JP4721605B2 - 振幅変調された交流信号のための復調器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ピークおよびボトムの検出原理に基づく振幅変調交流信号のための復調器に関するものである。本発明はさらに、このような復調器を備える非接触式デバイスに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
本発明の復調器は、ロングレンジ無線周波数（ＲＦ）通信の分野で利用するのが特に有利である。非接触式ＩＣ（集積回路）カード（チップカードまたはスマートカードとしても知られている）、電子ラベルまたはタグ、またはバッジ等の非接触式通信可能な携帯デバイスは、一般にリーダとよばれる、読取りおよび／または書込み用のインタロゲータデバイスとの電磁界による通信に基づいて動作する。一般に、このような非接触式デバイスは、並列ＬＣ型共振回路に接続された超小型回路を備える。インダクタは外部アンテナであり、コンデンサは超小型回路に組み込まれている。両者は一般に「同調回路」とよばれるものを形成する。
【０００３】
一例として、非接触式ＩＣカードの用途において、リーダが１３．５６ＭＨｚの搬送波周波数の電磁信号を送信する。この送信された信号は、一方では、非接触式カードの動作に必要なエネルギーを誘導により取り出すことにより非接触式カードに電力を供給し、他方では、確立したプロトコールに従ってカードとリーダとの間に通信を実現する。従って、非接触式カードがリーダの送信範囲に入るとき、このカードは、搬送波の少なくとも１つのパラメータを変調する変調動作によってリーダと通信する。
【０００４】
非接触式デバイスは、その同調回路を介してリーダから、振幅変調された信号を受信する。非接触式デバイスは、搬送波から変調信号を取り出す復調操作によってリーダからのメッセージを解釈する。変調信号の周波数は、搬送波の周波数よりはるかに小さく、一般に約10ｋＨｚ程度である。
【０００５】
ＲＦ通信の品質と信頼性は、とりわけリーダと非接触式デバイスとの間の距離に直接関係する。リーダと非接触式デバイスとの間のＲＦ通信の距離またはレンジは、非接触式デバイスの共振回路とリーダの送信周波数との間の同調周波数と、変調信号の復調の品質とを含めた複数のパラメータに関係する。
【０００６】
変調信号の復調の品質は、非接触式デバイスとリーダとの間の距離、並びにリーダの送信範囲内でのデバイスの変位速度に直接関係する。上記の範囲が大きければ大きいほど、また、デバイスがステルス性が高いほど、復調はエラーになりやすい。
【０００７】
図１は、非接触式デバイスの入力段のブロック図である。搬送波周波数を中心周波数とした共振回路は、変調された電磁波信号を受信する。整流器ブリッジは、非接触式デバイスに電力を供給するためにＤＣ電圧を発生する。整流器ブリッジの出力電圧Ｖdbは、整流後のＤＣ電圧を表し、また、非接触式デバイスの自己給電に必要なエネルギーと被変調信号の情報との両方を含む。
【０００８】
１００％振幅変調を用いる用途では、ダイオードが、負荷から共振回路を分離して、電流が共振回路に戻る可能性を完全に排除する。リミッタによって電源電圧Ｖddを閾値、例えば４Ｖ以下に維持することができる。変調信号をＶdbにおいて分離するために、抵抗器をＶdbとダイオードとの間に配置するのが有利である。このようにして、リーダから来る被変調信号の復調は、非接触式デバイスの整流器ブリッジの出力において、信号Ｖdbから直接実行される。
【０００９】
図２は、従来の振幅復調デバイスの概略図である。
