JPH0414528B2

JPH0414528B2 -

Info

Publication number: JPH0414528B2
Application number: JP21869282A
Authority: JP
Inventors: Takao Nishitani; Ichiro Kuroda
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1982-12-14
Filing date: 1982-12-14
Publication date: 1992-03-13
Also published as: JPS59108420A

Description

【発明の詳細な説明】

本発明はPCM符号化とADPCM符号化を交互
にくり返す場合のADPCM回路、特に量子化ノイ
ズを累積しないADPCM復号回路に関する。 ADPCMに関しては1980年４月IEEE発行の
“Proceedings of IEEE”488頁〜525頁に詳しく、
また、伝送路ビツト誤りに対して強い特性を持た
せた改良形ADPCMに関しては1982年５月IEEE
発行の“Proceedings of ICASSP'82”960頁〜
963頁に詳しい。以下本発明の説明に必必要とな
る範囲で、前記第２の文献に基づいてADPCMを
説明する。第１図は従来のADPCM符号及び復号回路を示
したもので、入力信号端子１、減算器２、量子化
回路３、逆適応量子化回路４、加算器５、適応予
測回路６および符号出力端子７からなるADPCM
符号回路と、符号入力端子８、逆適応量子化回路
９、加算器１０、適応予測回路１１および出力端
子１２からなるADPCM復号回路を示している。
適応量子化回路３は入力信号がＭビツト長で表示
されている場合、出力信号とＭより小さいＮビツ
ト長出力信号を得る回路で入力信号を2^N−１個の
閾値を用いて判定し、判定結果をＮビツトで出力
するものである。つまり、線形量子子化閾値を用
いると、ある標本時刻ｊでの量子化幅をΔj、こ
の時の入力信号xjが nj・Δjxj＜（nj＋１）・Δj， nj∈｛０，±１，±２，……，±（2^N-1−１）， −2^N-1 ……(1) Ｎ：割当量子化ビツト数であれば、出力信号はnjであり、次の標本時刻
（ｊ＋１）での量子化幅Δj₊₁は量子化器入力信号
レベルに応じて次式を用いて圧伸させる。 Δj₊₁＝Δ〓_j・Ｍ（nj） ……(2) ただし、ここでＭ（nj）はnjにより一意的に定
まる乗数であり、8KHzで標本化された音声信号
を４ビツト（ｍ＝４）に符号化する場合に用いら
れる乗数の一例を表１に示す。

【表】式(2)においてβは１より小さい正定数に定めて
おけば、適応予測回路が時不変フイルタである限
りはΔ〓_jの演算が過去の量子化幅をリークさせる
作用がるため伝送路ビツト誤りに対して強くなる
事が知られており、詳しくは1975年IEEE発行の
「Transactions on Communications」第1362頁
〜第1365頁を参照されたい。逆量子化回路４及び
９は前記適応量子化回路３のＮビツト出力信号、
および伝送されて来たＮビツト適応量子化回路を
出た信号が入力されると、前記閾値に対応してＭ
ビツトの再生入力信号を出力するもので x^j＝njΔj＋0.5Δj ……(3) により伝送信号を逆量子化する。このx^jの事は代
表値と呼ばれてい。式(1)、式(3)で示される量子化の特性は閾値間の
幅が常に一定であるため、代表値間も同じ幅で一
定となつており、線形量子化特性と呼ばれてい
る。一般には閾値間の幅、代表値間の幅も一定と
はならず、量子化すべき信号の統計的な分布関数
に依存した幅を持たせるのが常であるが詳しくは
後述する。適応予測回路６および１１の伝達関数は同一
