JPH043696B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明はPCM符号化とADPCM符号化を交互
にくり返す場合のADPCM回路、特に量子化ノイ
ズを累積しないADPCM復号回路に関する。 ADPCMに関しては1980年４月IEEE発行の
“Proceedings of IEEE”488頁〜525頁に詳しく、
また、伝送路ビツト誤りに対して強い特性を持た
せた改良形ADPCMに関しては1982年５月IEEE
発行の“Proceedings of ICASSP、82”960頁〜
963頁に詳しい。以下本発明の説明に必要となる
範囲で、前記第２の文献に基づいてADPCMを説
明する。 第１図は従来のADPCM符号及び復号回路を示
したもので、入力信号端子１、減算器２、適応量
子化回路３、逆適応量子化回路４、加算器５、適
応予測回路６および符号出力端子７からなる
ADPCM符号回路と、符号入力端子８、逆適応量
子化回路９、加算器１０、適応予測回路１１およ
び出力端子１２からなるADPCM復号回路を示し
ている。 適応量子化回路３は入力信号がＭビツト長で表
示されている場合、出力信号としてＭより小さい
Ｎビツト長出力信号を得る回路で、入力信号を2^N
−１個の閾値を用いて判定し、判定結果をＮビツ
トで出力するものである。つまり、ある標本時刻
ｊでの量子化幅をΔ_j、この時の入力信号x_jが N_j・Δ_jx_j＜（n_j＋１）・Δ_j、 n_j∈{0、±1、±2、…±(2^N-1−１）、 −2^N-1｝ (1) Ｎ：割当量子化ビツト数 であれば、出力信号はn_jであり、次の標本時刻
（ｊ＋１）での量子化幅Δ_j+1は適応量子化回路入
力信号レベルに応じて次式を用いて圧伸させる。 Δ_j+1＝Δ〓_j・Ｍ（n_j） (2) ただし、ここでＭ（n_j）はn_jにより一意的に定
まる乗数であり、8kHzで標本化された音声信号
を４ビツト（Ｎ＝４）に符号化する場合に用いら
れる乗数の一例を表１に示す。

【表】 式(2)においてβは１より小さい正定数に定めて
おけば、適応予測回路が時不変フイルタである限
りはΔ〓_jの演算が過去の量子化幅をリークさせる
作用があるため伝送路ビツト誤りに対して強くな
る事が知られており、詳しくは1975年IEEE発行
の「Transactions on Communications」第
1362頁〜第1365頁を参照されたい。逆適応量子化
回路４及び９は前記適応量子化回路３のＮビツト
出力信号、および伝送されて来たＮビツト量子化
回路出力信号が入力されると、前記閾値に対応し
てＭビツトの再生入力信号を出力するもので x^_j＝n_jΔ_j＋0.5Δ_j (3) により伝送信号を逆量子化する。 このx^_jの事は代表値と呼ばれている。 式(1)、式(3)で示される量子化の特性は閾値間の
幅が一定であるため、代表値間も同じ幅で一定と
なつており、線形量子化特性と呼ばれている。一
般には閾値間の幅、代表値間の幅も一定とはなら
ず、量子化すべき信号の統計的な分布関数に依存
した幅を持たせるのが常であるが詳しくは後述す
る。適応予測回路および１１の伝送関数は同一
で、これをＰ（Ｚ）とすると、 Ｐ（Ｚ）＝_k 〓ⁱ⁼¹ a^j _iZ^-i (4) となる。ここで｛a^j _i｜ｉ＝１、…、ｋ｝は時刻ｊ
の予測係数と呼ばれており時刻ｊにおける予測器
入力信号をx^_j、逆量子化器出力信号をe^_jとすれ
ば、e^² _jを最小とする様に各係数を変化させる。つ
まり、各係数は a^j+1 _i＝（１−δ）a^j _i＋ｇ・e^_j・x^_j-1 (5) として時々刻々変化させるとよい事が知られてい
る。ここでδ及びｇは１より小の正定数である。 以下第１図に従つて従来のADPCM符号回路、
復号回路について述べる。時刻ｊにおける入力信
号標本値x_jが端子１からADPCM符号化回路に入
