JPH04255172A - テレビジョン信号受信機 - Google Patents
テレビジョン信号受信機Info
- Publication number
- JPH04255172A JPH04255172A JP3010148A JP1014891A JPH04255172A JP H04255172 A JPH04255172 A JP H04255172A JP 3010148 A JP3010148 A JP 3010148A JP 1014891 A JP1014891 A JP 1014891A JP H04255172 A JPH04255172 A JP H04255172A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frame pulse
- output
- input
- frame
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 22
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims abstract description 11
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims abstract description 6
- 229940028444 muse Drugs 0.000 abstract 1
- GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N prostaglandin E1 Chemical group CCCCC[C@H](O)\C=C\[C@H]1[C@H](O)CC(=O)[C@@H]1CCCCCCC(O)=O GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 26
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 229930091051 Arenine Natural products 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Synchronizing For Television (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、衛星放送受信機に係
わり、特に高精細テレビジョン放送時におけるMUSE
信号の同期検出回路に特徴を備えるテレビジョン受信機
に関する。
わり、特に高精細テレビジョン放送時におけるMUSE
信号の同期検出回路に特徴を備えるテレビジョン受信機
に関する。
【0002】
【従来の技術】高精細テレビジョンを衛星放送1チャン
ネルで伝送できるMUSE(Muliple Sub
−Nyqist Sampling Encodi
ng)方式がある。MUSE信号は、現行のNTSC方
式のテレビジョン信号とは全く別規格が採用されており
、従来の衛星放送を受信可能なテレビジョン受信機では
高精細テレビジョンを正常に受信できない。また、従来
のテレビジョン受信機では、高精細テレビジョン信号が
放送されているのか否かの判別も出来ない。従って、高
精細テレビジョン信号の放送が行われているときは、視
聴者の立場から見ると、受信機の故障であるのか、放送
局側の故障であるのか、あるいは何か他の要因による不
具合が起こっているのかわらないという問題がある。
ネルで伝送できるMUSE(Muliple Sub
−Nyqist Sampling Encodi
ng)方式がある。MUSE信号は、現行のNTSC方
式のテレビジョン信号とは全く別規格が採用されており
、従来の衛星放送を受信可能なテレビジョン受信機では
高精細テレビジョンを正常に受信できない。また、従来
のテレビジョン受信機では、高精細テレビジョン信号が
放送されているのか否かの判別も出来ない。従って、高
精細テレビジョン信号の放送が行われているときは、視
聴者の立場から見ると、受信機の故障であるのか、放送
局側の故障であるのか、あるいは何か他の要因による不
具合が起こっているのかわらないという問題がある。
【0003】これを解決するためには、テレビジョン受
信機がMUSE信号の特徴を検出して表示する等の方法
をとればよい。しかし、MUSEデコーダなどで行われ
ているMUSE信号の検出には複雑なデジタル回路を要
し、大きな規模の回路が必要となる。
信機がMUSE信号の特徴を検出して表示する等の方法
をとればよい。しかし、MUSEデコーダなどで行われ
ているMUSE信号の検出には複雑なデジタル回路を要
し、大きな規模の回路が必要となる。
【0004】図13は、MUSE信号の伝送信号構成の
一部を示している。MUSE方式ではサンプル値伝送が
採用されており、16.2MHz のサンプリング周波
数で1ラインを480点に標本化し、1125ラインで
1フレームが構成されている。フレ−ムの中には、伝送
路の特性を知る目的のTIT信号、垂直同期をとるため
のフレームパルス信号、水平同期信号(HD)、色信号
(C映像)、輝度信号(Y映像)、音声/付加情報信号
、サブサンプル位相などの情報を伝えるコントロール信
号、クランプレベル信号が割り当てられている。従って
、受信機がMUSE信号であることを検出するためには
これらの信号のうちのどれかを利用すればよい。通常の
テレビジョン信号の検出では、同期信号が用いられる場
合がある。それは、NTSC方式の同期信号は、映像振
幅の負側に飛び出る負極同期となっているのに対して、
MUSE方式では、同期信号が映像振幅の範囲に含まれ
る正極同期が採用されているため、NTSC方式のよう
に簡単に同期分離を行うことができない。
一部を示している。MUSE方式ではサンプル値伝送が
採用されており、16.2MHz のサンプリング周波
数で1ラインを480点に標本化し、1125ラインで
1フレームが構成されている。フレ−ムの中には、伝送
路の特性を知る目的のTIT信号、垂直同期をとるため
のフレームパルス信号、水平同期信号(HD)、色信号
(C映像)、輝度信号(Y映像)、音声/付加情報信号
、サブサンプル位相などの情報を伝えるコントロール信