で、これをＰ（Ｚ）とすると、Ｐ（Ｚ）＝_k 〓ⁱ⁼¹ a^j _iZ^-i ……(4) となる。ここで｛a^j _i｜ｉ＝１，……，Ｋ｝は時刻
ｊの予測係数と呼ばれており時刻ｊにおける予測
器入力信号をx^j、逆量子化器出力信号をe^jとすれ
ば、e^ ² _jを最小とする様に各係数を変化させる。
つまり、各係数は a^j _i ⁺¹＝（１−δ）a^j _i＋ｇ−e^j−x^j−ｉ ……(5) として時々刻々変化させるとよい事が知られてい
る。ここでδ及びｇは１より小の正定数である。以下第１図に従つて従来のADPCM符号回路／
復号回路について述べる。時刻ｊにおける入力信
号標本値xjが端子１からADPCM符号化回路に入
力されると、減算器２により入力信号xjと適応予
測回路６の出力信号ｘ〜ｊの差が計算され、誤差信
号ejとして適応量子化回路３へ入力される。適応
量子化回路３は前述した様にejをＮビツトの符号
njに変換し、端子７から出力されると同時に逆適
応量子回路４へ入力される。逆適応量子化回路４
ではnjよりＭビツトの誤差信号e^jを再生する。再
生された誤差信号e^jと適応予測回路６の出力ｘ〜ｊ
は加算器５により加え合せられ量子化入力信号x^j
を再生する。この後、適応量子化回路３、逆適応
量子化回路４の量子化幅及び適応予測回路６の係
数は前述した様に式(2)および式(5)に従つて次の入
力信号の符号化を行うために修正される。前述し
たように適応予測回路の係数修正は誤差信号e^jの
パワー、つまりe^ ² _jを最小化する様に修正される
ため、ej信号はx^j信号に比べダイナミツク、レン
ジが小さくなり、同一ビツトで符号化する事を考
えれば、小さくなつた分だけ適応量子化回路３に
よつて発生する誤差も小さくなり、精度よく符号
化できる事になる。一方従来形のADPCM復号回路では、受信され
た量子化符号njが端子８から入力され、逆適応量
子化回路９により再生誤差信号e^jを発生する。こ
のe^jと適応予測回路１１の出力x^jは加算器１０に
より加算されx^jを合成して、出力端子１へ出力
し、かつ適応予測回路１１へ次の標本時刻の予測
を行なうために加える。ADPCM復号回路側でも
適用量子化符号njもしくは誤差信号e^jより、逆適
応量子化回路の量子化幅を式(2)に従つて時々刻々
変化させ、かつx^jとｘ〜ｊの差、つまり、e^jのパワ
ーを最小化する様に適応予測回路１１の係数式(5)
に従つて変化させる。 ADPCM符号器と復号器では、逆適応量子化回
路４，９および適応予測回路６，１１の内部状態
が一致しておれば、ADPCM符号回路／復号回路
のe^j，x^j，ｘ〜ｊの値は一致する。このため
ADPCM符号回路と復号回路が距離的に離れて設
けられていても端子１に加わる入力信号x^j端子１
２から出力されるx^jはほとんど同一の値を取るこ
とになる。ところで、符号器の端子７から復号器
の端子８までの間は伝送路となるが、伝送路には
熱雑音等によりビツト誤りが発生する可能性があ
る。この場合ADPCM復号回路が不安定状態に陥
つて復帰できない事が多い。これは以下の様に説
明できる。 ADPCM復号回路の逆適応量子化回路９の出力
e^jより出力端子１２までの伝達関数Ｄ（Ｚ）を、
適応予測回路１１の伝達関数として式(4)を用いて
求めると、となる。a^j _iは前述した様にe^jより計算される値で
あり、伝送路ビツト誤りが発生するとADPCM復
号回路の適応予測回路の予測係数の修正値は
ADPCM符号回路の適応予測回路の予測係数とは
異なる値となる。式(6)は予測係数により決定され
る極をＫ個持つており、上記の伝送路ビツト誤り
の結果ADPCM復号回路側では極の位置がＺ平面
上で単位円外に出てしまうことがある。この様な
状況になるとADPCM復号回路は発振状態とな
り、再び正しい動作にはもどれない。（前記第２