力されると、減算器２により入力信号x_jと適応予
測回路６の出力信号x〓_jの差が計算され、誤差信号
e_jとして適応量子化回路３へ入力される。適応量
子化回路３は前述した様にe_jをＮビツトの符号n_j
に変換し、端子７から出力されると同時に逆適応
量子化回路４へ入力される。逆適応量子化回路４
ではn_jよりＭビツトの誤差信号e^_jを再生する。再
生された誤差信号e^_jと適応予測回路６の出力x〓_jは
加算器５により加え合せられ量子化入力信号x^_jを
再生する。この後、適応量子化回路３、逆適応量
子化回路４の量子化幅及び適応予測回路６の係数
は前述した様の次の入力信号の符号化を行なうた
めに修正される。前述したように適応予測回路の
係数修正は誤差信号e^_jのパワー、つまりe^² _jを最小
化する様に修正されるため、e_j信号はx_j信号に比
べてダイナミツク・レンジが小さくなり、同一ビ
ツトで符号化する事を考えれば小さくなつた分だ
け適応量子化回路３によつて発生する誤差も小さ
くなり、精度よく符号化できる事になる。 一方従来形のADPCM復号回路では、受信され
た量子化符号n_jが端子８から入力され、逆適応量
子化回路９により再生誤差信号e^_jを発生する。こ
のe^_jと適応予測回路１１の出力x〓_jは加算器１０に
より加算されx^_jを合成して、出力端子１２へ出力
し、かつ適応予測回路１１へ次の標本時刻の予測
を行なうために加える。ADPCM復号回路側でも
適応量子化符号n_jもしくは誤差信号e^_jより、逆適
応量子化回路の量子化幅を式(2)に従つて時々刻々
変化させ、かつx^_jとx〓_jの差、つまり、e^_jのパワー
を最小化する様に適応予測回路１１の係数を式(5)
に従つて変化させる。 ADPCM符号回路と復号回路では、逆適応量子
化回路４，９および適応予測回路６，１１の内部
状態が一致しておれば、ADPCM符号回路／復号
回路のe^_j、x^_j、x〓_jの値は一致する。このため
ADPCM符号回路と復号回路が距離的に離れて設
けられていても端子１に加わる入力信号x_jと端子
１２から出力されるx^_jはほとんど同一の値を取る
ことになる。ところで、符号回路の端子７から復
号回路の端子８までの間は伝送路となるが、伝送
路には熱雑音等によりビツト誤りが発生する可能
性がある。この場合ADPCM復号回路が不安定状
態に陥つて復帰できない事が多い。これは以下の
様に説明できる。 ADPCM復号回路の逆適応量子化回路９の出力
e^_jより出力端子１２までの伝送関数Ｄ（Ｚ）を、
適応予測回路１１の伝達関数として式(4)を用いて
求めると、 となる。a^j _iは前述した様にe^_jより計算される値で
あり、伝送路ビツト誤りが発生するとADPCM復
号回路の適応予測回路の予測係数の修正値は
ADPCM符号回路の適応予測回路の予測係数とは
異なる値となる。式(6)は予測係数により決定され
る極をＫ個持つており、上記の伝送路ビツト誤り
の結果ADPCM復号回路側では極の位置がＺ平面
上で単位円外に出てしまうことがある。この様な
状況になるとADPCM復号回路は発振状態とな
り、再び正しい動作にはもどれない。（前記第２
の文献参照） 前記第２の文献ではこの不安定状態を除くた
め、式(6)を以下の様に式展開して、適応的に動く
極を除いた伝達関数を持つADPCM符号回路及び
復号回路を実現している。 ここで係数｛a^_i｝は固定定数であり、｛b^j _i｝が
適応係数である。（１＋_k 〓ⁱ⁼¹ b^j _iZ^-i）の項は式(6)を （１−_k 〓ⁱ⁼¹ a^_iZ^-i）で割つた答を （Ｍ＋１）項でうち切つたものである。固定係数
｛a^_i｝を音声の平均的な性質にあつた値に選べば
上記のうち切り誤差も小さく、符号化品質の劣化
はほとんどない。ここで、音声の平均的な性質に
あつた固定係数｛a^_i｝の求め方は、前記第１の文
