JPH04184184A - Ｆｍ―ｃｗレーダ装置用受信機およびｆｍ―ｃｗレーダ装置 - Google Patents
Ｆｍ―ｃｗレーダ装置用受信機およびｆｍ―ｃｗレーダ装置Info
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- JPH04184184A JPH04184184A JP2308636A JP30863690A JPH04184184A JP H04184184 A JPH04184184 A JP H04184184A JP 2308636 A JP2308636 A JP 2308636A JP 30863690 A JP30863690 A JP 30863690A JP H04184184 A JPH04184184 A JP H04184184A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
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- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
ＦＭ−ＣＷレーダ装置用受信機およびＦＭ−ＣＷレーダ
装置に関し、 ＦＭ−ＡＭ変換雑音の抑制を安価に実現することを目的
とし、 送信波の一部と受信波とを混合して０相信号およびπ相
信号を出力する平衡型ミクサと、該０相信号およびπ相
信号とを加算してビート信号出力とする加算手段とを具
備して構成する。
装置に関し、 ＦＭ−ＡＭ変換雑音の抑制を安価に実現することを目的
とし、 送信波の一部と受信波とを混合して０相信号およびπ相
信号を出力する平衡型ミクサと、該０相信号およびπ相
信号とを加算してビート信号出力とする加算手段とを具
備して構成する。
本発明は、ＦＭ−ＣＷレーダ装置用受信機およびＦＭ−
ＣＷレーダ装置、特に、目標物との相対速度、距離を計
測し、衝突防止に用いる自動車用ＦＭ−ＣＷレーダ装置
のための受信機およびＦＭ−ＣＷレーダ装置に関する。
ＣＷレーダ装置、特に、目標物との相対速度、距離を計
測し、衝突防止に用いる自動車用ＦＭ−ＣＷレーダ装置
のための受信機およびＦＭ−ＣＷレーダ装置に関する。
目標物体との相対速度、距離を計測できるレーダ方式と
してＦＭ−ＣＷレーダ方式がある。このレーダ方式は簡
単な信号処理回路により相対速度および距離を計測でき
、また送受信機を簡単に構成できることから、特に小型
化・低価格化が要求される自動車用の衝突防止レーダと
して用いられている。
してＦＭ−ＣＷレーダ方式がある。このレーダ方式は簡
単な信号処理回路により相対速度および距離を計測でき
、また送受信機を簡単に構成できることから、特に小型
化・低価格化が要求される自動車用の衝突防止レーダと
して用いられている。
第５図は従来のＦＭ−ＣＷレーダ装置の概略構成を表わ
すブロック図であり、第６図はその動作原理を説明する
ための波形図である。
すブロック図であり、第６図はその動作原理を説明する
ための波形図である。
電圧制御発振器１００には数百上の三角波が入力され、
この三角波でＦＭ変調されたＦＭ変調波が送信アンテナ
１４から連続的に送出される。目標物体１６から反射さ
れた電波は受信アンテナ１８で受信され、ミキサ３００
において方向性結合器１２０で一部分岐された送信波と
混合されてビート信号が生成される。
この三角波でＦＭ変調されたＦＭ変調波が送信アンテナ
１４から連続的に送出される。目標物体１６から反射さ
れた電波は受信アンテナ１８で受信され、ミキサ３００
において方向性結合器１２０で一部分岐された送信波と
混合されてビート信号が生成される。
第６図（ａ）欄は、目標物体１６との相対速度が０のと
きの送信波と受信波の周波数の変化を、それぞれ実線お
よび斜線で表わす。相対速度が００場合には、このよう
に、受信波は送信波を電波の往復に要する時間だけ時間
軸上ずらした形となる。
きの送信波と受信波の周波数の変化を、それぞれ実線お
よび斜線で表わす。相対速度が００場合には、このよう