の文献参照）前記第２の文献では、この不安定状態を除くた
め、式(6)を以下の様に式展開して、適応的に動く
極を除いた伝達関数を持つADPCM符号回路及び
復号回路を実現している。ここで係数｛a^i｝は固定数であり｛b^j _i｝が適応
係数である。（１＋_N 〓ⁱ⁼¹ b^j _iZ^-i）の項は式(6)を（１−_k 〓ⁱ⁼¹ a^iZ^-i）で割つた答を（Ｍ＋１）項でうち切つたものであ
る。固定係数｛a^｝を音声の平均的な性質にあつ
た値に選べば、上記のうち切り誤差も小さく、符
号化品質の劣化はほとんどない。ここで音声の平
均的な性質にあつた固定係数｛a^i｝の求め方は、
前記第１の文献の498頁に詳しい。式(7)に基づいた従来方式のADPCM符号回路お
よび復号回路を第２図に示す。第２図は、入力端
子１、減算器２１，２２、適応量子化回路３、逆
適応子量化回路４、加算器５１、５２、適応フイ
ルタ６１、固定フイルタ６２、出力端子７からな
るADPCM符号回路と、入力端子８、逆適応量子
化回路９、加算器１０１，１０２、適応フイルタ
１１１、固定フイルタ１１２、出力端子１２から
なるADPCM復号回路からなる。固定フイルタ６
２および１１２は、式(4)で使用された固定予測係
数｛a^i｝を用いて以下の伝送関数を持つ。 P2（Ｚ）＝_k 〓ⁱ⁼¹ a^iZ^-i ……(8) また、適応フイルタ６１，１１１は以下の伝達
関数を持つ。 P1（Ｚ）＝_M 〓ⁱ⁼¹ bⁱ _iZ^-i ……(9) ただし、適応係数は各々以下の様に修正され、
これはej信号のパワーを最小化する方向に修正さ
れる事が第２の文献に述べられている。 b^j _i ⁺¹＝（１−δ）b^j _i＋ｇ・e^j−ie^……(10) いま、端子１から入力信号xjが入力されると、
減算器２１で固定フイルタ６２の出力ｘ〜ｊと差が
取られyjとなり、減算器２２へ入力される。減算
器２２ではyjから適応フイルタの出力ｙ〜ｊを減算
し、適応量子化回路３に加えられる。適応量子化
回路３はejを量子化し、符号njを出力端子７から
出力するとともに逆適応量子化回路４に加えら
れ、量子化された誤差信号e^jを得る。e^jは適応フ
イルタ６１に入力され、次の標本時刻でのフイル
タ演算に使用されるとともに、適応フイルタ６１
の出力ｙ〜ｊを加算器５１により加えられ、y^とし
て加算器５２へ伝えられる。加算器５２ではy^と
ｘ〜ｊが加算され入力信号xjの量子化信号x^jを再生
し、次の標本時刻でのフイルタ演算に使用され
る。このため、固定フイルタ６２の出力が入力信
号の平均的なふるまいに適したものであれば第１
の誤差信号yjの振幅レベルが減少し、この信号か
ら適応フイルタ６１の出力が減じられた第２の誤
差信号ejはさらにレベルの低い信号となる。一般
的に言つて、第１図の適応予測回路６は再生量子
化入力値から次の入力信号値を予測するのに対し
て、第２図の適応フイルタ６１は誤差信号から次
の入力信号を予測することになり、能力的には第
２図の適応フイルタ６１の方が低いが、固定フイ
ルタ６２が平均的な入力信号の性質に関する信号
を発生しているため、第２図の符号化器も全体と
しては第１図の符号器と比べ遜色ない符号化が可
能となつている。次に第２図のADPCM復号回路の動作を説明す
る。入力端子８から量子化符号が入力されると逆
適応量子化回路９は量子化された誤差信号e^jを再
生し、適応フイルタ１１１に入力し、次の標本時
刻の適応フイルタ演算に用い、かつ、加算器１０
１により適応フイルタ１１１の出力ｙ〜ｊと加算さ
れy^jを再生する。y^は固定フイルタ１１２の出力
ｘ〜ｊと加算器１０２により加算され量子化された
符号器側入力信号x^jを再生し、出力端子１２及び
固定フイルタ１１２へ供給される。適応フイルタ
１１１と固定フイルタ１１２の伝達関数Ｐ１
（Ｚ）及びＰ２（Ｚ）は式(8)および式(9)に示す通