献の498頁に詳しい。 式(7)に基いた従来方式のADPCM符号回路及び
復号回路を第２図に示す。第２図は入力端子１、
減算器２１，２２、適応量子化回路３、逆適応量
子化回路４、加算器５１，５２、適応フイルタ６
１固定フイルタ６２、出力端子７からなる
ADPCM符号回路と、入力端子８、逆適応量子化
回路９、加算器１０１，１０２、適応フイルタ１
１１、固定フイルタ１１２、出力端子１２からな
るADPCM復号回路からなる。固定フイルタ６２
および１１２は、式(4)で使用された固定予測係数
｛a^_j｝を用いて以下の伝送関数を持つ。 P2（Ｚ）＝_k 〓ⁱ⁼¹ a^_iZ^-i (8) また、適応フイルタ６１，１１１は以下の伝送
関数を持つ。 P1（Ｚ）＝_M 〓ⁱ⁼¹ b^j _iZ^-i (9) ただし、適応係数は各々以下の様に修正され、
これはe_j信号のパワーを最小化する方向に修正さ
れる事が第２の文献に述べられている。 b^j+1 _i＝（１−δ）b^j _i＋ge^_j-ie^_j (10) いま、端子１から入力信号x_jが入力されると、
減算器２１で固定フイルタ６２の出力x〓_jと差が取
られ、y_jとなり、減算器２２へ入力される。減算
器２２ではy_jから適応フイルタの出力y〓_jを減算
し、適応量子化回路３に加えられる。適応量子化
回路３に加えられる。適応量子化回路３はe_jを量
子化し、符号n_jを出力端子７から出力するととも
に逆適応量子化回路４に加えられ、量子化された
誤差信号e^_jを得る。e^_jは適応フイルタ６１に入力
され、次の標本時刻でのフイルタ演算に使用され
るとともに、適応フイルタ６１の出力y〓_jを加算器
５１により加えられ、y^_jとして加算器５２へ伝え
られる。加算器５２ではy^_jとx〓_jが加算され入力信
号x_jの量子化信号x^_jを再生し、次の標本時刻での
フイルタ演算に使用される。このため、固定フイ
ルタ６２の出力が入力信号の平均的なふるまいに
適したものであれば第１の誤差信号y_jの振幅レベ
ルが減少し、この信号から適応フイルタ６１の出
力を減じられた第２の誤差信号e_jはさらにレベル
を低い信号となる。一般的に言つて第１図の適応
予測回路６は再生量子化入力値から次の入力信号
値を予測するのに対して、第２図の適応フイルタ
６１は誤差信号から次の入力信号を予測すること
になり能力的には第２図の適応フイルタ６１の方
が低いが、固定フイルタ６２が平均的な入力信号
の性質に関する信号を発生しているため、第２図
の符号化器も全体としては第１図の符号器と比べ
遜色ない符号化が可能となつている。 次に第２図のADPCM復号回路の動作を説明す
る。入力端子８から量子化符号が入力されると逆
適応量子化回路９は量子化された誤差信号e^_jを再
生し、適応フイルタ１１１に入力し、次の標本時
刻の適応フイルタ演算に用い、かつ、加算器１０
１により適応フイルタ１１１の出力y〓_jと加算され
y^_jを再生する。y^_jは固定フイルタ１１２の出力x〓_j
と加算器１０２により加算され量子化された符号
器側入力信号x^_jを再生し、出力端子１２及び固定
フイルタ１１２へ供給される。適応フイルタ１１
１と固定フイルタ１１２の伝達関数P1（Ｚ）及び
P2（Ｚ）は式(8)および式(9)に示す通りであり、逆
適応量子化回路９の出力から出力端子１２までの
伝達関数Ｄ（Ｚ）は Ｄ（Ｚ）＝１＋P1（Ｚ）／１−P2（Ｚ）(1
1) となるため、式(7)と一致し、適応的に動く極をＺ
平面上で持たないため、伝送路ビツト誤りが発生
しても安定な動作を期待できる。 以上の外、ADPCM符号／復号回路としては第
２図の固定フイルタ６２，１１２を極を動きうる
範囲を制限して使用する適応零点／適応極形の予
測フイルタを持つ事もあるが、同様に説明できる
ため、詳細は省略する。 以上、ADPCM符号／復号回路について見て来