まず第一に、信号ＶdbがＲＣ型低域フィルタによって処理され、搬送波の成分が除去され、かつ、そこから一般に基準変調信号Ｖmodとよばれる被変調信号の包絡線およびその連続的な成分ＤＣが抽出される。その第１のフィルタには数十ｋＨｚの遮断周波数を選択することができる。次に、遮断周波数が変調信号Ｖmodの周波数以下、例えば数ｋＨｚの別の低域フィルタによって、連続的なＤＣレベルＤＣが取り出される。次に、基準変調信号Ｖmodとその連続的なＤＣレベルＤＣとを比較することによって復調信号Ｖdemodを得ることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このような復調デバイスにはまさしくその構造に起因する多くの制約がある。実際には、連続的なＤＣレベルＤＣは、リーダの送信範囲内でのカードの位置およびその変位速度の関数として大きく変わる。この状況では、常に信頼できる比較レベルを生成するのは難しい。この問題は、大きいレンジ、すなわち約５０ｃｍ〜約１ｍが要求される用途でさらに深刻になる。
【００１１】
図３ａから図３ｃのグラフは、従来の復調デバイスの限界値を示している。図３ａには基準変調信号Ｖmodがその連続的なＤＣレベルＤＣとともに示されている。図３ｂには復調信号Ｖdemodが示されている。或る種の変調を検出できない可能性があること、および、デバイスによって識別された変調は完全に識別されてるとは限らない、すなわち、変調の開始および終了が正確に識別されていないことがわかるであろう。
【００１２】
図３ｃは、本発明の目的を示しており、本発明の目的は、リーダによって送信された全ての被変調信号の開始および終了を正確に識別することができる、非接触式デバイスのための復調器を製造することにある。
【００１３】
本発明の目的は、従来技術の上記欠点を克服し、「ピークおよびボトムの検出」の原理に基づくアクティブ復調器を提案することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の復調器は、「アクティブ」であるといわれる、すなわち、ダイナミックに変調された信号に応じて、復調の開始および終了を正確に識別することができるようにする低い（低い方の）閾値および高い（高い方の）閾値を生成することができる。
このような復調器は、主として、被変調信号の開始および終了をそれぞれ検出するように最適化された２つの独立した復調器からなる。
【００１５】
本発明の目的は特に、
（１）被変調信号から基準変調信号を取り出すためのピーク検出セルと、
（２）基準変調信号のピークを検出して、高い方の比較閾値を生成し、変調の開始を識別する第１の復調器と、
（３）基準変調信号のボトムを検出して、低い方の比較閾値を生成し、変調の終了を識別する第２の復調器と、
（４）復調信号を出力するための論理ユニットと
を備えることを特徴とする振幅変調された信号のための復調器を提供することにある。
【００１６】
一つの特徴によれば、ピーク検出セルは
（１）被変調信号が入力されるダイオードと、
（２）電流源と並列なコンデンサと
を備え、基準変調信号が、コンデンサの端子における充放電電圧である。
一つの特徴によれば、ピーク検出セルはさらに、基準変調電圧のレベルシフトされたコピー電圧を生成する。
【００１７】
一つの特徴によれば、第１の復調器は、基準変調信号のレベルシフトされたコピー信号を生成するようになっており、また、第１の復調器は、高い方の比較閾値を生成するために、レベルシフトされた基準変調信号のピークを検出するための検出セルとを備えており、変調の開始を決定するために、高い方の閾値とレベルシフトされた基準信号との交叉を検出するように一つの比較器が設けられる。
【００１８】
好ましい一実施例では、第１の復調器のピーク検出セルは、変調がない場合は導通しかつ変調のある間は遮断状態に置かれる少なくとも一つのトランジスタを備え、このトランジスタは、電流ミラーと並列なコンデンサと直列に接続され、電流ミラーによるコンデンサの放電によって変調の開始が識別される。
【００１９】
具体的な特徴によれば、高い方の比較閾値はコンデンサの端子における放電電圧をレベルシフトすることによって生成される。
一実施例では、放電勾配が５０〜１００ｋＶ／ｓである。
他の特徴によれば、第２の復調器は、基準変調信号のレベルシフトされたコピー信号を生成するようになっており、また、第２の復調器は、低い方の比較閾値を生成するために、レベルシフトされた基準信号のボトムを検出するためのセルを備えており、変調の終了を決定するために低い方の閾値とレベルシフトされた基準信号との交叉を検出するために一つの比較器が設けられる。