りであり、逆適応量子化回路９の出力から出力端
子１２までの伝達関数Ｄ（Ｚ）はＤ（Ｚ）＝１＋P1（Ｚ）／１−P2（Ｚ） ……(11) となるため、式(7)と一致し、適応的に動く極をＺ
平面上で持たないため、伝送路ビツト誤りが発生
しても安定な動作を期待できる。以上のADPCM以外にも、ADPCM符号／復号
回路としては第２図の固定フイルタ６２，１１２
を極の動きうる範囲を制限して使用する適応零
点／適応極形の予測フイルタを持つADPCM回路
もあるが、同様に説明できるため、詳細は省略す
る。以上、ADPCM符号／復号回路について見て来
たが、このADPCM回路を既存PCM網に導入す
る事を考えると、PCMで符号化された信号は
ADPCM符号化され、再びPCM符号化され伝送
される形態が生ずる。この結果、PCM符号化と
ADPCM符号化が交互に行なわれる状況が発生す
る。一般にADPCM符号／復号回路内部の演算は、
８ビツト非線形PCMを線形化すると14ビツト相
当となるため、PCM並の符号化を行なう必要性
から14ビツト以上の線形符号を用いて演算されて
いる。このため、ADPCM符号／復号回路と他の
ADPCM符号／復号回路との間が、ADPCM内部
演算ビツト数と等しいかそれより多い線形符号ビ
ツトで接続できるとすればADPCM符号／復号回
路を縦続接続させても接続自体による劣化はな
い。このため、最初のADPCM符号／復号回路と
それに続くADPCM符号／復号回路の内部状態が
全く一致しておればADPCM符号／復号回路を縦
続接続させても内部状態は各ADPCM符号／復号
回路で同様に変化し、何段に亘り縦続接続させて
も、１段分のADPCM回路の劣化に留まる。しかしながら、前述した様にADPCM符号／復
号回路とそれに続くADPCM符号／復号回路間は
非線形８ビツトPCM符号化信号で接続される。
このため、縦続接続すると、使用可能ビツト数が
少くなる事、および、使用可能ビツト数の各ビツ
トの重み付けが非線形である事に起因した接続自
体の劣化を伴う。このPCM信号による接続自体
に起因する劣化は、最初のADPCM符号／復号回
路とそれに続くADPCM符号／復号回路の内部状
態がある時点で一致したとしても、入力PCM符
号が劣化だけ異なる事に起因して選択ADPCM符
号が異なつて来る。選択ADPCM符号が異なる
と、適応量子化の式(2)で与えられる表１に示され
た乗数が異なる事、また、式(5)、式(10)の適応予測
係数が異なつて来る事より、内部状態の一致が維
持できなくなる。このため、縦続接続を行なつた
場合の劣化は、上記PCM接続の劣化分に加え、
ADPCM符号／復号回路の内部状態不一致による
劣化分が縦続接続段数分だけ累積する事となり、
全体として非常に大きな劣化が発生する。上記の内部状態の一致が崩壊して行く機構に関
しては、ADPCM符号／復号回路で使用される量
子化回路の閾値と代表値の関係が式(1)と式(3)で示
される線形量子化特性を持つている限りにおいて
はIEEE 1979年発行の“Procee^dings of 1979
ISCAS“の969頁〜970頁に詳しく述べられてお
り、また、一度内部状態が一致すれば、閾値間隔
と代表値間隔が一致しているという線形量子化特
性の性質を利用してこの内部状態の一致を維持す
る手法（同文献のTable2参照）についても述べ
られている。しかしながら、従来の内部状態維持手法は、量
子化能力を向上させるために一般に行なわれてい
る非線形量子化特性を有するADPCM符号／復号
回路には応用できない。この非線形量子化特性と
は、量子化回路へ入力される信号の統計的分布を
調べて、この分布に適した閾値と代表値を決定す
るもので、例えば分布関数がガウス分布の場合
で、量子化符号ビツト数が４の場合は表２の様に
定められる事がIRE 1960年５月発行の