号、クランプレベル信号が割り当てられている。従って
、受信機がMUSE信号であることを検出するためには
これらの信号のうちのどれかを利用すればよい。通常の
テレビジョン信号の検出では、同期信号が用いられる場
合がある。それは、NTSC方式の同期信号は、映像振
幅の負側に飛び出る負極同期となっているのに対して、
MUSE方式では、同期信号が映像振幅の範囲に含まれ
る正極同期が採用されているため、NTSC方式のよう
に簡単に同期分離を行うことができない。
【0005】図14にMUSE信号のフレームパルス波
形を示す。フレームパルスは、第1ラインと第2ライン
の後半にY映像の100%の振幅で挿入されている。第
1ラインに含まれるフレームパルス#1には、映像の黒
レベルクロックから始まり、次に映像の白レベル4クロ
ックが続く。以降、クロックレベル、白レベル交互に計
140クロックの期間パルス列があり、16クロックの
白レベルは、8クロックの黒レベルが続いて終わる。第
2ラインに含まれるフレームパルス#2は、フレームパ
ルス#1の振幅極性を反転したものである。なおここで
クロックとしたのは、MUSEのサンプリング周波数1
6.2MHz である。従来、MUSE信号を取り扱う
機器、例えばEUSEデコーダにおけるMUSE信号の
検出では、まずフレームパルスを正確に捕らえて、これ
を基に水平同期信号(HD)を見出だし、HDに対して
サンプリング周波数をロックさせるPLL回路を用いて
いる。つまり、PLLがロックしたならば、MUSE信
号があると判定できるので、検出に用いることができる
。 MUSE信号の処理はデジタル回路で行われるため、こ
れらにはアナログデジタル変換器、シフトレジスタ、カ
ウンタ、加算器、各種ゲート等多くの回路が必要であり
、複雑高価なものとなっている。また、それらの動作周
波数は非常に高いので安定して動作されることが難しい
点もある。
形を示す。フレームパルスは、第1ラインと第2ライン
の後半にY映像の100%の振幅で挿入されている。第
1ラインに含まれるフレームパルス#1には、映像の黒
レベルクロックから始まり、次に映像の白レベル4クロ
ックが続く。以降、クロックレベル、白レベル交互に計
140クロックの期間パルス列があり、16クロックの
白レベルは、8クロックの黒レベルが続いて終わる。第
2ラインに含まれるフレームパルス#2は、フレームパ
ルス#1の振幅極性を反転したものである。なおここで
クロックとしたのは、MUSEのサンプリング周波数1
6.2MHz である。従来、MUSE信号を取り扱う
機器、例えばEUSEデコーダにおけるMUSE信号の
検出では、まずフレームパルスを正確に捕らえて、これ
を基に水平同期信号(HD)を見出だし、HDに対して
サンプリング周波数をロックさせるPLL回路を用いて
いる。つまり、PLLがロックしたならば、MUSE信
号があると判定できるので、検出に用いることができる
。 MUSE信号の処理はデジタル回路で行われるため、こ
れらにはアナログデジタル変換器、シフトレジスタ、カ
ウンタ、加算器、各種ゲート等多くの回路が必要であり
、複雑高価なものとなっている。また、それらの動作周
波数は非常に高いので安定して動作されることが難しい
点もある。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】上記したように、従来
のテレビジョン受信機は、MUSE信号の検出回路を備
えておらず、高精細テレビジョン信号の放送時に各種不
具合を引起こしている。またMUSE信号の同期検出回
路を利用しようとすると、高速のデジタル回路を用いて
いるために、複雑で高価になるという問題がある。
のテレビジョン受信機は、MUSE信号の検出回路を備
えておらず、高精細テレビジョン信号の放送時に各種不
具合を引起こしている。またMUSE信号の同期検出回
路を利用しようとすると、高速のデジタル回路を用いて
いるために、複雑で高価になるという問題がある。
【0007】そこでこの発明は、簡単な構成で安定に動
作するMUSE信号同期検出回路をを備え、高精細テレ
ビジョン信号受信時における問題を解決したテレビジョ
ン受信機を提供することを目的とする。
作するMUSE信号同期検出回路をを備え、高精細テレ
ビジョン信号受信時における問題を解決したテレビジョ
ン受信機を提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】この発明は、入力と出力
の時間差が略29.6マイクロ秒の第1の遅延手段と、
前記第1の遅延手段の入力及び出力の信号を前記第1の
加算手段と、前記第1の加算手段の出力信号と予め定め
たレベルとを比較する第1の比較手段とからなるフレー
ムパルス抽出手段と、
の時間差が略29.6マイクロ秒の第1の遅延手段と、
前記第1の遅延手段の入力及び出力の信号を前記第1の
加算手段と、前記第1の加算手段の出力信号と予め定め
たレベルとを比較する第1の比較手段とからなるフレー
ムパルス抽出手段と、
【0009】前記フレームパルス抽出手段から得られる
信号のうち、フレームパルスとフレームパルス以外を少
なくとも積分手段を用いて識別するフレームパルス識別
手段とを備えるものである。
信号のうち、フレームパルスとフレームパルス以外を少
なくとも積分手段を用いて識別するフレームパルス識別
手段とを備えるものである。
【0010】
【作用】上記の手段により、一般的なアナログ技術によ
り簡単な構成で安定に動作するMUSE信号の同期検出
回路を得ることができ、これを利用して高精細テレビジ
ョン信号受信時において従来生じていた問題を解決でき
る。
り簡単な構成で安定に動作するMUSE信号の同期検出
回路を得ることができ、これを利用して高精細テレビジ
ョン信号受信時において従来生じていた問題を解決でき
る。
【0011】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して説
明する。
明する。
【0012】図1はこの発明の一実施例である。11は
入力端子であり、MUSE信号が導入され、この信号は
フレームパルス抽出部12に供給される。フレームパル
ス抽出部12では、信号のライン相関を利用してMUS
E信号のうちフレームパルスを強調し、この他の信号を
低減した信号を作る。この信号は、さらにフレームパル
