JPH04291188A - Fm−cwレーダ - Google Patents
Fm−cwレーダInfo
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- JPH04291188A JPH04291188A JP3081842A JP8184291A JPH04291188A JP H04291188 A JPH04291188 A JP H04291188A JP 3081842 A JP3081842 A JP 3081842A JP 8184291 A JP8184291 A JP 8184291A JP H04291188 A JPH04291188 A JP H04291188A
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- signal
- waveform
- triangular wave
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- wave
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- Pending
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、FM−CWレーダに関
し、特に自動車レーダ等に使用されて前方対象物との距
離を測定してその動きを探知するために用いられるFM
−CWレーダに関するものである。
し、特に自動車レーダ等に使用されて前方対象物との距
離を測定してその動きを探知するために用いられるFM
−CWレーダに関するものである。
【0002】連続波(CW)を送信しながら同時に反射
波を受信するCWレーダにおいては、純粋な正弦波では
距離測定の能力が極端に乏しいので、送信電波に周波数
変調を加える必要があり、このため、送信波と受信波の
瞬時周波数の差から目標距離を決定する方式のFM−C
Wレーダが必要となっている。
波を受信するCWレーダにおいては、純粋な正弦波では
距離測定の能力が極端に乏しいので、送信電波に周波数
変調を加える必要があり、このため、送信波と受信波の
瞬時周波数の差から目標距離を決定する方式のFM−C
Wレーダが必要となっている。
【0003】
【従来の技術】図6には従来から用いられているFM−
CWレーダが示されており、1は三角波信号発生器、2
はこの三角波信号により搬送波を周波数変調する変調器
、3は変調器2から送信アンテナATへの送信波ft
を分岐させるカップラー、4はカップラー3で分岐され
た送信波f’tと受信アンテナARで受信した受信波f
r (送信波ft が目標物で反射されて受信された波
)とを合成するカップラー、5はカップラー4の合成信
号を検波するミキサー、そして、12はミキサー5の検
波信号を増幅してビート出力信号を出力する増幅器であ
る。
CWレーダが示されており、1は三角波信号発生器、2
はこの三角波信号により搬送波を周波数変調する変調器
、3は変調器2から送信アンテナATへの送信波ft
を分岐させるカップラー、4はカップラー3で分岐され
た送信波f’tと受信アンテナARで受信した受信波f
r (送信波ft が目標物で反射されて受信された波
)とを合成するカップラー、5はカップラー4の合成信
号を検波するミキサー、そして、12はミキサー5の検
波信号を増幅してビート出力信号を出力する増幅器であ
る。
【0004】このようなFM−CWレーダの動作におい
ては、三角波信号により搬送波周波数が周波数変調され
送信波ft として送信アンテナATから目標物に対し
て発射されるが、これと同時にカップラー3により分岐
された送信波f’tが局部発振信号としてカップラー4
で受信波fr と合成されミキサー5に送られることに
よりf’t−fr のビート出力信号が出力される。
ては、三角波信号により搬送波周波数が周波数変調され
送信波ft として送信アンテナATから目標物に対し
て発射されるが、これと同時にカップラー3により分岐
された送信波f’tが局部発振信号としてカップラー4
で受信波fr と合成されミキサー5に送られることに
よりf’t−fr のビート出力信号が出力される。
【0005】図7及び図8には、このビート出力信号の
波形が示されており、図7は目標物とレーダ搭載物との
相対速度が“0”、即ち等距離が保たれている場合を示
し、図8は相対速度がvの場合をそれぞれ示している。 そして、図7の場合では、ビート周波数fb はfb
=4・ΔF・fm ・R/Cで表される。但し、ΔFは