に、受信波は送信波を電波の往復に要する時間だけ時間
軸上ずらした形となる。
したがって、ビート信号の周波数は（ｂ）欄に示すよう
に変調波の一周期内の２つの所定区間内において目標物
体との距離に比例した一定値ｆｂをとる。（Ｃ）欄はこ
のときのビート信号の波形の概略を表わす。
に変調波の一周期内の２つの所定区間内において目標物
体との距離に比例した一定値ｆｂをとる。（Ｃ）欄はこ
のときのビート信号の波形の概略を表わす。
相対速度が０でないときは、（ｄ）欄に示すように（ａ
）欄の受信波をさらに周波数軸上でシフトさせた形とな
る。したがって、ビート信号の周波数は（ｅ）欄に示す
ように、変調波の一周期内の２つの所定区間内にふいて
相異なる２つの一定値ｆｂｌおよびｆｂ２をとる。ここ
で、ｆｂｌとｆｂ２の平均値は目標物体との距離に比例
し、差は相対速度に比例する。（ｆ）欄はこのときのビ
ート信号の波形の概略を表わす。
）欄の受信波をさらに周波数軸上でシフトさせた形とな
る。したがって、ビート信号の周波数は（ｅ）欄に示す
ように、変調波の一周期内の２つの所定区間内にふいて
相異なる２つの一定値ｆｂｌおよびｆｂ２をとる。ここ
で、ｆｂｌとｆｂ２の平均値は目標物体との距離に比例
し、差は相対速度に比例する。（ｆ）欄はこのときのビ
ート信号の波形の概略を表わす。
上記の原理にもとづき、図示しない信号処理回路におい
て、変調波に同期した所定の区間内でビート信号波数を
計数して周波数ｆｂｌ・ｆｂ２を算出すれば、以下の式
により目標物との距離Ｒおよび相対速度Ｖが算出される
。
て、変調波に同期した所定の区間内でビート信号波数を
計数して周波数ｆｂｌ・ｆｂ２を算出すれば、以下の式
により目標物との距離Ｒおよび相対速度Ｖが算出される
。
（Ｃ：光速：ΔＦ：ＦＭ変調幅；’ｆｓ：変調波周波数
；ｆｏ：送信中心周波数） 自動車用レーダとしてこの方式を用いる場合、距離は高
々１００ ｍ 、相対速度は百ｋｍ／ｈ程度であるから
、十分な距離測定精度を確保するためには、最大周波数
偏移量ΔＦを百Ｍ）Ｉｚ程度とし、また十分な相対速度
測定精度を確保するためにはミリ波帯を使用しなければ
ならない。
；ｆｏ：送信中心周波数） 自動車用レーダとしてこの方式を用いる場合、距離は高
々１００ ｍ 、相対速度は百ｋｍ／ｈ程度であるから
、十分な距離測定精度を確保するためには、最大周波数
偏移量ΔＦを百Ｍ）Ｉｚ程度とし、また十分な相対速度
測定精度を確保するためにはミリ波帯を使用しなければ
ならない。
このように、自動車用のミリ波帯ＦＭ−ＣＷレーダでは
、非常に大きな周波数偏移のＦＭ変調を行うために、電
圧制御型発振器の発振周波数対出力電力特性によりＦＭ
変調波にＡＭ成分が重畳される。変調する三角波の周波
数と、ＦＭ検波された反射信号の周波数は極めて近いか
ら、送信信号のＡＭ成分がＦＭ検波回路でＡＭ検波され
て、いわゆるＦＭ−ＡＭ変換雑音を発生し受信Ｓ／Ｎを
劣化させると言う欠点があった。
、非常に大きな周波数偏移のＦＭ変調を行うために、電
圧制御型発振器の発振周波数対出力電力特性によりＦＭ
変調波にＡＭ成分が重畳される。変調する三角波の周波
数と、ＦＭ検波された反射信号の周波数は極めて近いか
ら、送信信号のＡＭ成分がＦＭ検波回路でＡＭ検波され
て、いわゆるＦＭ−ＡＭ変換雑音を発生し受信Ｓ／Ｎを
劣化させると言う欠点があった。
この解決法としてリミタを発振器出力に接続する方法が
考えられるが、高価なミリ波デバイスを使用することに
なり低価格化の目的に反する。また、温度特性上からも
好ましくない。
考えられるが、高価なミリ波デバイスを使用することに
なり低価格化の目的に反する。また、温度特性上からも
好ましくない。
したがって本発明の第１の目的は、ＦＭ−ＡＭ変換雑音
の抑制を安価に実現したＦＭ−ＣＷレーダ装置用受信機
およびＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供することにある。
の抑制を安価に実現したＦＭ−ＣＷレーダ装置用受信機
およびＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供することにある。
本発明の第２の目的は環境温度が変わって素子の特性が
変わっても自動的にそれに追従してＦＭ−ＡＭ変換雑音
の抑制を効果的に行ないうるＦＭ−ＣＷレーダ装置用受
信機およびＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供することにある
。
変わっても自動的にそれに追従してＦＭ−ＡＭ変換雑音
の抑制を効果的に行ないうるＦＭ−ＣＷレーダ装置用受
信機およびＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供することにある
。
第１図は本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置用受信機および
ＦＭ−ＣＷレーダ装置の原理構成を説明するための図で
ある。図において、本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置用受
信機は、送信波の一部と受信波とを混合して０相信号お
よびπ相信号を出力する平衡型ミクサ２０と、該０相信
号およびπ相信号とを加算してビート信号出力とする加
算手段２２とを具備することを特徴とするものである。
ＦＭ−ＣＷレーダ装置の原理構成を説明するための図で
ある。図において、本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置用受
信機は、送信波の一部と受信波とを混合して０相信号お
よびπ相信号を出力する平衡型ミクサ２０と、該０相信
号およびπ相信号とを加算してビート信号出力とする加
算手段２２とを具備することを特徴とするものである。
この受信機はさらに、前記送信波のための変調波と前記
ビート信号出力とを乗算する乗算器２６と、該乗算器２
６の出力の低域成分のみを通過せしめる低域フィルタ２
４とを具備し、前記加算手段２２において加算される０
相信号とπ相信号は該低域フィルタ２４の出力に応じて
重み付けされることが好適である。
ビート信号出力とを乗算する乗算器２６と、該乗算器２
６の出力の低域成分のみを通過せしめる低域フィルタ２
４とを具備し、前記加算手段２２において加算される０
相信号とπ相信号は該低域フィルタ２４の出力に応じて
重み付けされることが好適である。
本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置は、変調波を周波数変調
して送信波とする周波数変調手段１０と、該送信波の一
部を受信側へ分岐する分岐手段１２と、該送信波を目標
物体１６へ向けて送出する送信アンテナ１４と、該目標
物体１６で反射された電波を受信する受信アンテナ１８
と、前記分岐手段１２で分岐された送信波の一部と該受
信アンテナ１Ｂで受信された受信波とを混合して０相信
号およびπ相信号を出力する平衡型ミクサ２０と、該０
相信号およびπ相信号とを加算してビート信号出力とす
る加算手段２２とを具備することを特徴とするものであ
る。
して送信波とする周波数変調手段１０と、該送信波の一
部を受信側へ分岐する分岐手段１２と、該送信波を目標
物体１６へ向けて送出する送信アンテナ１４と、該目標
物体１６で反射された電波を受信する受信アンテナ１８
と、前記分岐手段１２で分岐された送信波の一部と該受
信アンテナ１Ｂで受信された受信波とを混合して０相信
号およびπ相信号を出力する平衡型ミクサ２０と、該０
相信号およびπ相信号とを加算してビート信号出力とす
る加算手段２２とを具備することを特徴とするものであ
る。
このＦＭ−ＣＷレーダ装置はさらに、前記変調波と前記
ビート信号出力とを乗算する乗算器２６と、該乗算器２
６の出力の低域成分のみを通過せしめる低域フィルタ２
４とを具備し、前記加算手段２２において加算される０
相信号とπ相信号は該低域フィルタ２４の出力に応じて
重み付けされることが好適である。
ビート信号出力とを乗算する乗算器２６と、該乗算器２