【００２０】
好ましい一実施例では、第２の復調器のボトム検出セルが、変調がない場合は遮断状態に置かれかつ変調のある間は導通している少なくとも一つのトランジスタを備え、このトランジスタは、電流ミラーと直列なコンデンサと並列に接続され、電流ミラーによるコンデンサの再充電によって変調の終了が識別される。
具体的な特徴によれば、低い方の比較閾値は、コンデンサの端子における充電電圧をレベルシフトすることによって生成される。
一実施例では、充電勾配が５０〜１００ｋＶ／ｓである。
【００２１】
他の特徴によれば、論理ユニットは、ピーク検出復調器およびボトム検出復調器の比較器によってそれぞれ制御される２つのラッチを備える。
他の特徴によれば、復調器は、基準変調信号を、復調器の電源電圧以下に維持するためのフィードバック制御システムをさらに備える。
【００２２】
本発明の目的はさらに、このような復調器を備えるＩＣカード型の非接触式デバイスを提供することにある。
一つの特徴によれば、このデバイスは、最大３m／ｓの変位速度と最大１ｍの距離で、読取り書込みデバイスと通信することができる。
【００２３】
本発明の復調器は、変調の開始および終了を極めて正確に決定することができる。従って、被変調信号のＤＣレベルの大きな変化に関連した制約から解放される。
従って、本発明の復調器は、非接触式デバイスとリーダとの間に広い送信範囲および速い変位速度が要求される用途で使用することができる。
本発明の上記以外の特徴及び利点は、添付図面を参照した以下の詳細な説明から明らかになろう。しかし、本発明は下記実施例に限定されるものではない。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、搬送波周波数が１３．５６ＭＨｚでありかつ変調指数が１０％である振幅変調された信号をリーダから受信する非接触式カードの場合について説明する。そして、この用途では、リーダの送信範囲内においてカード変位速度が最大３ｍ／ｓ、ＲＦ通信範囲が少なくとも１ｍ必要である。
【００２５】
本発明の復調器のブロック図である図４を参照すると、被変調信号Ｖdbはまず最初に、「ピーク検出セル」ＤＣＲによって処理され、これによって基準変調信号Ｖpeakが取り出される。
次に、並列された２つの独立した復調器ＦＥおよびＲＥが、変調の開始と終了とをそれぞれ検出し、次にこれらの中間結果を、論理回路によってディジタル処理し、復調信号を生成する。
【００２６】
第１の復調器は、基準変調信号Ｖpeakの高い方の閾値を検出し、かつ、Ｖpeakの電圧の降下（本実施例では１０％変調によって生じる降下）で変調の開始を識別するので、以降「立下りエッジ」ＦＥとよぶ。
第２の復調器は、基準変調信号Ｖpeakのボトム（10%変調に対応するボトム）を検出してこの変調に特有の低い方の閾値を生成し、かつ、電圧Ｖpeakが再び上昇する時に変調の終了を識別するので、以降「立上りエッジ」ＲＥとよぶ。
【００２７】
このようにして、被変調信号の変化に追従して、変調の開始および終了をリアルタイムに再現するダイナミックな復調器が得られる。
本発明の復調器は、その復調を実行するための多くの電子ユニットを備える。これらの種々のブロックは、図７の回路図に示されている。この図は非接触式カードまたは電子バッジで実現される単なる一実施例を示すものであり、本発明はこれに限定されるものではない。
【００２８】
最初、被変調信号Ｖdbから基準変調信号（包絡線信号）を取り出して、被変調信号Ｖdbから搬送波成分を除去する。
そのためには、図５に示す基本セルによって、第１ピーク検出ＤＣＲを行う。このようなセルは、基本的にダイオードと、コンデンサと、直流源とからなり、被変調信号Ｖdbから基準変調信号Ｖpeakを取り出すことを可能にする。
【００２９】