ス識別部13に供給される。フレームパルス識別部13
では、入力された信号を積分し、フレームパルス部分を
検出判定し、フレームパルスのあった時点で出力端子1
4から同期検出信号を出力する。
入力端子であり、MUSE信号が導入され、この信号は
フレームパルス抽出部12に供給される。フレームパル
ス抽出部12では、信号のライン相関を利用してMUS
E信号のうちフレームパルスを強調し、この他の信号を
低減した信号を作る。この信号は、さらにフレームパル
ス識別部13に供給される。フレームパルス識別部13
では、入力された信号を積分し、フレームパルス部分を
検出判定し、フレームパルスのあった時点で出力端子1
4から同期検出信号を出力する。
【0013】図2は、フレームパルス抽出部12の動作
をさらに細かく説明するための図である。入力端子11
から入力されたMUSE信号は、遅延線20に導入され
ると共に、抵抗21にも供給される。抵抗21側のMU
SE信号は、抵抗21と22により分圧され、演算増幅
器23の正相入力(+)に供給される。一方、遅延線2
0に導入されたMUSE信号は、所定に時間遅延されて
抵抗25を介して演算増幅器23の反転入力(−)に入
力される。また反転入力(−)の信号は、抵抗27を介
して演算増幅器23の出力部28に現れる。
をさらに細かく説明するための図である。入力端子11
から入力されたMUSE信号は、遅延線20に導入され
ると共に、抵抗21にも供給される。抵抗21側のMU
SE信号は、抵抗21と22により分圧され、演算増幅
器23の正相入力(+)に供給される。一方、遅延線2
0に導入されたMUSE信号は、所定に時間遅延されて
抵抗25を介して演算増幅器23の反転入力(−)に入
力される。また反転入力(−)の信号は、抵抗27を介
して演算増幅器23の出力部28に現れる。
【0014】この結果、演算増幅器23の出力部28に
は、入力端子11に入力されたMUSE信号から、遅延
線20により所定の時間遅延されたMUSE信号を差し
引いた電圧が得られることになる。ここで、遅延線20
の遅延時間をMUSE信号のライン間差信号が得られる
。MSUE信号の1ラインに要する時間は、サンプリン
グ周波数16.2MHz 、標本点数480からおおよ
そ29.6マイクロ秒である。ライン間差信号は、比較
器29に導入され、スライスレベルE1と比較して小さ
い場合は、比較器29の出力はローレベルとなり、大き
い場合はハイレベルとなる。
は、入力端子11に入力されたMUSE信号から、遅延
線20により所定の時間遅延されたMUSE信号を差し
引いた電圧が得られることになる。ここで、遅延線20
の遅延時間をMUSE信号のライン間差信号が得られる
。MSUE信号の1ラインに要する時間は、サンプリン
グ周波数16.2MHz 、標本点数480からおおよ
そ29.6マイクロ秒である。ライン間差信号は、比較
器29に導入され、スライスレベルE1と比較して小さ
い場合は、比較器29の出力はローレベルとなり、大き
い場合はハイレベルとなる。
【0015】次に、入力端子11にMUSE信号が入力
した時のMUSE信号を構成する各信号の場合について
述べる。一連のMUSE信号が入力し、フレームパルス
#2が入力するときは、演算増幅器23の反転入力26
には、遅延線20によって1ライン遅延されたMUSE
信号、フレームパルス#1が入力する。上述のように、
MUSE信号のフレームパルス波形は、第1ラインと第
2ラインでは振幅極性が反転しているので、この時に演
算増幅器23の出力部28に得られるライン間差信号は
フレームパルス波形が加算され2倍の振幅となる。スラ
イスレベルE1の値をフレームパルス振幅の2倍か、そ
れよりやや小さく選ぶと、フレームパルスの白レベルは
スライスレベルE1を越え、比較器29より出力される
。VIT信号も第1ラインと第2ラインとでは反転の関
係にあり、振幅もフレームパルスと同じであるから同様
に比較器29より出力が得られる。
した時のMUSE信号を構成する各信号の場合について
述べる。一連のMUSE信号が入力し、フレームパルス
#2が入力するときは、演算増幅器23の反転入力26
には、遅延線20によって1ライン遅延されたMUSE
信号、フレームパルス#1が入力する。上述のように、
MUSE信号のフレームパルス波形は、第1ラインと第
2ラインでは振幅極性が反転しているので、この時に演
算増幅器23の出力部28に得られるライン間差信号は
フレームパルス波形が加算され2倍の振幅となる。スラ
イスレベルE1の値をフレームパルス振幅の2倍か、そ
れよりやや小さく選ぶと、フレームパルスの白レベルは
スライスレベルE1を越え、比較器29より出力される
。VIT信号も第1ラインと第2ラインとでは反転の関
係にあり、振幅もフレームパルスと同じであるから同様
に比較器29より出力が得られる。
【0016】HD信号は、ラインごとに反転しているた
めに演算増幅器23の出力分28では、2倍の振幅とな
るが、もともとの振幅がフレームパルスに比較して低い
のでスライスレベルE1の値を越えることはなく、比較
器29の出力にはあらわれない。
めに演算増幅器23の出力分28では、2倍の振幅とな
るが、もともとの振幅がフレームパルスに比較して低い
のでスライスレベルE1の値を越えることはなく、比較
器29の出力にはあらわれない。
【0017】クランプレベル信号は、そのレベルが黒と
白の中間であり、前後のライン間差信号は白レベルの2
倍になることはないので、比較器29には出力は現れな
い。以上はフレーム内の固定されたパターンの信号につ
いてであるのでMUSE信号であることを確定できるが
、映像等の他の信号については不確定である。しかし次
のように推察して判定できる。
白の中間であり、前後のライン間差信号は白レベルの2
倍になることはないので、比較器29には出力は現れな
い。以上はフレーム内の固定されたパターンの信号につ
いてであるのでMUSE信号であることを確定できるが
、映像等の他の信号については不確定である。しかし次
のように推察して判定できる。
【0018】一般的にテレテキスト信号の上下の隣合う
ライン間の相関は非常に強い。従って、MUSE信号の
Y映像、C映像の各信号のライン間差をとると元に比較
して低減されたものになり、比較器29の出力に信号が