“Transactions on Information Theory”の７
頁〜12頁に詳しく述べられている。

【表】

【表】表２よりも明らかなな様に閾値間間隔及び代表
値間隔は式(1)及び式(3)で与えられる線形量子化特
性とは異なり一定幅ではなくなる。このため、閾
値間隔と代表値間隔が一定である事を利用した従
来の内部状態の一致を維持させる手法は適応でき
なくなり、この様な量子化回路を有するADPCM
符号／復号回路を非線形PCM符号化を介して縦
続接続させると特性劣化の累積が発生した。本発明の目的は非線形量子化特性を有する
ADPCM符号／復号回路を非線形PCM符号化を
介して縦続接続しても特性劣化が累積しない
ADPCM復号回路を提供する事にある。本発明の他の目的はADPCM符号復号回路の適
応予測回路の構造や適応量子化回路の量子化特性
に依存することなく縦続接続時の特性劣化が累積
しない方法を提供する事にある。本発明のADPCM復号回路の構成は標本時刻毎
に入力非線形符号化PCM信号を線型化した信号
と、適応的に予測されれた予測信号との差である
残差信号を適応的に量子化するADPCM符号器か
ら出力される符号信号を受信し、非線形PCM復
号信号を出力するADPCM復号回路において、前記ADPCM符号器からの量子化符号信号よ
り、符号器側での前記残差信号に対応して、代表
残差値信号、低極限残差信号および高極限残差信
号を発生し、かつ、前記量子化符号信号により次
の標本時刻での量子化特性を決定する逆適応量子
化回路と、前記逆適応量子化回路からの前記代表残差値信
号、前記低極限残差信号、および高極限残差信号
の各々に、後述する適応予測信号を加え、代表復
号値信号、低極限復号信号および高極限復号値信
号を発生する加算手段と、前記代表復号信号を非線形符号化PCMに変換
し、準出力非線形PCM信号とする非線形PCM変
換回路と、前記準出力非線形PCM信号を線形化し、準出
力線形PCM信号とする線形PCM変換回路と、前記受信ADPCM量子化符号信号が上限値、或
いは下限値でない場合すなわち過負荷信号でない
時は、前記線形PCM変換回路の出力と前記低極
限復号値信号および、前記高極限復号値信号の比
較により、また前記受信ADPCM量子化符号信号
が正側の過負荷符号の時は、前記線形PCM変換
器の出力と前記低極限復号値信号を比較すること
により、さらに負側の過負荷の時は前記線形
PCM変換器の出力と前記高極限復号値信号を比
較することにより、前記非線形PCM変換器の出
力をそのまままたは＋１または−１加算して非線
形PCM復号信号とする手段と、前記代表復号値信号、もしくは、前記代表復号
値信号と前記代表残差値信号を入力し、現時刻で
の適応予測信号を発生し、かつ、次の標本時刻で
の予測特性を決定する適応予測回路とから少なく
とも構成され、既存のPCM符号化伝送路と新たに導入する
ADPCM伝送路が交互に、多段に亘つて接続され
る状況において、ADPCM復号器における復号信
号を一度復号器内でPCM符号化してその前後の
PCM符号を含めて誤差の程度を検出して誤差が
少なくなるPCM符号を最終出力PCM符号として
決定し、PCM符号の前記誤差の程度の検出に過
負荷検出機構を持つこと特徴とする。以下図面を参照しながら本発明を詳細に説明す
る。第３図は本発明の第２図に示示すADPCM回
路に対する一実施例であり、入力端子８、逆量子
化回路９１、加算器１０１〜１０９、適応フイル
タ１１１、固定フイルタ１１２、線形−非線形
PCM変換回路１２０、非線形−線形PCM変換回
路１２１、比較回路１２３、選択回路１２４、出
力端子１２６からなつており、適応フイルタ１１
１、固定フイルタ１１２、加算器１０１，１０２
は第２図のADPCM復号回路と同一のものであ
る。また、線形−非線形PCM変換回路１２０、