両極性を持つ交番信号である被変調信号Ｖdbを処理する時には、Ｖdbのプラスのサイクルの間のみ、すなわち、Ｖdb−Ｖpeak＞Ｖd（ここでＶdはダイオードの閾値電圧である）の間のみ、コンデンサＣが充電される。この関係が維持されなくなると、基本セルのダイオードが遮断状態になり、コンデンサＣがメモリ効果を発揮する。すなわち、ダイオードが遮断状態になった時点で、高い精度でＶpeak=Ｖdb(peak)-Ｖdとなっている。そのあと、コンデンサＣは定電流で放電され、Ｖpeakは、ｄＶpeak／ｄt＝−ｉ／Ｃの関係に従って低下する。
【００３０】
従って、搬送波に起因する成分を制限しながら、減衰なく変調信号を復元するために、例えば数十ｋＨｚの適当な時定数を選択する必要がある。実際には、変調信号の周波数は、搬送波の周波数と比べて低い。
図６は、図５の基本セルによって被変調信号Ｖdbから取り出される基準変調信号Ｖpeakを示すグラフである。
【００３１】
Ｖ1が変調深度（例えば10%）であり、かつ、Ｖ2が、取り出された信号Ｖpeak上に現われる搬送波に起因する成分である場合、Ｖ2をＶpeak上の雑音レベルとみなすことができる。搬送波周波数Ｆcとすると、搬送波の完全な１サイクルにわたるコンデンサの放電に対応する値Ｖ2(max)＝ｉ／(Ｃ*Ｆc)を推定することができる。
図７の実施例では、基準変調信号Ｖpeak1は、アンテナから来る被変調信号Ｖdbから直接取り出される。電流ミラーＭ4およびコンデンサＣ13のパラメータは、600ｋＶ／ｓのＶpeak1の放電勾配が得られるように規定される。
【００３２】
複数の非接触式カードを用いて行った各シミュレーションでは、さらに1μｓで500mＶの最大変調、すなわち500ｋＶ／ｓの勾配を確立することができ、これは、本発明の復調器のピーク検出セルＤＣＲの放電勾配(600ｋＶ／ｓ)より小さい。
搬送波に起因する成分Ｖ2は、13.56ＭＨｚの搬送波周波数で44ｍＶと推定することができる。従って、この雑音レベルは、500mＶの変調深度では許容可能である。
【００３３】
基準被変調信号Ｖpeak1のコピー信号Ｖpeak2は、ダイオードを用いる単純なレベルシフトによって生成される。これらの２つの信号ＶpeaklおよびＶpeak2は、そのあと、復調器ＦＥおよびＲＥによってそれぞれ用いられ、これらの結果は、図７には示されていない論理ユニットによって処理される。
【００３４】
本発明の復調器はさらに、フィードバック制御システムを備え、このフィードバック制御システムは、例えば2Ｖ〜5Ｖの範囲にあるその電源電圧にかかわりなく、基準被変調信号Ｖpeak1を、復調器でダイナミックに許容される最高点に設定することができる。高電圧のトランジスタＭ9は、被変調信号レベルＶdbの関数として変化する電流を抵抗器ＲＸ3を通して引き出す。このようにして、Ｖdbと電源電圧との間の可変のレベルシフトが得られる。
【００３５】
図７および図８を参照して変調の開始を識別する復調器ＦＥの動作を説明する。
この復調器ＦＥもピーク検出原理に基づいているが、フォロワ構成においてダイオードの代わりにＮＭＯＳトランジスタを用いる。図７で示すように、トランジスタＭ17およびＭl8は、電流ミラーＭ5およびＭ6によってバイアスされるフォロワとして接続されたトランジスタである。
【００３６】
トランジスタＭ17は、トランジスタＭl7の閾値電圧、例えばO.7Ｖに対応するＶtをレベルシフトして、基準変調信号Ｖpeak1のコピー信号Ｖmodulを生成する。
トランジスタＭ18は、ピーク検出基本セルＤＣＲのダイオードのように機能し、信号Ｖmodul上に、高い方の閾値Ｖdcmodを生成する。ＶdcmodはコンデンサＣ14の両端間の電圧を表す。
【００３７】
変調がない場合、トランジスタＭ18はコンデンサＣl4を充電し、この場合、Ｖdcmod=Ｖmodul（Ｖdcmodは被変調信号のピークにある）である。振幅変調が開始するときに電圧Ｖpeak1が降下し、このときＶpeak1−Ｖt ＜Ｖmodulとなる。トランジスタＭ28がオフになり、トランジスタＭ18をバイアスする電流ミラーＭ5によってコンデンサＣ14が定電流で放電される。この時Ｖdcmodは定電流でのコンデンサＣ14の放電を表す。Ｖdcmodの放電勾配は75ｋＶ／ｓで固定される。