たが、このADPCM回路を既存PCM網に導入す
る事を考えると、第３図で示すようにPCMで符
号化された信号はADPCM符号化され、再び
PCM符号化され伝送される形態が生ずる。第３
図では、ADPCM符号／復号回路を２段縦続接続
した場合を示している。この結果、PCM符号化
とADPCM符号化が交互に行なわれる状況が発生
する。 一般にADPCM符号／復号回路内部の演算は、
８ビツト非線形PCMを線形化すると14ビツト相
当となるため、PCM並の符号化を行なう必要性
から14ビツト以上の線形符号を用いて実行されて
いる。このため、ADPCM符号／復号回路と他の
ADPCM符号／復号回路との間が、ADPCM内部
演算ビツト数と等しいか多い線形符号ビツトで接
続できるとすればADPCM符号／復号回路を縦続
接続させても接続自体による劣化はない。このた
め、最初のADPCM符号／復号回路とそれに続く
ADPCM符号／復号回路の内部状態が全て一致し
ておればADPCM符号／復号回路を縦続接続させ
ても内部状態は各ADPCM符号／復号回路で同様
に変化し、何段に亘つて縦続接続させても、１段
分のADPCM回路の劣化に留まる。 しかしながら、前述した様にADPCM符号／復
号回路とそれに続くADPCM符号／復号回路間は
非線形８ビツトPCM符号で接続される。このた
め、縦続接続すると、使用可能ビツト数が少くな
る事、および、使用可能ビツト数の各ビツトの重
み付けが非線形である事に起因した接続自体の劣
化を伴う。この接続自体による劣化は、最初の
ADPCM符号／復号回路とそれに続くADPCM符
号／復号回路の内部状態がある時点で一致してい
ても、入力PCM符号が劣化分だけ異なる事に起
因して選択ADPCM符号が異なつて来る。選択
ADPCM符号が異なると、適応量子化の式(2)で与
えられる表１に示された乗数が異なる事、また、
式(5)、式(10)の適応予測係数が異なつて来る事よ
り、内部状態が一致しなくなつて来る。このため
縦続接続を行なつた場合の劣化は、上記PCM接
続の劣化分に加え、ADPCM符号／復号回路によ
る劣化分が縦続接続段数分だけ累積する事とな
り、非常に大きな劣化が発生する。 上記の内部状態の一致が崩壊して行く機構に関
しては、ADPCM符号／復号回路で使用される量
子化回路の閾値と代表値の関係が式(1)と式(3)で示
される線形量子化特性を持つている限りにおいて
はIEEE 1979年発行の“Proceedings of 1979
ISCAS”の969頁〜970頁に詳しく述べられてお
り、また、一度内部状態が一致すれば、閾値間隔
と代表値間隔が一致しているという線形量子化特
性の性質を利用してこの内部状態の一致を維持す
る手法（同文献のTable2参照）についても述べ
られている。 しかしながら、従来の内部状態維持手法は、量
子化能力を向上させるために一般に行なわれてい
る非線形量子化特性を有するADPCM符号／復号
回路には応用できない。この非線形量子化特性と
は、量子化回路へ入力される信号の統計的分布を
調べて、この分布に適した閾値と代表値を決定す
るもので、例えば分布関数がガウス分布の場合で
量子化符号ビツト数が４の場合は表２の様に定め
られる事がIRE 1960年５月発行の
“Transactions on Information Theory”の７
頁〜12頁に詳しく述べられている。表２よ

【表】 りも明らかな様に閾値間間隔及び代表値間隔は式
(1)及び式(3)で与えられる線形量子化特性とは異な
り一定幅ではなくなる。このため、閾値間隔と代
表値閾値が一定である事を利用した従来の内部状
態の一致を維持させる手法は適応できなくなり、
この様な量子化回路を有するADPCM符号／復号
回路を非線形PCM符号化を介して縦続接続させ
ると特性劣化の累積が発生した。 本発明の目的は非線形量子化特性を有する
ADPCM符号／復号回路を非線形PCM符号化を