非線形−線形PCM変換回路１２１の詳細は1970
年９月Bell System Laboratories発行の
“BSTJ”1555頁頁〜1588頁に説明されているも
のが利用できる。逆適応量子化器９１は入力
ADPCM符号ｎを入力されると、表２に示された
ｎに対応する代表値、閾値及びｎ＋１の閾値の
各々に量子化幅Δjを乗じた値を出力するもので、
この様にすると代表値は両閾値で示される区間を
代表した形を取るｎが８の場合のように代表値の
絶対値が最大となる量子化符号を過負荷符号と呼
ぶことにするが、後述する様に正過負荷符号の場
合の高極限残差信号、負過負荷符号の場合の低極
限残差信号は不要となる。いま端子８にADPCM符号njが入力されたとす
ると、逆適応量子化回路９１はADPCM符号njに
対応して表２に示された代表値と閾値の各々に現
在の量子化幅Δjを乗ぜられた値を出力する。こ
の出力信号は、符号器側の残差信号ejに対応した
代表残差信号e^jと、この代表残差信号e^jが代表し
ている信号値の区間の両極限を示す値となつてお
り、以下大きい方をThU、小さい方をThLとす
る。適応フイルタ１１１と固定フイルタ１１２で
は現時刻での予測値を出力中であるので、代表残
差信号e^jに対しては加算器１０１と１０２、ThL
に対しては加算器１０３と１０４、ThUに対し
ては加算器１０５と１０６により適応フイルタ１
１１と固定フイルタ１１２の出力予測値を各々加
算する事により、各々代表復号信号x^j、低極限復
号信号x^L _j、高極限復号信号x^ ^U _jを得る。ここでも
代表復号信号x^jは区間〔x^L _j、x^U _j）を代表する値と
なつている。代表復号信号x^jは線形−非線形PCM変換器１
２０により通常の８ビツトPCM符号Ｘに変換さ
れ、Ｘは再び非線形−線形PCM変換器１２１に
よりPCM量子化信号x^ ^R _jへ変換される。まず最初に入力ADPCM符号が過負荷符号でな
いとする。いま、x^R _jが区間〔x^L _j，x^U _j）内に存在
する時を考える。比較器１２３はこの状況では選
択器１２４によりPCM符号Ｘを選択し次段での
ADPCM符号回路の内部状態が現段の内部状態と
同一であるとすれば、次段のADPCM符号回路で
はx^R _jが線形入力として用いられ、かつ、区間
〔x^L _j，x_j）内にある信号は現段と同じADPCM符
号が割当てられる。このため、現段と次段の
ADPCM符号／復号回路の内部状態は同一とな
る。次に、x^R _jが区間〔x^L _j，x^U _j）になく、x^R _j＞x^U _jの
場合を考える。現段ADPCM符号回路の入力信号
も非線形PCM信号であるから、区間〔x^L _j，x^U _j）
に少くとも１個PCMの代表値が入つているはず
である。（PCM代表値がこの区間になければ、こ
の区間を生成したADPCM符号は選択されない筈
である。）さらに区間〔x^L _j，x^U _j）内にある代表値
x^jをPCM量子化した値がx^R _jであるから、PCMの
量子化閾値は〔x^L _j，xj〕に存在し、x^R _j＞x^U _jである
からPCMの量子化幅は２（x^R _j−x^j）〜２（x^R _j−x^L _j）
となり、この様な状況はPCMの量子化幅が
ADPCMの量子化幅の１倍から高々２倍程度とな
つた時に発生することが理解されよう。この様な
場合、x^R _jを発生した非線形PCMコードＸと、現
段ADPCM符号回路の入力非線形PCMコードと
の差はxjが〔x^L _j，x^U _j）にり、x^R _jはない事よりＸの
方が１だけ高いPCMコードである事は明らかで
ある。非線形PCM符号は特殊な極性振幅表現で
あるため、比較回路１２３はこの状況で選択回路
１２４を働らかせx^R _jが正の時はＸに加算器１０７