６の出力の低域成分のみを通過せしめる低域フィルタ２
４とを具備し、前記加算手段２２において加算される０
相信号とπ相信号は該低域フィルタ２４の出力に応じて
重み付けされることが好適である。
平衡型ミクサ２０の２つの出力端子にはそれぞれ測定に
必要なビート信号とＦＭ−ＡＭ変換雑音とが重畳された
信号が発生する。平衡型ミクサ２０の特性が理想的であ
れば、ビート信号については共に同相等振幅であり、Ｆ
Ｍ−ＡＭ変換雑音については互いに逆相で等振幅となる
。したがってこれらを加算手段２２において加算してや
れば、ＦＭ−ＡＭ変換雑音が完全に除去されたビート信
号が得られる。
必要なビート信号とＦＭ−ＡＭ変換雑音とが重畳された
信号が発生する。平衡型ミクサ２０の特性が理想的であ
れば、ビート信号については共に同相等振幅であり、Ｆ
Ｍ−ＡＭ変換雑音については互いに逆相で等振幅となる
。したがってこれらを加算手段２２において加算してや
れば、ＦＭ−ＡＭ変換雑音が完全に除去されたビート信
号が得られる。
乗算器２６と低域フィルタ２４は、平衡型ミクサ２０の
特性の変化に追従して、効果的にＦＭ−ＡＭ変換雑音を
抑制するための自動制御ループを構成する。すなわち、
平衡ミクサ２０の特性の不完全性のために残ったＦＭ−
ＡＭ変換雑音は乗算器２６に右いてそれと同じ周波数成
分を持つ変調波で位相検波され、低域フィルタ２４を通
過してＦＭ−ＡＭ変換雑音の量に比例した直流電圧とな
り、加算手段２２において加算される０相信号およびπ
相信号の重みがこの直流電圧により制御される。
特性の変化に追従して、効果的にＦＭ−ＡＭ変換雑音を
抑制するための自動制御ループを構成する。すなわち、
平衡ミクサ２０の特性の不完全性のために残ったＦＭ−
ＡＭ変換雑音は乗算器２６に右いてそれと同じ周波数成
分を持つ変調波で位相検波され、低域フィルタ２４を通
過してＦＭ−ＡＭ変換雑音の量に比例した直流電圧とな
り、加算手段２２において加算される０相信号およびπ
相信号の重みがこの直流電圧により制御される。
第２図は受信機部分を含む本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装
置の第１の実施例を表わす図である。
置の第１の実施例を表わす図である。
送信機部分および受信アンテナ１８までは従来のものと
変わるところはない。ハイブリッド２００、コンデンサ
２０２ 、２０４ 、およびダイオード２０６゜２０
８は周知の平衡型ミクサを構成している。その０相出力
（図の上側）とπ相出力（図の下側）はともに重み付は
回路２２０へ人力される。重み付は回路２２０は２つの
入力信号を加算して出力するもので入力信号の重みは手
動により調整可能である。
変わるところはない。ハイブリッド２００、コンデンサ
２０２ 、２０４ 、およびダイオード２０６゜２０
８は周知の平衡型ミクサを構成している。その０相出力
（図の上側）とπ相出力（図の下側）はともに重み付は
回路２２０へ人力される。重み付は回路２２０は２つの
入力信号を加算して出力するもので入力信号の重みは手
動により調整可能である。
重み付は回路２２０の出力はビート信号として後段の信
号処理回路へ供給される。
号処理回路へ供給される。
第３図は第２図の装置の動作を説明するための図である
。（ａ）欄はＦＭ−ＡＭ変換雑音を含む送信波を表わし
ている。受信波はこれと同様な波形であるが前述したよ
うに時間軸上のシフトおよび相対速度がゼロでない場合
にはさらにドツプラーシフトを受けている。
。（ａ）欄はＦＭ−ＡＭ変換雑音を含む送信波を表わし
ている。受信波はこれと同様な波形であるが前述したよ
うに時間軸上のシフトおよび相対速度がゼロでない場合
にはさらにドツプラーシフトを受けている。
（ｂ）欄と（Ｃ）欄はそれぞれ平衡型ミクサの０相出力
およびπ相出力を表わしている。どちらの出力もＦＭ−
ＡＭ変換雑音によるうねりを生じているが、０相出力は
上側の包路線をとり、π相出力は下側の包絡線をとった
ものであるから、互いに逆相となる。一方、ビート信号