【００３８】
この放電は変調に対して遅いが、カードがリーダから離れるときには電源の起こりうる降下よりも速くなければならない。カードがリーダに対して３ｍ／ｓで50ｃｍの範囲を移動することを考慮し、かつ、第１近似として内部電源電圧がカードとリーダとの間の通信距離に比例することを考慮すると、１／６秒で50ｃｍにわたって2Ｖから4Ｖへの変化がみられ、これは、75ｋＶ／ｓと比べるならば、12Ｖ／ｓの最小放電勾配になる。
【００３９】
Ｖdcmodは、信号Ｖmodulのピークを識別する。比較閾値をつくるために、バイアス電流が通過する抵抗ＲＸＯでの電位降下を用いてＶdcmodshiftとしてＶdcmodを再現する。このようにして、ＶdcmodとＶdcmodshiftとの間のヒステリシスの前に約110mＶのレベルシフトが得られる。
【００４０】
変調の開始は、ＶmodulとＶdcmodshiftとが交叉することによって決定される。これらの2つの信号は、搬送波に起因する起こりうる多数の遷移を排除するのに十分な50mＶのヒステリシスを持つ比較器によって処理される。従って、変調の開始の検出をトリガーするための閾値は約160mＶであり、この値は変調深度が500mＶの場合に比較的正確なものであり、44mＶと推定される搬送波に起因する成分とは決して混同しない。
【００４１】
同様に、復調器ＲＥによる変調終了の検出の原理を図９で説明する。
復調器ＦＥは、被変調信号のピークを追跡して、被変調信号のピークより低い閾値を生成して変調の開始を識別するが、復調器ＲＥは、被変調信号のボトム（この間は変調がある）を追跡して、被変調信号のボトムより高い閾値を生成して変調の終了を識別する。
そのためには、ボトムのレベルを記憶するために急速にコンデンサを放電でき、次に、比較閾値を生成できる再充電勾配をつくるためにそのコンデンサを定電流で再充電できる必要がある。
【００４２】
これは、電流ミラーＭ30、Ｍ25、Ｍ28によってバイアスされる、フォロワ構成のＮＭＯＳトランジスタＭ31およびＰＭＯＳトランジスタＭ26およびＭ27によって達成される。トランジスタＭ31は、ＶmodulshiftとしてＶpeak2をコピーし、トランジスタＭ27は、Ｖmodinfを、約１Ｖに等しいＶtpだけレベルシフトされたＶmodulshiftとしてコピーする。
【００４３】
この二重コピーの目的は、後で比較用に用いられる信号Ｖmodinfを、システムのダイナミックレンジ内の中心に置き直すことにある。実際には、Ｖpeak1はフィードバック制御によってほぼ電源のレベルに維持される。Ｖmodulshiftは、Ｖpeak2のレベルシフトされたコピー、すなわちダイオード閾値＋ＮＭＯＳトランジスタ閾値、すなわちl.4ＶレベルシフトされたＶpeak1のコピーである。ここで、復調器ＲＥでの検出がＰＭＯＳトランジスタによって行われるとすると、信号のレベルを上げる必要があり、そのため、ほぼＶpeakl−0.4Ｖに対応すると共に復調器ＲＥの比較器の入力ダイナミックレンジ内に維持されるＶmodinfを用いて動作する。
【００４４】
信号Ｖmodinfのボトムでの低い方の閾値は、コンデンサＣ19の端子での電圧Ｖdcmodinfによって表される。
変調がない場合はコンデンサＣ19は充電される。変調が起こるときにＶmodulshiftは下がり、Ｖdcmodinf−Ｖtpより低くなる。ＶdcmodinfがＶmodulshift＋Ｖtpのレベルに戻らない限り、トランジスタＭ26は導通状態になり、コンデンサＣ19を急速に放電する、すなわちＶdcmodinf=Ｖmodinfである。このようにして、被変調信号ＶmodinfのコピーのボトムにおいてＶdcmodinfが確かに得られる。
【００４５】
変調が終わると、Ｖmodulshiftは再度上昇し、トランジスタＭ26のオフとなり、コンデンサＣ19に電流が引き出されなくなる。次に、コンデンサＣ19は電流ミラーＭ25によって定電流で再充電される。復調器ＲＥの時定数は、復調器ＦＥの時定数と同一になるよう選択され、すなわち本実施例では75ｋＶ／ｓである。