現れるのは希である。
ライン間の相関は非常に強い。従って、MUSE信号の
Y映像、C映像の各信号のライン間差をとると元に比較
して低減されたものになり、比較器29の出力に信号が
現れるのは希である。
【0019】音声/付加情報信号は、シンボルレート1
2.15M ボーのデジタル3値であり、ライン間の相
関はなく、その振幅の先頭値は黒レベル、白レベルを僅
かに越えている。そこで、音声/付加情報信号のライン
間差信号をとると9通りのレベルがあり、その中でスラ
イスレベルE1を越える組み合わせは黒レベルと白レベ
ルの1通りである。従って、16.2MHz のサンプ
リング周波数を換算すると、平均12サンプルに1サン
プルの頻度で比較器29には出力にランダムにパルスが
現れるといえる。
2.15M ボーのデジタル3値であり、ライン間の相
関はなく、その振幅の先頭値は黒レベル、白レベルを僅
かに越えている。そこで、音声/付加情報信号のライン
間差信号をとると9通りのレベルがあり、その中でスラ
イスレベルE1を越える組み合わせは黒レベルと白レベ
ルの1通りである。従って、16.2MHz のサンプ
リング周波数を換算すると、平均12サンプルに1サン
プルの頻度で比較器29には出力にランダムにパルスが
現れるといえる。
【0020】最後に、コントロールコードであるが、こ
れはシンボルレート8.1M ボーのデジタル2値であ
り、音声/付加情報信号と同様にライン間の相関はなく
、その振幅の先頭値は黒レベルと白レベルである。従っ
て、音声/付加情報信号と同様に推察すると、16.2
MHz のサンプリング周波数で換算すると、平均8サ
ンプルに1サンプルの頻度で比較器29の出力にはラン
ダムにパルスが現れるといえる。
れはシンボルレート8.1M ボーのデジタル2値であ
り、音声/付加情報信号と同様にライン間の相関はなく
、その振幅の先頭値は黒レベルと白レベルである。従っ
て、音声/付加情報信号と同様に推察すると、16.2
MHz のサンプリング周波数で換算すると、平均8サ
ンプルに1サンプルの頻度で比較器29の出力にはラン
ダムにパルスが現れるといえる。
【0021】図3は、フレームパルス抽出分の比較器2
9の出力パルス波形の例を示している。上述したように
第2ラインのVIT信号、フレームパルス信号があり、
これに続いて音声/付加情報信号によるランダムなパル
ス列が有る。
9の出力パルス波形の例を示している。上述したように
第2ラインのVIT信号、フレームパルス信号があり、
これに続いて音声/付加情報信号によるランダムなパル
ス列が有る。
【0022】図4は、フレームパルス識別部13の動作
をさらに細かく説明するための構成図である。フレーム
パルス抽出部12からの信号は、積分回路40を構成す
る抵抗41とダイオ−ド42に供給される。ダイオ−ド
42の出力端部は抵抗43を介して抵抗41の他端と接
続され、コンデンサ44を介して接地されると共に比較
器45の正相入力部に接続されている。比較器45の反
転入力部には比較電圧としてのスライスレベルE2が与
えられている。比較器45の出力部は、ダイオ−ド46
介して出力端子14に接続されるとともに、コンデンサ
47及び抵抗48を並列に介して接地されている。
をさらに細かく説明するための構成図である。フレーム
パルス抽出部12からの信号は、積分回路40を構成す
る抵抗41とダイオ−ド42に供給される。ダイオ−ド
42の出力端部は抵抗43を介して抵抗41の他端と接
続され、コンデンサ44を介して接地されると共に比較
器45の正相入力部に接続されている。比較器45の反
転入力部には比較電圧としてのスライスレベルE2が与
えられている。比較器45の出力部は、ダイオ−ド46
介して出力端子14に接続されるとともに、コンデンサ
47及び抵抗48を並列に介して接地されている。
【0023】先の比較器29の出力信号がハイレベルの
時、コンデンサ44に流入する充電電流は、抵抗41及
びダイオ−ド42、抵抗43からなる直列回路との合成
されたものとなる。またローレベルのときは、コンデン
サ44から放出する放電電流は、ダイオ−ド42の作用
により抵抗41のみになる。コンデンサ44の端子電圧
は、比較器45によりスライスレベルE2と比較され、
これを越える場合はダイオ−ド46を介して出力端子1
4に同期検出信号が生じる。出力端子14に現れた同期
検出信号は、コンデンサ47によりその電圧が保持され
る。抵抗48はコンデンサ47の電荷を放電させるため
のもので、時定数をMUSE信号のフレーム周期に比べ
大きくすることで、同期検出信号をとぎれなく保持する
ことができる。
時、コンデンサ44に流入する充電電流は、抵抗41及
びダイオ−ド42、抵抗43からなる直列回路との合成
されたものとなる。またローレベルのときは、コンデン
サ44から放出する放電電流は、ダイオ−ド42の作用
により抵抗41のみになる。コンデンサ44の端子電圧
は、比較器45によりスライスレベルE2と比較され、
これを越える場合はダイオ−ド46を介して出力端子1
4に同期検出信号が生じる。出力端子14に現れた同期
検出信号は、コンデンサ47によりその電圧が保持され
る。抵抗48はコンデンサ47の電荷を放電させるため
のもので、時定数をMUSE信号のフレーム周期に比べ
大きくすることで、同期検出信号をとぎれなく保持する
ことができる。
【0024】図5の(A)は比較器29の出力信号、同
図(B)にコンデンサ44の端子電圧、同図(C)に出
力端子14の各波形を示している。図(A)の信号が積
分回路40に入力すると、コンデンサ44にそれを積分
した波形(B)が現れる。積分回路40の充電時定数は
、抵抗43と抵抗41の合成抵抗値とコンデンサ44の
値の積である。一方、積分回路40の放電時定数は、ダ
イオ−ド42の作用により抵抗41の値とコンデンサ4
4の値の積である。例えば、抵抗41と抵抗43の値を
等しきすると放電時定数は充電時定数の2倍となり、フ
レームパルスの繰り返しパルス部分のところでは、コン
デンサ44の充電が放電に勝り、徐々に電圧が高くなる
方向に向かう。
図(B)にコンデンサ44の端子電圧、同図(C)に出
力端子14の各波形を示している。図(A)の信号が積
分回路40に入力すると、コンデンサ44にそれを積分
した波形(B)が現れる。積分回路40の充電時定数は