介して縦続接続しても特性劣化が累積しない
ADPCM復号回路を提供する事にある。 本発明の他の目的はADPCM符号復号回路の適
応予測回路の構造や適応量子化回路の量子化特性
に依存することなく縦続接続時の特性劣化が累積
しない方法を提供する事にある。 本発明によるADPCM復号回路は、標本時刻毎
に入力非線形符号化PCM信号を線形化した信号
と、適応的に予測された予測信号との差である残
差信号を適応的に量子化するADPCM符号器から
出力される符号信号を受信し、非線形PCM復号
信号を出力するADPCM復号回路において、前記
ADPCM符号器からの量子化符号信号より、符号
器側での前記残差信号に対応して、代表残差信
号、低極限残差信号および高極限残差信号を発生
し、かつ、前記量子化符号信号により次の標本時
刻での量子化特性を決定する逆適応量子化回路
と、前記逆適応量子化回路からの前記代表残差信
号に後述する適応予測信号を加え、代表復号信号
を発生する加算手段と、前記代表復号信号を非線
形符号化PCMに変換する非線形PCM変換回路
と、前記非線形PCM変換回路の出力を線形化す
る線形PCM変換回路と、前記線形PCM変換回路
の出力信号から後述する適応予測信号を減じ、代
表復号残差信号を発生する減算手段と、前記
ADPCM符号器からの量子化符号信号が上限値、
或いは下限値でない場合、すなわち過負荷でない
時は、前記代表復号残差信号と、前記低極限残差
信号および前記高極限残差信号の比較により、ま
た、前記量子化符号信号が正側の過負荷符号の時
は、前記代表復号残差信号と前記低極限残差信号
の比較により、さらに、前記量子化符号信号が負
側の過負荷符号の時は前記代表復号残差信号と前
記高極限残差信号の比較により、前記非線形
PCM変換器出力信号を、そのまま、或いは＋１
又は−１を加算して非線形PCM復号信号とする
手段と、前記代表復号信号、もしくは、前記代表
復号信号と前記代表残差信号を入力し、現時刻で
の適応予測信号を発生し、かつ、次の標本時刻で
の予測特性を決定する適応予測回路とから少なく
とも構成され、適応逆量子化回路の出力に代表残
差信号のみでなく、高低両極限残差信号をも出力
させ、これ等の値と、ADPCM符号器からの量子
化符号信号との値により、代表復号信号の非線形
PCM符号を修正して非線形PCM復号信号とする
事を特徴とするADPCM復号回路である。 以下図面を参照しながら本発明を詳細に説明す
る。第４図は本発明の第２図に示すADPCM回路
に対する一実施例であり、入力端子８、逆量子化
回路９１、加算器１０１〜１０４、減算器１０５
〜１０６、適応フイルタ１１１、固定フイルタ１
１２、線形−非線形PCM変換回路１２０、非線
形−線形PCM変換回路１２１、比較回路１２３、
選択回路１２４、出力端子１２６からなつてお
り、極応フイルタ１１１、固定フイルタ１１２、
加算器１０１，１０２は第２図のADPCM復号回
路と同一のものである。また、線形−非線形
PCM変換回路１２０、非線形−線形PCM変換回
路１２１の詳細は1970年９月Bell System
Laboratories発行の“BSTJ”1555頁〜1588頁に
説明されているものが利用できる。逆適応量子化
器９１は入力ADPCM符号ｎを入力されると、表
２に示されたｎに対応する代表値、閾値及びｎ＋
１の閾値の各々の量子化幅Δ_jを乗じた値を出力
するもので、この様にすると代表値は両閾値で示
される区間を代表した形を取る。ｎが８の場合の
ように代表値の絶対値が最大となる量子化符号を
過負荷信号と呼ぶことにするが、後述する様に、
正過負荷符号の場合の高極限残差信号及び負過負
荷信号の低極限信号は不要となる。 いま端子８にADPCM符号n_jが入力されたとす
ると、逆適応量子化回路９１はADPCM符号n_jに
対応して表２に示された代表値と閾値に現在の量