が＋１、負の時はＸに加算器１０８で−１したも
のを出力として選択させるため現段ADPCM符号
回路の入力PCM信号と次段ADPCM符号回路の
入力PCM信号にて完全に等しくなり内部状態の
一致が維持される事が理解されようさらにx^R _jが区間〔x^L _j，x^U _j）になく、x^R _j＜x^L _jの
場合について考える。この場合も少くとも１個の
PCM代表値が区間〔x^L _j，x^U _j）入つているはずで
ある。また、この区間の代表値xjをPCM量子化
した値がx^R _jであるから、PCMの量子化閾値は
〔x^j，x^U _j）に存在する。このためPCMの量子化幅
は２（x^j−x^R _j）〜２（x^U _j−x^R _j）となり、この場合も
PCMの量子化幅がADPCの量子化幅の１倍が
高々２倍程度となつた時に発生する事が理解され
よう。この様な場合、x^R _jを発生した非線形PCM
コードＸと、現段ADPCM符号回路の入力非線形
PCMコードとの差はＸの方が１だけ小さいPCM
コードとなつている事は明白であろう。このた
め、比較回路１２３はこの状況で選択回路１２４
を働らかせ、x^R _jが正の時はＸに加算器１０８で−
１、負の時は加算器１０７で＋１したものを出力
として選択させるため、現役ADPCM符号回路の
入力PCM信号と次段ADPCM符号回路の入力
PCM信号が完全に等しくなり内部状態の一致が
維持される。次に入力ADPCM符号が過負荷符号である場合
を考える。ここで正の過負荷の場合を考える、適
応量子化回路が正過負荷符号を出力するのは符号
器側の適応量子化回路の入力残差信号が、適応量
子化回路の最大の閾値よりも大きかつた場合であ
る。従つてこれに対応する復号器側の代表残差信
号に対しては、低極限残差信号しか存在せず高極
限残差信号は存在しない。従つて、過負荷が生じ
ない場合と異なり、x^R _j＞x_Ujの場合は考える必要
がなくこの判定は省略しなければならない。これ
は、実際に回路で実現する場合、特に過負荷の場
合に対し不要なx^R _j＞x^U _jの判定を省略しないとx^U _j
として仮想的な値が必要になつてくる。この時、
仮想的なx^U _jの値としては、x^R _jの値に比べかなり
大きな値が必要となり、有限語長の記憶部では実
現不可能、或いは実用的ではない。一方、負の過
負荷の場合も、正の過負荷の場合と同様な理由か
ら低極限残差信号が存在せず、x^R _j＜x^L _jの場合は考
える必要がなく、正の場合と同様にこの判定は省
略しなければならない故に過負荷の場合を検出し
てその正負に応じて上述したように判定を省略す
る必要がある。なお第３図における適応フイルタ１１１及び固
定フイルタの動作は従来のADPCMの説明として
第２図を用いて説明した通りである。第３図の比較回路１２３の詳細を第４図に示
す。第４図は、高極限比較器１２３１、低極限比
較器１２３２、過負荷検出回路１２３３及び選択
信号発生回路１２３４からなる。高極限比較１２
３１はx^U _j＜x^R _jとなつた時に信号１を出力し、そ
うでない場合は信号０を出力する。但し、過負荷
検出回路１２３３が過負荷を検出した場合は必ず
信号０を出力する。低極限比較器１２３２もx^L _j＞
x^R _jとなつた時に信号１を出力し、そうでない場合
は信号０を出力する。但しこの場合も過負荷検出
回路１２３３が過負荷を検出した場合は必ず信号
０を出力する。選択信号発生回路１２３４は高極限比較器１２
３１から信号１を検出した場合、x^R _j＞０の時ｘ＋
１選択信号を発生しx^R _j＜０時ｘ−１選択信号を発
生する。また、選択信号発生回路１２３４が低極限比較
器１２３２から信号１を検出した場合、x^R _j＞０の
時ｘ−１選択信号を発生し、x^R _j＜０の時ｘ＋１選