、抵抗43と抵抗41の合成抵抗値とコンデンサ44の
値の積である。一方、積分回路40の放電時定数は、ダ
イオ−ド42の作用により抵抗41の値とコンデンサ4
4の値の積である。例えば、抵抗41と抵抗43の値を
等しきすると放電時定数は充電時定数の2倍となり、フ
レームパルスの繰り返しパルス部分のところでは、コン
デンサ44の充電が放電に勝り、徐々に電圧が高くなる
方向に向かう。
【0025】この他のVIT信号、音声/付加情報信号
などの時は。上述の通りハイレベルに比ベローレベル期
間が7倍、或いは11倍長いので放電時定数のほうが2
倍長い場合でも、コンデンサ44の端子電圧は低くなる
方向に向かう。以上の結果から、コンデンサ44の端子
電圧は、フレームパルスの部分のみが増加方向に向かい
、その他の部分ではローレベル付近に止まることになる
。比較器45のスライスレベルE2をフレームパルスの
後端に収束するコンデンサ44の端子電圧にほぼ等しく
設定しておくと、比較器45はフレームパルスの後端で
ハイレベルとなり、同期検出信号を出力する。
などの時は。上述の通りハイレベルに比ベローレベル期
間が7倍、或いは11倍長いので放電時定数のほうが2
倍長い場合でも、コンデンサ44の端子電圧は低くなる
方向に向かう。以上の結果から、コンデンサ44の端子
電圧は、フレームパルスの部分のみが増加方向に向かい
、その他の部分ではローレベル付近に止まることになる
。比較器45のスライスレベルE2をフレームパルスの
後端に収束するコンデンサ44の端子電圧にほぼ等しく
設定しておくと、比較器45はフレームパルスの後端で
ハイレベルとなり、同期検出信号を出力する。
【0026】図6は、フレームパルス識別部13の他の
実施例を示している。図4の回路と共通する部分には同
じ符号が付されている。フレームパルス抽出部12の比
較器29の出力信号は、遅延線61と直列に接続される
抵抗62を介して演算増幅器63の反転入力部に導かれ
るとともに、抵抗64を介して演算増幅器65の反転入
力部に導かれる。演算増幅器63の正相入力は、接地さ
れているので、抵抗62と抵抗64を通る電流は合成さ
れ、さらに抵抗65を介して演算増幅器65の出力部に
現れる。演算増幅器63は、反転増幅器を形成している
ので、比較器29の出力が正パルスの時に演算増幅器6
3は負極性の信号を発生する。
実施例を示している。図4の回路と共通する部分には同
じ符号が付されている。フレームパルス抽出部12の比
較器29の出力信号は、遅延線61と直列に接続される
抵抗62を介して演算増幅器63の反転入力部に導かれ
るとともに、抵抗64を介して演算増幅器65の反転入
力部に導かれる。演算増幅器63の正相入力は、接地さ
れているので、抵抗62と抵抗64を通る電流は合成さ
れ、さらに抵抗65を介して演算増幅器65の出力部に
現れる。演算増幅器63は、反転増幅器を形成している
ので、比較器29の出力が正パルスの時に演算増幅器6
3は負極性の信号を発生する。
【0027】演算増幅器63の出力信号は抵抗66を介
してコンデンサ44を充放電する。抵抗66とコンデン
サ44は積分回路を構成している。ダイオ−ド67は、
コンデンサ44の端子電圧に対して、演算増幅器63の
出力電圧が正になる時、コンデンサ44の端子電圧を演
算増幅器63の出力に追従させるように働く。即ち、コ
ンデンサ44の端子電圧は演算増幅器63の負極性の信
号出力にみに対して積分動作が行われる。積分の電位が
負極性のため、比較器45の比較入力極性は図4とは逆
になっている。また、ここでは比較器45のスライスレ
ベルE3も負電位である。比較器46の出力から出力端
子14までの動作については図4の場合とまったく同じ
である。
してコンデンサ44を充放電する。抵抗66とコンデン
サ44は積分回路を構成している。ダイオ−ド67は、
コンデンサ44の端子電圧に対して、演算増幅器63の
出力電圧が正になる時、コンデンサ44の端子電圧を演
算増幅器63の出力に追従させるように働く。即ち、コ
ンデンサ44の端子電圧は演算増幅器63の負極性の信
号出力にみに対して積分動作が行われる。積分の電位が
負極性のため、比較器45の比較入力極性は図4とは逆
になっている。また、ここでは比較器45のスライスレ
ベルE3も負電位である。比較器46の出力から出力端
子14までの動作については図4の場合とまったく同じ
である。
【0028】図7は、図6の回路の動作をさらに説明す
るために示した波形図である。図7の(D)はフレーム
パルス抽出部に入力される比較器29の出力信号、同図
(E)は遅延線61により遅延された同図(D)の波形
、同図(F)は同図(D)の波形と同図(E)の波形を
合成した演算増幅器63の出力波形、同図(G)の波形
は同図(F)の波形を積分するコンデンサ44の端子電
圧波形、同図(H)は、出力端子14に生じる同期検出
波形である。フレームパルスは、図11に示すように、
4クロック白レベル、4クロック黒レベルが交互に到来
して140クロック続く。そこで遅延線61の遅延時間
をサンプル周波数16.2MHz の4クロック分、略
247ナノ秒に設定すると、図7(D)、(E)、(F
)に示すように白レベルと黒レベルが互いに入れ違いに
なり、1つの負極性パルスとなる。これを積分回路に通
すと、ダイオ−ド67の作用によりパルスのある期間の
み積分動作が行われ、同図(G)に示すような波形を得
る。そして、フレームパルスの後端の部分の積分電圧に
およそ等しくスライスレベルE3を設定することにより
、比較器45により同期検出信号を得ることができる。
るために示した波形図である。図7の(D)はフレーム
パルス抽出部に入力される比較器29の出力信号、同図
(E)は遅延線61により遅延された同図(D)の波形
、同図(F)は同図(D)の波形と同図(E)の波形を
合成した演算増幅器63の出力波形、同図(G)の波形
は同図(F)の波形を積分するコンデンサ44の端子電
圧波形、同図(H)は、出力端子14に生じる同期検出
波形である。フレームパルスは、図11に示すように、
4クロック白レベル、4クロック黒レベルが交互に到来
して140クロック続く。そこで遅延線61の遅延時間
をサンプル周波数16.2MHz の4クロック分、略
247ナノ秒に設定すると、図7(D)、(E)、(F