子化幅Δ_jを乗ぜられた値を出力する。この出力
信号は、符号器側の残差信号e_jに対応する代表残
差信号e^_jと、この代表残差信号e^_jが代表している
信号値の区間の両極限を示す値となつており、大
きい方をThU、小さい方をTHLとする。適応フ
イルタ１１１と固定フイルタ１１２では現在時刻
での予測値（総和をP_jとする。）を出力中である
ので、代表残差信号e^_jに対して加算器１０１と１
０２により適応フイルタ１１１と固定フイルタ１
１２の出力予測値を各々加算する事により、代表
復号信号x^_jを得る。従つて次式が成り立つ。 x^_j＝e^_j＋P_j (12) ここでも代表復号信号x^_jは区間〔THL＋P_j、
THU＋P_jを代表する値となつている。 代表復号信号x^_jは、線形−非線形PCM変換器
１２０により通常の８ビツトPCM符号Ｘに変換
される。さらに、Ｘは再び非線形−線形PCM変
換器１２１によりPCM量子化信号x^R _jへ変換され
た後、減算器１０５と１０６により、適応フイル
タ１１１と固定フイルタ１１１２の現時刻の出力
予測値を各々減算する事により、代表復号残差信
号e^R _jへ変換され、比較器１２３へ入力される。 従つて、代表復号残差信号e^R _jは次式で与えられ
る。 e^R _j＝x^R _j−P_j （13） まず、入力ADPCM符号が過負荷符号でないと
し、e^R _jが区間〔THL、THU〕内に存在する時を
考える。比較器１２３はこの状況で選択回路１２
４によりPCM符号Ｘを選択し出力する。 次段でのADPCM符号回路の内部状態が現段の
内部状態と同一であるとすれば、次段のADPCM
符号回路ではx^R _jが線形入力として用いられ、か
つ、e^R _jが区間〔THL、THU〕内にある信号に対
しては現段と同じADPCM符号が割当てられる。
このため、現段と次段のADPCM符号／復号回路
の内部状態は同一となる。 次に、e^R _jが区間〔THL、THU〕になく、e^R _j＞
THUの場合を考える。現段ADPCM符号回路の
入力信号も非線形PCM信号であり、かつ、代表
復号信号x^_jをPCM量子化した値がx^R _jであり、e^R _j
とx^R _jの関係は（13）式で示されるから区間
〔THL＋P_j、THU＋P_j）に少くとも１個PCMの
代表値が入つているはずである。（PCM代表値が
この区間になければ、この区間を生成した
ADPCM符号は選択されないはずである。） さらに区間〔THL＋P_j、THU＋P_j〕内にある
代表値x^_jをPCM量子化した値がx^R _jであるから、
PCMの量子化閾値は〔THL＋P_j、x^_j〕に存在
し、x^R _j＞THU＋P_jであるからPCMの量子化幅は
２（x^R _j−x^_j）〜２（x^R _j−THL−P_j）となり、この
様な状況はPCMの量子化幅がADPCMの量子化
幅の１倍から高々２倍程度となつた時に発生する
事が理解されよう。この様な場合、x^R _jを発生した
非線形PCMコードＸと、現段ADPCM符号回路
の入力非線形PCMコードとの差はx^_jが〔THL＋
P_j、THU＋P_j）にあり、x^R _jはない事よりＸの方
が１だけ高いPCMコードである事は明らかであ
る。 また、非線形PCM符号は特殊な極性振幅表現
であるため、比較回路１２３はこの状況で選択回
路１２４を働らかせ、x^R _jが正の時（x^R _jを発生した
非線形PCMコードＸのMSB（Ｍost Ｓignitican
Ｂit）が１の時に相当）は、Ｘに加算器１０３
で＋１（最小ステツプサイズ分）、負の時（Ｘの
MSBが０の時に相当）は、Ｘに加算器１０４で
−１したものを出力として選択させるため、現段
ADPCM符号回路の入力PCM信号と、次段
ADPCM符号回路の入力信号が完全に等しくな
り、内部状態の一致が維持される事が理解されよ
う。 さらにe^R _jが区間（THL、THU）になく、すな