択信号を発生する。以上の場合の他はＸ選択信号を発生する。以上の様に本発明に従えばADPCM符号／復号
回路をPCM符号／復号回路を介して多段に亘つ
て接続しても、ADPCM符号／復号回路の各内部
状態が一致すればADPCM符号／復号回路１段分
の特性劣化のみとなる性質を有するADPCM復号
回路が実現できる。また、第３図は第２図のADPCM回路に対する
本発明の説明を行なつたが、第１図のADPCM回
路に対しても容易に応用可能である。さらに、第
２図のADPCM回路における予測フイルタ１１２
は固定フイルタであつたが、適応フイルタであつ
ても本発明の本質を変えるものではない。さら
に、容易に類推できる様に、逆適応量子化器９１
の出力をej，（ThL−e^j）（ThU−e^j）の様に、代
表値と、代表値から極限値までの長さとなる様に
し、x^U _j，x^L _jの各々をxjに（ThU−e^j）と（ThL
−e^j）を各々加算して得る方法も本発明のうちで
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のADPCM符号／復号回路を示す
ブロツク図。第２図は他の従来のADPCM符号／
復号回路を示すブロツク図。第３図は本発明の
ADPCM復号回路を示すブロツク図である。第４
図は第３図の一部を詳細に示したブロツク図であ
る。図において、９１……逆適応量子化回路、１１
１……適応フイルタ、１１２……固定フイルタ、
１０１〜１０８……加算器、１２０……線形−非
線形PCM変換器、１２１……非線形−線形PCM
変換器、１２３……比較回路、１２４……選択回
路、である。

Claims

【特許請求の範囲】

１標本時刻毎に入力非線形符号化PCM信号を
線形化した信号と、適応的に予測された予測信号
との差である残差信号を適応的に量子化する符号
信号を受信し、非線形PCM復号信号を出力する
ADPCM復号回路において、前記ADPCM符号器
からの量子化符号信号より、符号器側での前記残
差信号に対応して代表残差値信号、低極限残差信
号および高極限残差信号を発生しかつ、前記量子
化符号信号により次の標本時刻での量子化特性を
決定する逆適応量子化回路と、前記逆適応量子化
回路からの前記代表残差値信号、前記低極限残差
信号、および高極限残差信号の各々に、後述する
適応予測信号を加え、代表復号値信号、低極限復
号値信号、高極限復号値信号を発生する加算手段
と、前記代表復号値信号を非線形符号化PCMに
変換する非線形PCM変換回路と、前記非線形
PCM変換回路の出力を線形化する線形PCM変換
回路と、前記受信ADPCM量子化符号信号が上限
値、或いは下限値でない場合すなわち過負荷信号
でない時は、前記線形PCM変換回路の出力と前
記低極限復号値信号および、前記高極限復号値信
号の比較により、また前記受信ADPCM量子化符
号信号が正側の過負荷符号の時は、前記線形
PCM変換器の出力と前記低極限復号値信号を比
較することにより、さらに負側の過負荷の時は前
記線形PCM変換器の出力と前記高極限復号値信
号を比較することにより、前記非線形PCM変換
器の出力をそのまままたは＋１または−１加算し
て非線形PCM復号信号とする手段と、前記代表
復号値信号、もしくは、前記代表復号値信号と前
記代表残差値信号を入力し、現時刻での適応予測
信号を発生し、かつ、次の標本時刻での予測特性
を決定する適応予測回路とから少なくとも構成さ
れ、既存のPCM符号化伝送路と新たに導入する
ADPCM伝送路が交互に、多段に亘つて接続され
る状況において、ADPCM復号器における復号信
号を一度復号器内でPCM符号化してその前後の
PMC符号を含めて誤差の程度を検出して誤差が
少なくなするPCM符号を最終出力PCM符号とし
て決定し、PCM符号の前記誤差の程度の検出に
過負荷検出機構を持つことを特徴とするADPCM
復号回路。