)に示すように白レベルと黒レベルが互いに入れ違いに
なり、1つの負極性パルスとなる。これを積分回路に通
すと、ダイオ−ド67の作用によりパルスのある期間の
み積分動作が行われ、同図(G)に示すような波形を得
る。そして、フレームパルスの後端の部分の積分電圧に
およそ等しくスライスレベルE3を設定することにより
、比較器45により同期検出信号を得ることができる。
【0029】図8にはさらにフレームパルス識別部13
の他の実施例を示している。図4、図6に示した回路と
共通する部分には同一符号を付している。フレームパル
ス抽出部の比較器29からの出力信号は、モノステーブ
ルマルチバイブレータ81に導かれる。モノステーブル
マルチバイブレータ81は、入力パルスの立上りエッジ
に対して、抵抗82とコンデンサ83によって予め設定
された幅のパルスを出力する。この回路は、モノステー
ブルマルチバイブレータ81の出力電圧が負になる時、
コンデンサ44の端子電圧がモノステーブルマルチバイ
ブレータ81の出力に追従するように働く。即ち、コン
デンサ44の端子電圧は、モノステーブルマルチバイブ
レータ81のパルス出力のみに対して積分動作が行われ
る。比較器46の出力から出力端子14までの動作につ
いては、図4の回路の場合とまったく同じである。
の他の実施例を示している。図4、図6に示した回路と
共通する部分には同一符号を付している。フレームパル
ス抽出部の比較器29からの出力信号は、モノステーブ
ルマルチバイブレータ81に導かれる。モノステーブル
マルチバイブレータ81は、入力パルスの立上りエッジ
に対して、抵抗82とコンデンサ83によって予め設定
された幅のパルスを出力する。この回路は、モノステー
ブルマルチバイブレータ81の出力電圧が負になる時、
コンデンサ44の端子電圧がモノステーブルマルチバイ
ブレータ81の出力に追従するように働く。即ち、コン
デンサ44の端子電圧は、モノステーブルマルチバイブ
レータ81のパルス出力のみに対して積分動作が行われ
る。比較器46の出力から出力端子14までの動作につ
いては、図4の回路の場合とまったく同じである。
【0030】図9は、図8の回路の動作をさらに説明す
るために示した信号波形図である。同図(I)は、フレ
ームパルス抽出部に入力される比較器29からの出力信
号、同図(J)は、同図(I)の信号によりトリガが掛
かったモノステーブルマルチバイブレータ81の出力波
形、同図(K)は、同図(J)の信号を積分するコンデ
ンサ44の端子電圧波形、同図(L)は出力端子14に
生じる同期検出波形である。フレームパルスは、上述し
たように4クロック白レベル、4クロック黒レベルが交
互に140クロック続く。そこでモノステーブルマルチ
バイブレータ81の出力パルス幅をサンプル周波数16
.2MHz の8クロック分、略494ナノ秒に設定す
ると、図9(J)の波形のように1つの正極性パルスと
なる。これを積分回路に通すと、ダイオ−ド67の作用
によりパルスのある期間のみ積分動作が行われ、同図(
K)に示す波形を得ることができる。そして、フレーム
パルスの後端の部分の積分電圧におよそ等しくスライス
レベルE4を設定することにより、比較器45によって
同期検出信号を得ることができる。
るために示した信号波形図である。同図(I)は、フレ
ームパルス抽出部に入力される比較器29からの出力信
号、同図(J)は、同図(I)の信号によりトリガが掛
かったモノステーブルマルチバイブレータ81の出力波
形、同図(K)は、同図(J)の信号を積分するコンデ
ンサ44の端子電圧波形、同図(L)は出力端子14に
生じる同期検出波形である。フレームパルスは、上述し
たように4クロック白レベル、4クロック黒レベルが交
互に140クロック続く。そこでモノステーブルマルチ
バイブレータ81の出力パルス幅をサンプル周波数16
.2MHz の8クロック分、略494ナノ秒に設定す
ると、図9(J)の波形のように1つの正極性パルスと
なる。これを積分回路に通すと、ダイオ−ド67の作用
によりパルスのある期間のみ積分動作が行われ、同図(
K)に示す波形を得ることができる。そして、フレーム
パルスの後端の部分の積分電圧におよそ等しくスライス
レベルE4を設定することにより、比較器45によって
同期検出信号を得ることができる。
【0031】図10は、この発明のさらに他の実施例を
示している。101は衛星放送信号入力端子であり、ア
ンテナより入力した衛星放送の第1中間周波信号が入力
される。第1中間周波信号は、チューナ部102に供給
され、婉曲およびFM復調が行われる。FM復調された
信号は、フレームパルス抽出部12に導入され、さらに
、フレームパルス識別部13を経て高精細テレビジョン
放送時はMUSE信号の同期検出信号を得る。この同期
検出信号は、表示装置103に導入されて、MUSE信
号の同期信号検出時は[MUSE]という表示を行う。 FM復調した信号は、NTSC信号処理部104に導入
され、ここにおいてFMディスパーサルシンゴウの除去
、ディエンファシスを行って、映像出力端子105より
NTSC映像信号検出を行い、これを表示装置103に
導き[NTSC]という表示を点灯させる。
示している。101は衛星放送信号入力端子であり、ア
ンテナより入力した衛星放送の第1中間周波信号が入力
される。第1中間周波信号は、チューナ部102に供給
され、婉曲およびFM復調が行われる。FM復調された
信号は、フレームパルス抽出部12に導入され、さらに
、フレームパルス識別部13を経て高精細テレビジョン
放送時はMUSE信号の同期検出信号を得る。この同期
検出信号は、表示装置103に導入されて、MUSE信
号の同期信号検出時は[MUSE]という表示を行う。 FM復調した信号は、NTSC信号処理部104に導入
され、ここにおいてFMディスパーサルシンゴウの除去
、ディエンファシスを行って、映像出力端子105より
NTSC映像信号検出を行い、これを表示装置103に
導き[NTSC]という表示を点灯させる。
【0032】このようにテレビジョン受信機を構成する
ことにより、衛星放送が従来のNTSC方式のときは[
NTSC]、高精細テレビジョンのときは[MUSE]
というふうに視聴者に知らせることができ、従来あった
高精細テレビジョン時に視聴者が戸惑うというような不