【００４６】
信号Ｖdcmodinfは信号Ｖmodinfのボトムを識別する。前と同様に、比較閾値をつくるために、Ｖdcmodinfは、バイアス電流が流れる抵抗ＲＸ４での電位の降下だけシフトされてＶdcmodinfshiftとしてコピーされる。このようにして、ＶdcmodinfとＶdcmodinfshiftとの間のヒステリシスの前にほぼ75mＶのレベルシフトが得られる。
【００４７】
変調の終了は、ＶmodinfとＶdcmodinfshiftとが交叉することによって決定される。これらの2つの信号は、50mＶのヒステリシスを持つ復調器ＦＥで用いたのと同じ比較器によって処理される。従って、変調終了の検出用閾値のトリガーは約１２５mＶである。
図１１に示すように、本発明の復調器によって復調される信号は、2つの復調器ＦＥおよびＲＥの２つの比較器の出力の論理処理値に対応する。
【００４８】
図１０は、比較器の出力信号を示すグラフである。被変調信号の形はグラフ「modul」によって示され、復調器ＦＥの比較器の出力は、変調の開始を正確に識別するグラフ「demodＦＥ」によって表され、復調器ＲＥの比較器の出力は、変調の終了を正確に識別するグラフ「demodＲＥ」によって表される。復調信号は、最後のグラフで表される。
【００４９】
本発明の復調器の論理回路は、被変調信号と比較閾値との最初の交叉を検出するように構成されており、２番目の交叉は本実施例では有効な情報を持っていない。
図１１に示すように、比較器ＦＥによって検出された最初の交叉は、第１のラッチＤ１を起動させて変調の開始を知らせ、比較器ＲＥによって検出された最初の交叉は、第２のラッチＤ２を起動させて変調の終了を知らせる。
図１２ａから図１２ｃは、本発明の復調器を用いた信号Ｖdbの復調のシミュレーションを示すグラフである。図１２ｃのグラフには復調の正確な精度がよく示されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】 非接触式デバイスの入力段のブロック図。
【図２】 従来の信号復調装置の機能ブロック図。
【図３】 図３ａは変調信号とそのDCレベルを示すグラフであり、図３ｂは従来のデバイスで復調される信号を示すグラフであり、図３ｃは本発明の復調器での変調信号を示すグラフである。
【図４】 本発明の復調器の機能ブロック図。
【図５】 「ピーク」検出のための基本セルの機能図。
【図６】 被変調信号の基準変調信号を示すグラフ。
【図７】 非接触式デバイスにおける本発明の復調器の実行を示すブロック図。
【図８】 本発明の復調器による変調の開始の検出を示す概念図。
【図９】 本発明の復調器による変調の終了の検出を示す概念図
【図１０】 本発明の復調器によって復調される信号を示すグラフ。
【図１１】 本発明の復調器の論理ユニットを示す図。
【図１２】 図１２ａは被変調信号を示すグラフであり、図１２ｂは基準変更信号を示すグラフであり、図１２ｃは本発明の復調器によって変調された信号を示すグラフである。

Claims (15)

1. （１）振幅変調された信号（Ｖdb）から基準変調信号（Ｖpeak1）を取り出すためのピーク検出セル（DCR）と、
   （２）基準変調信号（Ｖpeak1）のピークを検出して、高い方の比較閾値を生成し、変調の開始を識別する第１の復調器（ＦＥ）と、
   （３）基準変調信号（Ｖpeak1）のボトムを検出して、低い方の比較閾値を生成し、変調の終了を識別する第２の復調器（ＲＥ）と、
   （４）復調信号（Ｖdemod）を出力するための論理ユニットと
   を備えることを特徴とする振幅変調された信号（Ｖdb）のための復調器。
2. 前記ピーク検出セル（DCR）が
   （１）被変調信号（Ｖdb）が入力されるダイオードと、
   （２）電流源(Ｉ)と並列なコンデンサ（Ｃ）と
   を備え、基準変調信号（Ｖpeak1）がコンデンサ（Ｃ）の両端子間の充放電電圧であることを特徴とする請求項１に記載の復調器。
