のキャリアによる４相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うカードの構成の一例を示す回路図である。 電力用周波数の１／４周波数のキャリアによる２相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うカードの構成の一例を示す回路図である。 電力用周波数の１／４周波数のキャリアによる４相ＰＳＫ方式のデータ伝送を行うカードの構成の一例を示す回路図である。 図２８ないし図３２の回路の動作を説明するための波形図である。 実施の形態１７の非接触ＩＣカードの構成の一例を示す図である。 図３４の回路の波形図である。 実施の形態１８の非接触ＩＣカードの構成の一例を示す図である。 図３６の回路の波形図である。 実施の形態１９の非接触ＩＣカードの構成の一例を示す図である。 図３８の回路の波形図である。 実施の形態１９におけるカード側およびＲ／Ｗ側での波形をシュミレーション解析で求めた波形図である。 実施の形態２０の非接触ＩＣカードの動作を説明するための波形図である。 実施の形態２０におけるカード側およびＲ／Ｗ側での波形をシュミレーション解析で求めた波形図である。 この種の非接触ＩＣカードシステムの一般的な構成を示す図である。

符号の説明

４，４Ａ アンテナ共振回路、５ 整流回路、５Ａ ブリッジ整流回路、７ 比較器、７ａ 基準電源、８ 可変抵抗素子、９ 出力用トランジスタ、１１ 出力用コンデンサ、１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ 非接触ＩＣカード（カード）、１２ トランジスタ駆動回路、１４ ドライバ、１５ 抵抗、１６ａ 高電位側レベル比較器、１６ｂ 低電位側レベル比較器、１６ｃ 中位レベル比較器、１７ 制御部、１８ メモリ部、２０，２０ａ，２０ｂ リーダライタ（Ｒ／Ｗ）、３０ インバータ、３１ 切換回路、３３ ツェナーダイオード、３４ 比較器、３５，３８ａ，３８ｂ，３０１〜３０５ Ｄ型フリップフロップ、３６ ＰＬＬ、３７，３１０，３１１ ＥＸ−ＯＲ回路、４０ 検出部、４１ 遅延回路、４２，３４０，３４２〜３４４ ＡＮＤゲート、１００，１１０ 非接触ＩＣカードシステム、２０１ 送信用アンテナ共振回路、２０１Ａ 送受信用アンテナ共振回路、２０２ 電力伝達調整用抵抗、２０３ ドライバ、２０４ 変調回路、２１０ 受信用アンテナ共振回路、２１１ 増幅回路、２１２ 復調回路、３４１ ＮＡＮＤゲート、３２０〜３２３，３２５，３２６，３２８，３２９ ＯＲゲート、３２４，３２７ ＮＯＲゲート、３６０〜３６２ インバータ。

Claims (6)

1. 通信媒体として電磁波を使用する電池を内蔵しない非接触ＩＣカードであって、データ送受信用のアンテナ共振回路からの信号を整流するブリッジ整流回路と、上記アンテナ共振回路の両端の電圧の低い方を接地し、高い方の電圧を信号として選択するように切換信号に従って切り換えを行う切換手段と、を備えたことを特徴とする非接触ＩＣカード。
2. 上記切換手段が、上記アンテナ共振回路の高い方の信号が負のレベルになった時に出力が反転する切換信号を発生する信号発生回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の非接触ＩＣカード。
3. 上記アンテナ共振回路の高い方の信号が負のレベルになったことを示す信号を入力としこれに同調した出力を発生するＰＬＬを有し、位相変調信号を受けた時の上記切換信号を上記ＰＬＬの出力に基づいて半周期毎にサンプリングして復調を行う検波手段を備えたことを特徴とする請求項２に記載の非接触ＩＣカード。
4. 上記切換信号の反転を、アンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイトの所定の数おきに実行し、電力用の周波数と異なる送信用の周波数を発生し、電力の供給を受けながら送信が行えることを特徴とする請求項１に記載の非接触ＩＣカード。
5. 上記切換信号の反転を、アンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイトの１つおきに実行し、変調する時点ではアンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイトを３つ置いて上記切換信号を反転させることにより位相変調を行うことを特徴とする請求項４に記載の非接触ＩＣカード。
6. 変調する時点では、アンテナ共振回路の波形のゼロクロスポイトの０ないし３のいずれかの間を置いて上記切換信号を反転させることにより４種類の位相に基づく位相変調を行うことを特徴とする請求項４に記載の非接触ＩＣカード。

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