FM変調幅、fm は変調繰返周波数、Rは障害物まで
の距離、Cは光速をそれぞれ示している。また、図8の
場合では、ビート周波数fb は、fb =(4・ΔF
・fm ・R/C)±(2・fo・v/C)で表される
ことが知られている。但し、foは送信中心周波数を示
している。
波形が示されており、図7は目標物とレーダ搭載物との
相対速度が“0”、即ち等距離が保たれている場合を示
し、図8は相対速度がvの場合をそれぞれ示している。 そして、図7の場合では、ビート周波数fb はfb
=4・ΔF・fm ・R/Cで表される。但し、ΔFは
FM変調幅、fm は変調繰返周波数、Rは障害物まで
の距離、Cは光速をそれぞれ示している。また、図8の
場合では、ビート周波数fb は、fb =(4・ΔF
・fm ・R/C)±(2・fo・v/C)で表される
ことが知られている。但し、foは送信中心周波数を示
している。
【0006】従って、このようなビート周波数fb を
求めることにより、図7では目標物との距離Rが求まり
、図8では目標物との距離Rと相対速度vとが求まるこ
ととなる。
求めることにより、図7では目標物との距離Rが求まり
、図8では目標物との距離Rと相対速度vとが求まるこ
ととなる。
【0007】ここで、送信波f’tは、変調波としての
三角波信号で送信周波数を周波数変調した信号であるが
、この送信波f’tが変調器2からミキサー5に入力さ
れるまでには振幅周波数特性がフラット(均等)である
とは限らず、図9に示すように傾斜特性を示す場合には
、三角波信号の振幅変化に伴って周波数が変化するとき
にこの周波数変化に伴って振幅、即ちミキサー入力が大
きくなったり、或いは小さくなったりしてしまう。即ち
、三角波信号の振幅変化は送信波f’tには周波数変化
としてだけ現れるのが本来であるにもかかわらず、振幅
変化自体が漏れ込んで振幅変調(AM)をも受けた形と
なってしまうことになる。
三角波信号で送信周波数を周波数変調した信号であるが
、この送信波f’tが変調器2からミキサー5に入力さ
れるまでには振幅周波数特性がフラット(均等)である
とは限らず、図9に示すように傾斜特性を示す場合には
、三角波信号の振幅変化に伴って周波数が変化するとき
にこの周波数変化に伴って振幅、即ちミキサー入力が大
きくなったり、或いは小さくなったりしてしまう。即ち
、三角波信号の振幅変化は送信波f’tには周波数変化
としてだけ現れるのが本来であるにもかかわらず、振幅
変化自体が漏れ込んで振幅変調(AM)をも受けた形と
なってしまうことになる。
【0008】このため、図6に点線で示すように歪波打
消用回路6を設け、図10に示すように、増幅器12か
ら出力される検波信号b中の周波数に対する振幅変化成
分を打ち消すように信号bと同期して同振幅且つ逆位相
の信号aを発生して合成し、ビート出力信号とするよう
にしている。
消用回路6を設け、図10に示すように、増幅器12か
ら出力される検波信号b中の周波数に対する振幅変化成
分を打ち消すように信号bと同期して同振幅且つ逆位相
の信号aを発生して合成し、ビート出力信号とするよう
にしている。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような変調器からミキサーまでの振幅周波数特性が少な
くとも直線的であれば図10のように打ち消す信号aを
生成することは可能であるが、実際には、変調器の振幅
周波数特性、カップラー等の周波数特性、ミキサーの検
波特性が合成された形でミキサーから歪波として出力さ
れるので全体として非直線的であることが多く、更には
その非直線性が機器の経時変化や温度によって変動して
しまうため、固定した打消波形を生成することが困難で
あるという問題点があった。
ような変調器からミキサーまでの振幅周波数特性が少な
くとも直線的であれば図10のように打ち消す信号aを
生成することは可能であるが、実際には、変調器の振幅
周波数特性、カップラー等の周波数特性、ミキサーの検
波特性が合成された形でミキサーから歪波として出力さ
れるので全体として非直線的であることが多く、更には
その非直線性が機器の経時変化や温度によって変動して
しまうため、固定した打消波形を生成することが困難で
あるという問題点があった。
【0010】従って、本発明は、三角波信号発生器で発
生された三角波信号を変調器で周波数変調して送信する
と共に、該送信信号をカップラーを介してミキサーで受
信反射波信号と合成し、その検波出力信号からビート出
力信号を発生するFM−CWレーダにおいて、機器によ
らず最適な打消波形を自動的に生成することを目的とす