わちx^R _jが区間〔THL＋P_j、THU＋P_j〕になく、
e^R _j＜THLの場合について考える。この場合も少
くとも１個のPCM代表値が区間〔THL＋P_j、
THU＋P_j）に入つているはずである。また、こ
の区間内の代表値x^jをPCM量子化した値がx^^R _jで
あるから、PCMの量子化閾値は〔x^j、THU＋
P_j）に存在する。このためPCMの量子化幅は２
（x^j−^R _j）〜２（THU＋P_j−x^R _j）となり、この場合
もPCMの量子化幅がADPCMの量子化幅の１倍
から高々２倍程度となつた時に発生する事が理解
されよう。この様な場合、x^R _jを発生した非線形
PCMコードＸと、現段ADPCM符号回路の入力
非線形PCMコードとの差はＸの方が１だけ小さ
いPCMコードとなつている事は明白であろう。
このため、比較回路１２３はこの状況で選択回路
１２４を働らかせ、x^R _jが正の時（ＸのMSBが１
の時に相当）はＸに加算器１０４で−１、負の時
（ＸのMSBが０の時に相当）は加算器１０３で＋
１したものを出力として選択させるため、現段
ADPCM符号回路の入力PCM信号と次段
ADPCM符号回路の入力PCM信号が完全に等し
くなり内部状態の一致が維持される。 次に入力ADPCM符号が過負荷符号である場合
を考える。ここで正の過負荷の場合を考える。適
応量子化回路が正過負荷符号を出力するのは符号
器側の適応量子化回路の入力残差信号が、適応量
子化回路の最大の閾値よりも大きかつた場合であ
る。従つてこれに対応する復号器側の代表残差信
号に対しては、低極限残差信号しか存在せず高極
限残差信号は存在しない。従つて、過負荷が生じ
ない場合と異なり、e^R _j＞THUの場合は考える必
要がなくこの判定は省略しなければならない。こ
れは、実際に回路で実現する場合、特に過負荷の
場合に対し不要なe^R _j＞THUの判定を省略しない
とTHUとして仮想的な値が必要になつてくる。
この時、仮想的なTHUの値としては、e^R _jの値に
比べかなり大きな値が必要となり、有限語長の記
憶部では実現不可能、或いは実用的ではない。一
方、負の過負荷の場合も、正の過負荷の場合と同
様な理由から低極限残差信号が存在せず、e^R _j＜
THLの場合は考える必要がなく、正の場合と同
様にこの判定は省略しなければならない。故に過
負荷の場を検出してその正負に応じて上述したよ
うに判定を省略する必要がある。 なお、第４図における適応フイルタ１１１及び
固定フイルタの動作は従来のADPCMの説明とし
て第２図を用いて説明した通りである。 第４図の比較回路１２３の詳細を第５図に示
す。第５図は高極限比較器１２３１、低極限比較
器１２３２、過負荷検出回路１２３３及び選択信
号発生回路１２３４からなる。高極限比較器１２
３１はTHU＜e^R _jとなつた時に信号１を出力し、
そうでない場合は信号０を出力する。但し過負荷
検出回路１２３３が過負荷を検出した場合は必ず
信号０を検出する。低極限比較器１２３２も
THL＞e^R _jとなつた時に信号１を出力し、そうで
ない場合は信号０を出力する。但しこの場合も過
負荷検出回路１２３３が過負荷を検出した場合は
必ず信号０を出力する。 選択信号発生回路１２３４は高極限比較器１２
３１から信号１を検出した場合、x^R _j＞０の時ｘ＋
１選択信号を発生しx^R _j＜０の時ｘ−１選択信号を
発生する。 また、選択信号発生回路１２３４が低極限比較
器１２３２から信号１を検出した場合、x^R _j＞０の
時ｘ−１選択信号を発生し、x^R _j＜０の時ｘ＋１選
択信号を発生する。 以上の場合の他はｘ選択信号を発生する。 以上の様に本発明に従えばADPCM符号／復号
回路をPCM符号／復号回路を介して多段に亘つ
て接続しても、ADPCM符号／復号回路の各内部