3. 前記ピーク検出セル（DCR）がさらに、基準変調電圧（Ｖpeak1）のレベルシフトされたコピー信号（Ｖpeak2）を生成することを特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の復調器。
4. 第１の復調器（FE）が、基準変調信号（Ｖpeak1）のレベルシフトされたコピー信号（Ｖmodul）を生成し、かつ、第１の復調器（ＦＥ）が、高い方の比較閾値（Ｖdcmodshift）を生成するために、レベルシフトされた基準信号（Ｖmodul）のピーク（Ｖdcmod）を検出するための検出セルを備え、変調の開始を決定するために高い方の閾値（Ｖdcmodshift）とレベルシフトされた基準信号（Ｖmodl）との交叉を検出するために１つの比較器が設けられることを特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の復調器。
5. 第１の復調器（ＦＥ）のピーク検出セルが、変調がない場合は導通しかつ変調のある間は遮断状態にある少なくとも一つのトランジスタ（Ｍ18）を備え、このトランジスタ（Ｍ18）は電流ミラー（Ｍ5）と並列なコンデンサ（Ｃ14）と直列に接続され、変調の開始が電流ミラー（Ｍ5）によるコンデンサ（Ｃ14）の放電によって識別されることを特徴とする請求項４に記載の復調器。
6. 高い方の比較閾値（Ｖdcmodshift）がコンデンサ（C14）の端子における放電電圧（Ｖdcmod）をレベルシフトすることによって生成されることを特徴とする請求項４または５に記載の復調器。
7. 放電電圧（Ｖdcmod）の放電勾配が50〜100ｋＶ／ｓであることを特徴とする請求項６に記載の復調器。
8. 第２の復調器（ＲＥ）が、基準変調信号（Ｖpeak1）のレベルシフトされたコピー信号（Ｖmodinf）を生成し、かつ、第２の復調器（ＲＥ）が、低い方の比較閾値（Ｖdcmodinfshift）を生成するために、レベルシフトされた基準信号（Ｖmodinf）のボトム（Ｖdcmodinf）を検出するためのセルを備え、変調の終了を決定するために低い方の閾値（Ｖdcmodinfshift）とレベルシフトされた基準信号（Ｖmodinf）との交叉を検出するために１つの比較器が設けられることを特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の復調器。
9. 第２の復調器（ＲＥ）のボトム検出セルが、変調がない場合は遮断状態に置かれかつ変調のある間は導通している少なくとも一つのトランジスタ（Ｍ26）を備え、このトランジスタ（Ｍ26）は電流ミラー（Ｍ25）と直列なコンデンサ（C19）と並列に接続され、変調の終了が電流ミラー（Ｍ25）によるコンデンサ（C19）の再充電によって識別されることを特徴とする請求項８に記載の復調器。
10. 低い方の比較閾値（Ｖdcmodinfshift）が、コンデンサ（C19）の端子における充電電圧（Ｖdcmodinf）をレベルシフトすることによって生成されることを特徴とする請求項８または９に記載の復調器。
11. 充電電圧（Ｖdcmodinf）の充電勾配が50〜100ｋＶ／ｓであることを特徴とする請求項１０に記載の復調器。
12. 前記論理ユニットが、ピーク検出復調器（ＦＥ）およびボトム検出復調器（ＲＥ）の比較器によってそれぞれ制御される２つのラッチ（Ｄ1、Ｄ2）を備えることを特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の復調器。
13. 基準変調信号（Ｖpeak1）を復調器の電源電圧以下に維持するためのフィードバック制御システムをさらに備えることを特徴とする上記請求項のいずれか一項に記載の復調器。
14. 請求項１〜１３のいずれか一項に記載の復調器を備えるＩＣカード型の非接触式デバイス。
15. 最大３ｍ／ｓの変位速度と最大１ｍの距離で読取り書込みデバイスと通信することができることを特徴とする請求項１４に記載のデバイス。

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