る。
生された三角波信号を変調器で周波数変調して送信する
と共に、該送信信号をカップラーを介してミキサーで受
信反射波信号と合成し、その検波出力信号からビート出
力信号を発生するFM−CWレーダにおいて、機器によ
らず最適な打消波形を自動的に生成することを目的とす
る。
【0011】
【課題を解決するための手段】上記の課題に鑑み、本発
明者は、三角波信号は基本波成分と多くの高調波成分と
を含んでいるので、歪みを受けた波形そのものを検出し
、打ち消すことができればよいことに着目した。
明者は、三角波信号は基本波成分と多くの高調波成分と
を含んでいるので、歪みを受けた波形そのものを検出し
、打ち消すことができればよいことに着目した。
【0012】また、ミキサー出力ではレーダの反射波か
らの信号も含まれるので、無目標時、即ち無受信入力時
に上記の歪みを受けた波形を検出すれば、レーダの反射
波からの信号を考慮の対象に含める必要が無くなる。
らの信号も含まれるので、無目標時、即ち無受信入力時
に上記の歪みを受けた波形を検出すれば、レーダの反射
波からの信号を考慮の対象に含める必要が無くなる。
【0013】そこで、本発明では、図1に概念的に示す
ように、無目標時に三角波信号に同期してミキサー5か
らの検波出力信号の波形を記憶しておき、目標時に該記
憶波形を発生する歪波打ち消し用回路6と、該記憶波形
と該検波出力信号との差分出力を発生する差分回路7と
、を備えている。
ように、無目標時に三角波信号に同期してミキサー5か
らの検波出力信号の波形を記憶しておき、目標時に該記
憶波形を発生する歪波打ち消し用回路6と、該記憶波形
と該検波出力信号との差分出力を発生する差分回路7と
、を備えている。
【0014】また、本発明では図2に示すように、ミキ
サー5の出力側に、三角波信号による歪波を除去するた
めのバンドパスフィルタ13と、歪波周波数毎の複数個
のバンドリジェクトフィルタ8を設けてもよい。
サー5の出力側に、三角波信号による歪波を除去するた
めのバンドパスフィルタ13と、歪波周波数毎の複数個
のバンドリジェクトフィルタ8を設けてもよい。
【0015】
【作用】図1においては、無目標時に送信波f’tをミ
キサー5から検波信号として歪波打消用回路6に入力し
、三角波信号発生器1からの三角波信号に同期して波形
を記憶して置く。従って、この記憶波形は三角波信号が
変調器2からミキサー5までの非直線的な振幅周波数特
性を示すことになる。
キサー5から検波信号として歪波打消用回路6に入力し
、三角波信号発生器1からの三角波信号に同期して波形
を記憶して置く。従って、この記憶波形は三角波信号が
変調器2からミキサー5までの非直線的な振幅周波数特
性を示すことになる。
【0016】そして、実際に目標に対して送信波ft
を発射するときには、その記憶した波形を歪波打消用回
路6から出力して差分回路7に与えれば、差分回路7で
はミキサー5からの検波信号中の三角波振幅周波数特性
成分を取り除くことができ、図7又は8に示したレーダ
波形により距離又は相対速度が正確に求められることと
なる。
を発射するときには、その記憶した波形を歪波打消用回
路6から出力して差分回路7に与えれば、差分回路7で
はミキサー5からの検波信号中の三角波振幅周波数特性
成分を取り除くことができ、図7又は8に示したレーダ
波形により距離又は相対速度が正確に求められることと
なる。
【0017】また、図2に示した本発明では、歪波打消
用回路や差分回路7は用いずに、ミキサー5の出力側に
、図3(A) に示すようなフィルタ特性(fm (変
調繰返周波数)=750Hz 、ΔF(周波数幅)=5
0MHz 、BPF=3 〜50KHz)を有するバン
ドパスフィルタ13と周波数帯域毎の複数個の変調周波
数の高調波に同調したバンドリジェクトフィルタ(BR
F)を設ければ、図10に示した歪波を受動的に減衰さ
せることができることとなる。また、図3(B)はフィ
ルタ通過後の歪波スペクトラムの低下を示す一例である
。
用回路や差分回路7は用いずに、ミキサー5の出力側に
、図3(A) に示すようなフィルタ特性(fm (変
調繰返周波数)=750Hz 、ΔF(周波数幅)=5
0MHz 、BPF=3 〜50KHz)を有するバン
ドパスフィルタ13と周波数帯域毎の複数個の変調周波
数の高調波に同調したバンドリジェクトフィルタ(BR
F)を設ければ、図10に示した歪波を受動的に減衰さ
せることができることとなる。また、図3(B)はフィ
ルタ通過後の歪波スペクトラムの低下を示す一例である
。
【0018】