状態が一致すればADPCM符号／復号回路１段分
の特性劣化のみとなる性質を有するADPCM復号
回路が実現できる。 また、第４図は第２図のADPCM回路に対する
本発明の説明を行なつたが、第１図のADPCM回
路に対しても容易に応用可能である。さらに、第
２図のADPCM回路における予測フイルタ１１２
は固定フイルタであつたが、適応フイルタであつ
ても本発明の本質を変えるものではない。 さらに、容易に類推できる様に、逆適応量子化
器９１の出力をe^_j、（THL−e^_j）、（THU−e^_j）の
様に、代表値と、代表値から極限値までの長さと
なる様にし、e^R _jを、x^R _jからx^_jを減算して得る方法
も本発明に含まれる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のADPCM符号／復号回路を示す
ブロツク図、第２図は他の従来のADPCM符号／
復号回路を示すブロツク図、第３図はADPCM符
号／復号回路の縦続接続を示すブロツク図、第４
図は本発明のADPCM復号回路を示すブロツク
図、第５図は第３図の一部を詳細に示すブロツク
図である。 図において、９１……逆適応量子化回路、１１
１……適応フイルタ、１１２……固定フイルタ、
１０１〜１０４……加算器、１０５〜１０６……
減算器、１２０……線形−非線形PCM変換器、
１２１……非線形−線形PCM変換器、１２３…
…比較回路、１２４……選択回路である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 標本時刻毎に入力非線形符号化PCM信号を
   線形化した信号と、適応的に予測された予測信号
   との差である残差信号を適応的に量子化する
   ADPCM符号器から出力される符号信号を受信
   し、非線形PCM復号信号を出力するADPCM復
   号回路において、前記ADPCM符号器からの量子
   化符号信号より、符号器側での前記残差信号に対
   応して、代表残差信号、低極限残差信号および高
   極限残差信号を発生し、かつ、前記量子化符号信
   号により次の標本時刻での量子化特性を決定する
   逆適応量子化回路と、前記逆適応量子化回路から
   の前記代表残差信号に後述する適応予測信号を加
   え、代表復号信号を発生する加算手段と、前記代
   表復号信号を非線形符号化PCMに変換する非線
   形PCM変換回路と、前記非線形PCM変換回路の
   出力を線形化する線形PCM変換回路と、前記線
   形PCM変換回路の出力信号から後述する適応予
   測信号を減じ、代表復号残差信号を発生する減算
   手段と、前記ADPCM符号器からの量子化符号信
   号が上限値、或いは下限値でない場合、すなわち
   過負荷でない時は、前記代表復号残差信号と、前
   記低極限残差信号および前記高極限残差信号の比
   較により、また、前記量子化符号信号が正側の過
   負荷符号の時は、前記代表復号残差信号と前記低
   極限残差信号の比較により、さらに、前記量子化
   符号信号が負側の過負荷符号の時は前記代表復号
   残差信号と前記高極限残差信号の比較により、前
   記非線形PCM変換器出力信号をそのまま、或い
   は＋１又は−１を加算して非線形PCM復号信号
   とする手段と、前記代表復号信号、もしくは、前
   記代表復号信号と前記代表残差信号を入力し、現
   時刻での適応予測信号を発生し、かつ、次の標本
   時刻での予測特性を決定する適応予測回路とから
   少なくとも構成され、適応逆量子化回路の出力に
   代表残差信号のみでなく、高低両極限残差信号を
   も出力させ、これ等の値と、ADPCM符号器から
   の量子化符号信号との値により、代表復号信号の
   非線形PCM符号を修正して非線形PCM復号信号
   とする事を特徴とするADPCM復号回路。