の方は、ハイブリッド２００のために一方の位相が１８
０°進んでおり、そのため結果として両者は同相となる
。したがって重み付は回路２２０において両者を加算す
れば、（ｄ）欄に示すようにＦＭ−ＡＭ変換雑音が除去
され、一定包絡線のビート信号が得られる。
およびπ相出力を表わしている。どちらの出力もＦＭ−
ＡＭ変換雑音によるうねりを生じているが、０相出力は
上側の包路線をとり、π相出力は下側の包絡線をとった
ものであるから、互いに逆相となる。一方、ビート信号
の方は、ハイブリッド２００のために一方の位相が１８
０°進んでおり、そのため結果として両者は同相となる
。したがって重み付は回路２２０において両者を加算す
れば、（ｄ）欄に示すようにＦＭ−ＡＭ変換雑音が除去
され、一定包絡線のビート信号が得られる。
また、ハイブリッド２００の不完全性やダイオード２０
６ 、２０８のアンバランスがあっても、重み付は回路
２２０を調整することによって二つの出力信号に適当に
重み付けをして同相加算すればＡＭ成分を除去できる。
６ 、２０８のアンバランスがあっても、重み付は回路
２２０を調整することによって二つの出力信号に適当に
重み付けをして同相加算すればＡＭ成分を除去できる。
ところで、自動車用レーダでは、その設置条件から極め
て広い範囲の温度環境に曝される。一般に、ダイオード
の温度に対する検波特性にはばらつきがあるから、ある
温度でＡＭ成分を除去するように重み付けを調整しても
、温度が変化すれば、それぞれのダイオードで検波され
るＡＭ成分の大きさが変化する。従って、広い温度範囲
で常にはＡＭ成分を除去できない。
て広い範囲の温度環境に曝される。一般に、ダイオード
の温度に対する検波特性にはばらつきがあるから、ある
温度でＡＭ成分を除去するように重み付けを調整しても
、温度が変化すれば、それぞれのダイオードで検波され
るＡＭ成分の大きさが変化する。従って、広い温度範囲
で常にはＡＭ成分を除去できない。
次に、重み付は係数を自動制御とすることにより、広い
温度範囲で常にＡＭ成分を除去し、更に受信系を完全無
調整化する回路について説明する。
温度範囲で常にＡＭ成分を除去し、更に受信系を完全無
調整化する回路について説明する。
第４図は本発明の第２の実施例を表わす図である。
重み付は回路２２０から出力された信号には、重み付け
が不適当であれば、当然、ＡＭ成分が重畳されている。
が不適当であれば、当然、ＡＭ成分が重畳されている。
この信号と変調する三角波を乗算器２６０により乗算し
てやると、二つの入力周波数の和と差の成分が発生する
。ここで、ＡＭ成分と三角波は同一周波数成分を持つか
ら差の成分は直流となる。ＦＭ変調回路に入力する三角
波のレベルは一般に一定レベルであるから、この乗算器
から出力される直流成分の大きさは、ＡＭ成分の大きさ
に比例する。即ち、誤差検出が可能となる。乗算器の出
力信号を低域通過フィルタ２４０を通して直流とし、こ
の直流成分で重み付は回路２２０をフィードバック制御
してやれば、フィードバック系は重み付は回路２２０の
出力にＡＭ成分を含まない状態で安定するようにできる
。従って、広い温度範囲で常にＡＭ成分を除去できる。
てやると、二つの入力周波数の和と差の成分が発生する
。ここで、ＡＭ成分と三角波は同一周波数成分を持つか
ら差の成分は直流となる。ＦＭ変調回路に入力する三角
波のレベルは一般に一定レベルであるから、この乗算器
から出力される直流成分の大きさは、ＡＭ成分の大きさ
に比例する。即ち、誤差検出が可能となる。乗算器の出
力信号を低域通過フィルタ２４０を通して直流とし、こ
の直流成分で重み付は回路２２０をフィードバック制御
してやれば、フィードバック系は重み付は回路２２０の
出力にＡＭ成分を含まない状態で安定するようにできる
。従って、広い温度範囲で常にＡＭ成分を除去できる。
また、平衡型ミクサにアンバランスがあってもＡＭ成分
を除去できることから、平衡型ミクサの平衡度を調整す
る必要がなく、受信装置の無調整化が図れる。
を除去できることから、平衡型ミクサの平衡度を調整す
る必要がなく、受信装置の無調整化が図れる。