【実施例】図4は、図1に示した本発明に係るFM−C
Wレーダの実施例を示したもので、特に歪波打消用回路
6の具体的な回路構成を示している。尚、図中、11は
三角波信号発生器1が図5にも示されている三角波信号
■を発生するためのクロック■を与えるクロック発生器
、12はミキサー5から出力された検波信号を増幅する
増幅器、そして、13は増幅器12の出力信号の内の歪
波成分が少ない周波数帯域を通過させるためのバンドパ
スフィルタ(BPF)である。また、差分回路7として
は差動増幅器を用いている。
Wレーダの実施例を示したもので、特に歪波打消用回路
6の具体的な回路構成を示している。尚、図中、11は
三角波信号発生器1が図5にも示されている三角波信号
■を発生するためのクロック■を与えるクロック発生器
、12はミキサー5から出力された検波信号を増幅する
増幅器、そして、13は増幅器12の出力信号の内の歪
波成分が少ない周波数帯域を通過させるためのバンドパ
スフィルタ(BPF)である。また、差分回路7として
は差動増幅器を用いている。
【0019】図4において、歪波打消用回路6は、バン
ドパスフィルタ13の出力信号■の検波出力信号■を発
生する検波器61と、クロック■に基づいて適当な時刻
に信号■を発生するタイマー62と、これらの信号■と
■とを入力するANDゲート63と、このANDゲート
63の出力信号によってバンドパスフィルタ13の出力
信号■を通過させるゲート64と、このゲート64を通
過したアナログ信号■をディジタル信号波形に変換する
A/D変換器65と、このA/D変換器65の出力デー
タ波形を記憶するメモリ66と、メモリ66から出力し
たデータ波形をアナログ信号に戻すD/A変換器67と
、これらA/D変換器65、メモリ66及びD/A変換
器67へのタイミング信号をクロック■とANDゲート
63の出力信号に基づいて発生するコントローラ68と
で構成されている。
ドパスフィルタ13の出力信号■の検波出力信号■を発
生する検波器61と、クロック■に基づいて適当な時刻
に信号■を発生するタイマー62と、これらの信号■と
■とを入力するANDゲート63と、このANDゲート
63の出力信号によってバンドパスフィルタ13の出力
信号■を通過させるゲート64と、このゲート64を通
過したアナログ信号■をディジタル信号波形に変換する
A/D変換器65と、このA/D変換器65の出力デー
タ波形を記憶するメモリ66と、メモリ66から出力し
たデータ波形をアナログ信号に戻すD/A変換器67と
、これらA/D変換器65、メモリ66及びD/A変換
器67へのタイミング信号をクロック■とANDゲート
63の出力信号に基づいて発生するコントローラ68と
で構成されている。
【0020】次に、この図4の実施例の動作を図5に沿
って説明すると、まず、クロック発生器11からのクロ
ック■は三角波信号発生器1に与えられて三角波信号■
が生成され、変調器2で搬送波を周波数変調して送信ア
ンテナATから送信されるが、同時にカップラー3及び
4を介してミキサー5→増幅器12→バンドパスフィル
タ13の順に通過して信号■として差動増幅器7の非反
転入力端子に与えられる。
って説明すると、まず、クロック発生器11からのクロ
ック■は三角波信号発生器1に与えられて三角波信号■
が生成され、変調器2で搬送波を周波数変調して送信ア
ンテナATから送信されるが、同時にカップラー3及び
4を介してミキサー5→増幅器12→バンドパスフィル
タ13の順に通過して信号■として差動増幅器7の非反
転入力端子に与えられる。
【0021】このとき、歪波打消用回路6においては、
受信レベルを検波器61において信号■として検出し、
この信号■の平均レベルが図示のように閾値Th以下で
あるときを、受信波fr が無く送信波f’tのみが存
在する無目標時として捉え、このときには信号■が“1
”となって以下の動作を可能にしている。或いは、中間
周波増幅器(図示せず)のAGC電圧に対して閾値を設
定してその閾値以上であるときに無目標時として判定す
ることもできる。
受信レベルを検波器61において信号■として検出し、
この信号■の平均レベルが図示のように閾値Th以下で
あるときを、受信波fr が無く送信波f’tのみが存
在する無目標時として捉え、このときには信号■が“1
”となって以下の動作を可能にしている。或いは、中間
周波増幅器(図示せず)のAGC電圧に対して閾値を設
定してその閾値以上であるときに無目標時として判定す
ることもできる。
【0022】このような無目標時において、クロック■
に基づいたタイマー62が信号■を出力するものとする