具合が解決できる。この実施例では、表示装置103を
文字を点灯させて表示する方法で説明したが、これに限
らず、例えばスーパーインポーズ装置を用いて出力映像
に文字を合成する方法、音声合成装置を用いて音声で視
聴者に知らせる方法等を用いても同じ効果が得られる。
ことにより、衛星放送が従来のNTSC方式のときは[
NTSC]、高精細テレビジョンのときは[MUSE]
というふうに視聴者に知らせることができ、従来あった
高精細テレビジョン時に視聴者が戸惑うというような不
具合が解決できる。この実施例では、表示装置103を
文字を点灯させて表示する方法で説明したが、これに限
らず、例えばスーパーインポーズ装置を用いて出力映像
に文字を合成する方法、音声合成装置を用いて音声で視
聴者に知らせる方法等を用いても同じ効果が得られる。
【0033】図11は、この発明を用いたさらに他の実
施例である。衛星放送入力端子101、チューナ部10
2、NTSC信号処理部104、映像出力端子105は
先の実施例で説明したものと同じである。この実施例で
は、NTSC信号処理部104からのMTSC映像信号
は、ミューティング回路111を介して映像出力端子1
05に導かれる。ミューティング回路111は、フレー
ムパルス識別部13によって制御され、MUSE信号を
検出した場合に通過する信号を遮断し、映像出力端子1
05より信号を出力させないように動作する。この実施
例によれば、高精細テレビジョン信号の放送時に雑音と
なった映像信号を自動的にカットでき不要な信号を出力
するという不具合を防止できる。
施例である。衛星放送入力端子101、チューナ部10
2、NTSC信号処理部104、映像出力端子105は
先の実施例で説明したものと同じである。この実施例で
は、NTSC信号処理部104からのMTSC映像信号
は、ミューティング回路111を介して映像出力端子1
05に導かれる。ミューティング回路111は、フレー
ムパルス識別部13によって制御され、MUSE信号を
検出した場合に通過する信号を遮断し、映像出力端子1
05より信号を出力させないように動作する。この実施
例によれば、高精細テレビジョン信号の放送時に雑音と
なった映像信号を自動的にカットでき不要な信号を出力
するという不具合を防止できる。
【0034】図12はさらにこの発明を適用した他の実
施例である。この実施例において、衛星放送入力端子1
01、チューナ部102、MTSC信号処理部104、
映像出力端子105は先の実施例で説明したものと同じ
である。この実施例では、NTSC信号処理部104か
らのNTSC映像信号は、信号選択回路121を介して
映像出力端子105に導かれる。122は外部映像信号
入力端子122から入力された外部映像信号は、信号選
択回路121に入力される。信号選択回路121は、フ
レームパルス識別部13により制御され、MUSE信号
を検出した場合に、映像出力端子105への信号は外部
映像入力端子122から入力されものへ切り替わるよう
に動作する。この実施例によれば、高精細テレビジョン
信号の放送時においては自動的に外部映像信号入力端子
に接続されたMUSE/NTSCダウンコンバータから
の信号に切り替わり、雑音映像信号を出力する不具合が
無くなる。
施例である。この実施例において、衛星放送入力端子1
01、チューナ部102、MTSC信号処理部104、
映像出力端子105は先の実施例で説明したものと同じ
である。この実施例では、NTSC信号処理部104か
らのNTSC映像信号は、信号選択回路121を介して
映像出力端子105に導かれる。122は外部映像信号
入力端子122から入力された外部映像信号は、信号選
択回路121に入力される。信号選択回路121は、フ
レームパルス識別部13により制御され、MUSE信号
を検出した場合に、映像出力端子105への信号は外部
映像入力端子122から入力されものへ切り替わるよう
に動作する。この実施例によれば、高精細テレビジョン
信号の放送時においては自動的に外部映像信号入力端子
に接続されたMUSE/NTSCダウンコンバータから
の信号に切り替わり、雑音映像信号を出力する不具合が
無くなる。
【0035】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
簡単な構成によりMUSE信号の同期検出が可能であり
、従来のごとく高精細テレビジョン信号放送を受信した
ときの不具合を解決することができる。
簡単な構成によりMUSE信号の同期検出が可能であり
、従来のごとく高精細テレビジョン信号放送を受信した
ときの不具合を解決することができる。
【図1】この発明の一実施例を示すブロック図。
【図2】図1のフレームパルス抽出部の具体的回路例を
示す図。
示す図。
【図3】図2の比較器の出力信号例を示す図。
【図4】図1のフレームパルス識別部の具体的構成例を
示す図。
示す図。
【図5】図4のフレームパルス識別部の動作を説明する
ために示した信号波形図。
ために示した信号波形図。
【図6】フレームパルス識別部の他の実施例を示す図。
【図7】図6のフレームパルス識別部の動作を説明する
ために示した信号波形図。
ために示した信号波形図。
【図8】フレームパルス識別部のさらに他の実施例を示
す図。
す図。
【図9】図8のフレームパルス識別部の動作を説明する
ために示した信号波形図。
ために示した信号波形図。
【図10】この発明を用いた装置の一実施例を示す図。
【図11】この発明を用いた装置の他の実施例を示す図
。
。
【図12】この発明を用いた装置のさらに他の実施例を
示す図。
示す図。
【図13】MUSE信号のフォーマットを示す説明図。
【図14】MUSE信号のフレームパルス波形説明図。
12…フレームパルス抽出部、13…フレームパルス識
別部、20…遅延線、21、22、25、27…抵抗、
26、29…比較器、40…積分回路、41、43、4
8…抵抗、42、46…ダイオ−ド、44、47…コン
デンサ、45…比較器、61…遅延線、62、64、6
5、66…抵抗、63…比較器、67…ダイオ−ド、8
1…モノステーブルマルチバイブレータ。
別部、20…遅延線、21、22、25、27…抵抗、
26、29…比較器、40…積分回路、41、43、4
8…抵抗、42、46…ダイオ−ド、44、47…コン
デンサ、45…比較器、61…遅延線、62、64、6