尚、これまでに説明してきた例では、すべての回路をア
ナログ回路によって実現する例について記載しているが
、平衡型ミクサ回路を除く他の回路は、Ａ／Ｄ変換器、
Ｄ／Ａ変換器、ＤＳＰ等を用いた、ディジタル回路でも
構成できるのは言うまでもない。
ナログ回路によって実現する例について記載しているが
、平衡型ミクサ回路を除く他の回路は、Ａ／Ｄ変換器、
Ｄ／Ａ変換器、ＤＳＰ等を用いた、ディジタル回路でも
構成できるのは言うまでもない。
以上述べてきたように本発明によれば、安価な構成で効
果的にＦＭ−ＡＭ変換雑音を抑制することが可能なＦＭ
−ＣＷレーダ装置用受信機およびＦＭ−ＣＷレーダ装置
が提供される。
果的にＦＭ−ＡＭ変換雑音を抑制することが可能なＦＭ
−ＣＷレーダ装置用受信機およびＦＭ−ＣＷレーダ装置
が提供される。
第１図は本発明の原理構成を表わす図、第２図は本発明
の第１の実施例を表わす図、第３図は第２図の回路の動
作を説明するための図、 第４図は本発明の第２の実施例を表わす図、第５図は従
来のＦＭ−ＣＷレーダ装置を表わす図、 第６図はＦＭ−ＣＷレーダ装置の原理を説明するための
図。 図において、 １４・・・送信アンテナ、１８・・・受信アンテナ、２
０・・・平衡型ミクサ、 ２４，２４０・・・低域フィ
ルタ、２６．２６０・・・乗算器、 １２０・・・方向
性結合器、２００・・・ハイブリッド、２２０・・・重
み付は回路。
の第１の実施例を表わす図、第３図は第２図の回路の動
作を説明するための図、 第４図は本発明の第２の実施例を表わす図、第５図は従
来のＦＭ−ＣＷレーダ装置を表わす図、 第６図はＦＭ−ＣＷレーダ装置の原理を説明するための
図。 図において、 １４・・・送信アンテナ、１８・・・受信アンテナ、２
０・・・平衡型ミクサ、 ２４，２４０・・・低域フィ
ルタ、２６．２６０・・・乗算器、 １２０・・・方向
性結合器、２００・・・ハイブリッド、２２０・・・重
み付は回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、送信波の一部と受信波とを混合して０相信号および
π相信号を出力する平衡型ミクサ（２０）と、 該０相信号およびπ相信号とを加算してビート信号出力
とする加算手段（２２）とを具備することを特徴とする
ＦＭ−ＣＷレーダ装置用受信機。 ２、前記送信波のための変調波と前記ビート信号出力と
を乗算する乗算器（２６）と、 該乗算器（２６）の出力の低域成分のみを通過せしめる
低域フィルタ（２４）とをさらに具備し、前記加算手段
（２２）において加算される０相信号とπ相信号は該低
域フィルタ（２４）の出力に応じて重み付けされる請求
項１記載の受信機。 ３、変調波を周波数変調して送信波とする周波数変調手
段（１０）と、 該送信波の一部を受信側へ分岐する分岐手段（１２）と
、 該送信波を目標物体（１６）へ向けて送出する送信アン
テナ（１４）と、 該目標物体（１６）で反射された電波を受信する受信ア
ンテナ（１８）と、 前記分岐手段（１２）で分岐された送信波の一部と該受
信アンテナ（１８）で受信された受信波とを混合して０
相信号およびπ相信号を出力する平衡型ミクサ（２０）
と、 該０相信号およびπ相信号とを加算してビート信号出力
とする加算手段（２２）とを具備することを特徴とする
ＦＭ−ＣＷレーダ装置。 ４、前記変調波と前記ビート信号出力とを乗算する乗算
器（２６）と、 該乗算器（２６）の出力の低域成分のみを通過せしめる
低域フィルタ（２４）とをさらに具備し、前記加算手段
（２２）において加算される０相信号とπ相信号は該低
域フィルタ（２４）の出力に応じて重み付けされる請求