と、ANDゲート63はこのタイマー期間だけゲート6
4を開けてバンドパスフィルタ13からの出力信号■を
A/D変換器65に与える。また、コントローラ68も
タイマー62及びANDゲート63からのタイマー信号
■の期間中だけA/D変換器65へのタイミング信号を
発生する。
に基づいたタイマー62が信号■を出力するものとする
と、ANDゲート63はこのタイマー期間だけゲート6
4を開けてバンドパスフィルタ13からの出力信号■を
A/D変換器65に与える。また、コントローラ68も
タイマー62及びANDゲート63からのタイマー信号
■の期間中だけA/D変換器65へのタイミング信号を
発生する。
【0023】従って、信号■はタイマー信号■の期間だ
け取り出されてA/D変換器65によりディジタル波形
信号に変換され、そしてメモリ66に記憶される。
け取り出されてA/D変換器65によりディジタル波形
信号に変換され、そしてメモリ66に記憶される。
【0024】その後、無目標状態で無くなり、信号■の
平均値が検波器61において閾値Thを越えているとき
、検波信号■は“0”となりゲート64を閉じさせると
共にコントローラ68へのANDゲート63の出力信号
も“0”となるので、コントローラ68は無目標時で無
くなったことを知り、メモリ66に記憶しておいたデー
タ波形をD/A変換器67によりアナログ波形信号■に
変換して差動増幅器7の反転入力端子に送る。
平均値が検波器61において閾値Thを越えているとき
、検波信号■は“0”となりゲート64を閉じさせると
共にコントローラ68へのANDゲート63の出力信号
も“0”となるので、コントローラ68は無目標時で無
くなったことを知り、メモリ66に記憶しておいたデー
タ波形をD/A変換器67によりアナログ波形信号■に
変換して差動増幅器7の反転入力端子に送る。
【0025】従って、差動増幅器7の両入力信号■、■
は図5の右側部分に示すように同振幅で同位相の信号と
なり、その結果、送信波f’tの振幅周波数特性が除去
された形でビート出力信号が発生されることとなる。
は図5の右側部分に示すように同振幅で同位相の信号と
なり、その結果、送信波f’tの振幅周波数特性が除去
された形でビート出力信号が発生されることとなる。
【0026】
【発明の効果】以上のように本発明に係るFM−CWレ
ーダによれば、無目標時に三角波信号に同期して検波出
力信号の波形を記憶しておき、目標時に該記憶波形を発
生して該検波出力信号の歪波を打ち消すか、又は該三角
波信号による歪波を除去するためのフィルタを設けて受
動的に歪波を減衰させるように講成したので、周波数変
調を掛けたときの振幅周波数特性をどのような状況にお
いても自動的に打ち消し又は減衰させることができ、F
M−CWレーダの弱点である感度を向上させることがで
き、以て送信電力を削減することができる。
ーダによれば、無目標時に三角波信号に同期して検波出
力信号の波形を記憶しておき、目標時に該記憶波形を発
生して該検波出力信号の歪波を打ち消すか、又は該三角
波信号による歪波を除去するためのフィルタを設けて受
動的に歪波を減衰させるように講成したので、周波数変
調を掛けたときの振幅周波数特性をどのような状況にお
いても自動的に打ち消し又は減衰させることができ、F
M−CWレーダの弱点である感度を向上させることがで
き、以て送信電力を削減することができる。
【図1】本発明に係るFM−CWレーダ(その1)の概
念的な構成を示したブロック図である。
念的な構成を示したブロック図である。
【図2】本発明に係るFM−CWレーダ(その2)の概
念的な構成を示したブロック図である。
念的な構成を示したブロック図である。
【図3】本発明に係るFM−CWレーダ(その2)のフ
ィルタ特性例と歪波スペクトラム例を示したグラフ図で
ある。
ィルタ特性例と歪波スペクトラム例を示したグラフ図で
ある。
【図4】図1に示した本発明に係るFM−CWレーダの
実施例を示したブロック図である。
実施例を示したブロック図である。
【図5】図4の実施例の各部の波形を示したタイムチャ
ート図である。
ート図である。
【図6】従来例の構成を示したブロック図である。
【図7】FM−CWレーダ波形(相対速度0)を示した
図である。
図である。
【図8】FM−CWレーダ波形(相対速度v)を示した
図である。
図である。
【図9】周波数による振幅特性を示したグラフ図である
。
。
【図10】歪波打消動作を説明するためのグラフ図であ
る。
る。
1 三角波信号発生器
2 変調器
3,4 カップラー
5 ミキサー
6 歪波打消用回路
7 差分回路