5、66…抵抗、63…比較器、67…ダイオ−ド、8
1…モノステーブルマルチバイブレータ。
Claims (6)
- 【請求項1】 入力と出力の時間差が略29.6マイ
クロ秒の第1の遅延手段と、前記第1の遅延手段の入力
及び出力の信号を加算する第1の加算手段と、前記第1
の加算手段の出力信号と予め定めたレベルとを比較する
第1の比較手段とからなるフレームパルス抽出手段と、
前記フレームパルス抽出手段から得られる信号のうち、
フレームパルスとフレームパルス以外を少なくとも積分
手段を用いて識別するフレームパルス識別手段とを具備
したことを特徴とするテレビジョン信号受信機。 - 【請求項2】 前記フレームパルス識別手段は、入力
と出力の時間差が略247ナノ秒の第2の遅延手段と、
前記第2の遅延手段の入力及び出力から導かれる信号を
加算する第2の加算手段を含み、前記第2の加算手段の
出力を前記積分手段入力してフレームパルスの識別を行
うようにしたことを特徴とする請求項1記載のテレビジ
ョン信号受信機。 - 【請求項3】 前記フレームパルス識別手段は、予め
定めたパルス幅を有するモノステーブルマルチバイブレ
ータを含み、前記モノステーブルマルチバイブレータの
出力を前記積分手段に入力してフレームパルスの識別を
行うようにしたことを特徴とする請求項1記載のテレビ
ジョン信号受信機。 - 【請求項4】 さらに表示手段とを具備し、前記フレ
ームパルス識別手段の出力が前記表示手段に導かれ、フ
レームパルスの検出を表示するようにしたことを特徴と
する請求項1記載のテレビジョン信号受信機。 - 【請求項5】 さらにミューティング手段が設けられ
、このミューティング手段が前記フレームパルス抽出手
段の出力により制御されるように構成されたことを特徴
とする請求項1記載のテレビジョン信号受信機。 - 【請求項6】 さらに信号選択手段が設けられ、この
信号選択手段が前記フレームパルス抽出手段により制御
されるように構成されたことを特徴とする請求項1記載
のテレビジョン受信機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3010148A JPH04255172A (ja) | 1991-01-30 | 1991-01-30 | テレビジョン信号受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3010148A JPH04255172A (ja) | 1991-01-30 | 1991-01-30 | テレビジョン信号受信機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04255172A true JPH04255172A (ja) | 1992-09-10 |
Family
ID=11742195
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3010148A Pending JPH04255172A (ja) | 1991-01-30 | 1991-01-30 | テレビジョン信号受信機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04255172A (ja) |
-
1991
- 1991-01-30 JP JP3010148A patent/JPH04255172A/ja active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100307979B1 (ko) | 보조비디오데이타슬라이서 | |
US4454543A (en) | Dynamic video scrambling | |
JP4806170B2 (ja) | コチャンネル干渉を検出し、選択的にフィルタリングする装置及び方法 | |
US5467140A (en) | Vertical synchronous signal separation apparatus | |
US4535353A (en) | Vertical reference signal identification system | |
JP2591574B2 (ja) | 放送方式自動選択装置 | |
EP0782329B1 (en) | Horizontal synchronizing signal-generating circuit and method therefor | |
KR970006790B1 (ko) | 텔레비젼신호처리장치 | |
JPH04255172A (ja) | テレビジョン信号受信機 | |
US7382413B2 (en) | Apparatus and method of extracting sync signal from analog composite video signal | |
JP2663565B2 (ja) | Muse方式判別回路 | |
JP3513161B2 (ja) | インパルスノイズ除去装置 | |
JPH0723304A (ja) | 映像信号選択回路の信号検出回路 | |
KR100332340B1 (ko) | 영상 노이즈 검출방법 및 장치 | |
KR940011032B1 (ko) | 자동 선국 구동장치 | |
KR880000411Y1 (ko) | 문자방송 수신기에서 문자 데이타 발췌를 위한 기준전압 발생회로 | |
KR920016054Y1 (ko) | 영상신호 선택장치 | |
JPH0360585A (ja) | テレビジョン受像機 | |
KR0185937B1 (ko) | 영상신호의 노이즈레벨검출방법 및 그 장치 | |
US5844626A (en) | HDTV compatible vertical sync separator | |
JPH10126761A (ja) | スクランブル及び逆スクランブル装置 | |
JPH0846932A (ja) | テレビ信号方式検出回路 | |
JPH04107076A (ja) | 衛星放送受信機 | |
JPH0360584A (ja) | テレビジョン受像機 | |
JPH05115016A (ja) | テレビ映像信号の同期分離回路 |