項３記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2308636A JP2803686B2 (ja) | 1990-11-16 | 1990-11-16 | Ｆｍ―ｃｗレーダ装置用受信機およびｆｍ―ｃｗレーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2308636A JP2803686B2 (ja) | 1990-11-16 | 1990-11-16 | Ｆｍ―ｃｗレーダ装置用受信機およびｆｍ―ｃｗレーダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04184184A true JPH04184184A (ja) | 1992-07-01 |
| JP2803686B2 JP2803686B2 (ja) | 1998-09-24 |
Family
ID=17983437
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2308636A Expired - Lifetime JP2803686B2 (ja) | 1990-11-16 | 1990-11-16 | Ｆｍ―ｃｗレーダ装置用受信機およびｆｍ―ｃｗレーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2803686B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5381153A (en) * | 1991-08-08 | 1995-01-10 | Fujitsu Limited | Portable FM-CW radar device with frequency conversion by first and second frequencies |
| US8085185B2 (en) | 2009-11-02 | 2011-12-27 | Invention Planet, LLC | Method of down converting high-frequency signals |
| US8089394B2 (en) | 2009-11-02 | 2012-01-03 | Invention Planet, LLC | Continuous-wave field disturbance sensing system |
| US8223067B2 (en) | 2009-11-02 | 2012-07-17 | Invention Planet, LLC | Noise-canceling down-converting detector |
-
1990
- 1990-11-16 JP JP2308636A patent/JP2803686B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5381153A (en) * | 1991-08-08 | 1995-01-10 | Fujitsu Limited | Portable FM-CW radar device with frequency conversion by first and second frequencies |
| US8085185B2 (en) | 2009-11-02 | 2011-12-27 | Invention Planet, LLC | Method of down converting high-frequency signals |
| US8089394B2 (en) | 2009-11-02 | 2012-01-03 | Invention Planet, LLC | Continuous-wave field disturbance sensing system |
| US8223067B2 (en) | 2009-11-02 | 2012-07-17 | Invention Planet, LLC | Noise-canceling down-converting detector |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2803686B2 (ja) | 1998-09-24 |
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