図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (2)
- 【請求項1】 三角波信号発生器(1) で発生され
た三角波信号を変調器(2)で周波数変調して送信する
と共に、該送信信号をカップラー(3,4) を介して
ミキサー(5) で受信反射波信号と合成し、その検波
出力信号からビート出力信号を発生するFM−CWレー
ダにおいて、無目標時に該三角波信号に同期して該検波
出力信号の波形を記憶しておき、目標時に該記憶波形を
発生する歪波打ち消し用回路(6) と、該記憶波形と
該検波出力信号との差分出力を発生する差分回路(7)
と、を備えたことを特徴とするFM−CWレーダ。 - 【請求項2】 三角波信号発生器(1) で発生され
た三角波信号を変調器(2)で周波数変調して送信する
と共に、該送信信号をカップラー(3,4) を介して
ミキサー(5) で受信反射波信号と合成し、その検波
出力信号からビート出力信号を発生するFM−CWレー
ダにおいて、該ミキサー(5) の出力側に該三角波信
号による歪波を除去するためのバンドパスフィルタ(1
3)と、歪波周波数毎の複数個のバンドリジェクトフィ
ルタ(8) とを設けたことを特徴とするFM−CWレ
ーダ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3081842A JPH04291188A (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | Fm−cwレーダ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3081842A JPH04291188A (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | Fm−cwレーダ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04291188A true JPH04291188A (ja) | 1992-10-15 |
Family
ID=13757727
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3081842A Pending JPH04291188A (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | Fm−cwレーダ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04291188A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006105968A (ja) * | 2004-09-13 | 2006-04-20 | Fujitsu Ten Ltd | レーダ装置 |
WO2022009706A1 (ja) * | 2020-07-10 | 2022-01-13 | 株式会社デンソー | 物体検知装置 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5962185U (ja) * | 1982-10-18 | 1984-04-24 | 新日軽株式会社 | サツシ材の端部キヤツプ |
JPS61124592U (ja) * | 1985-01-25 | 1986-08-05 |
-
1991
- 1991-03-20 JP JP3081842A patent/JPH04291188A/ja active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5962185U (ja) * | 1982-10-18 | 1984-04-24 | 新日軽株式会社 | サツシ材の端部キヤツプ |
JPS61124592U (ja) * | 1985-01-25 | 1986-08-05 |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006105968A (ja) * | 2004-09-13 | 2006-04-20 | Fujitsu Ten Ltd | レーダ装置 |
WO2022009706A1 (ja) * | 2020-07-10 | 2022-01-13 | 株式会社デンソー | 物体検知装置 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19990112 |