JPH04255172A - テレビジョン信号受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、衛星放送受信機に係
わり、特に高精細テレビジョン放送時におけるＭＵＳＥ
信号の同期検出回路に特徴を備えるテレビジョン受信機
に関する。

【０００２】

【従来の技術】高精細テレビジョンを衛星放送１チャン
ネルで伝送できるＭＵＳＥ（Ｍｕｌｉｐｌｅ　　Ｓｕｂ
−Ｎｙｑｉｓｔ　　Ｓａｍｐｌｉｎｇ　　Ｅｎｃｏｄｉ
ｎｇ）方式がある。ＭＵＳＥ信号は、現行のＮＴＳＣ方
式のテレビジョン信号とは全く別規格が採用されており
、従来の衛星放送を受信可能なテレビジョン受信機では
高精細テレビジョンを正常に受信できない。また、従来
のテレビジョン受信機では、高精細テレビジョン信号が
放送されているのか否かの判別も出来ない。従って、高
精細テレビジョン信号の放送が行われているときは、視
聴者の立場から見ると、受信機の故障であるのか、放送
局側の故障であるのか、あるいは何か他の要因による不
具合が起こっているのかわらないという問題がある。

【０００３】これを解決するためには、テレビジョン受
信機がＭＵＳＥ信号の特徴を検出して表示する等の方法
をとればよい。しかし、ＭＵＳＥデコーダなどで行われ
ているＭＵＳＥ信号の検出には複雑なデジタル回路を要
し、大きな規模の回路が必要となる。

【０００４】図１３は、ＭＵＳＥ信号の伝送信号構成の
一部を示している。ＭＵＳＥ方式ではサンプル値伝送が
採用されており、１６．２ＭＨｚ　のサンプリング周波
数で１ラインを４８０点に標本化し、１１２５ラインで
１フレームが構成されている。フレ−ムの中には、伝送
路の特性を知る目的のＴＩＴ信号、垂直同期をとるため
のフレームパルス信号、水平同期信号（ＨＤ）、色信号
（Ｃ映像）、輝度信号（Ｙ映像）、音声／付加情報信号
、サブサンプル位相などの情報を伝えるコントロール信
号、クランプレベル信号が割り当てられている。従って
、受信機がＭＵＳＥ信号であることを検出するためには
これらの信号のうちのどれかを利用すればよい。通常の
テレビジョン信号の検出では、同期信号が用いられる場
合がある。それは、ＮＴＳＣ方式の同期信号は、映像振
幅の負側に飛び出る負極同期となっているのに対して、
ＭＵＳＥ方式では、同期信号が映像振幅の範囲に含まれ
る正極同期が採用されているため、ＮＴＳＣ方式のよう
に簡単に同期分離を行うことができない。

【０００５】図１４にＭＵＳＥ信号のフレームパルス波
形を示す。フレームパルスは、第１ラインと第２ライン
の後半にＹ映像の１００％の振幅で挿入されている。第
１ラインに含まれるフレームパルス＃１には、映像の黒
レベルクロックから始まり、次に映像の白レベル４クロ
ックが続く。以降、クロックレベル、白レベル交互に計
１４０クロックの期間パルス列があり、１６クロックの
白レベルは、８クロックの黒レベルが続いて終わる。第
２ラインに含まれるフレームパルス＃２は、フレームパ
ルス＃１の振幅極性を反転したものである。なおここで
クロックとしたのは、ＭＵＳＥのサンプリング周波数１
６．２ＭＨｚ　である。従来、ＭＵＳＥ信号を取り扱う
機器、例えばＥＵＳＥデコーダにおけるＭＵＳＥ信号の
検出では、まずフレームパルスを正確に捕らえて、これ
を基に水平同期信号（ＨＤ）を見出だし、ＨＤに対して
サンプリング周波数をロックさせるＰＬＬ回路を用いて
いる。つまり、ＰＬＬがロックしたならば、ＭＵＳＥ信
号があると判定できるので、検出に用いることができる
。 ＭＵＳＥ信号の処理はデジタル回路で行われるため、こ
れらにはアナログデジタル変換器、シフトレジスタ、カ
ウンタ、加算器、各種ゲート等多くの回路が必要であり
、複雑高価なものとなっている。また、それらの動作周
波数は非常に高いので安定して動作されることが難しい
点もある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記したように、従来
のテレビジョン受信機は、ＭＵＳＥ信号の検出回路を備
えておらず、高精細テレビジョン信号の放送時に各種不
具合を引起こしている。またＭＵＳＥ信号の同期検出回
路を利用しようとすると、高速のデジタル回路を用いて
いるために、複雑で高価になるという問題がある。

【０００７】そこでこの発明は、簡単な構成で安定に動
作するＭＵＳＥ信号同期検出回路をを備え、高精細テレ
ビジョン信号受信時における問題を解決したテレビジョ
ン受信機を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】この発明は、入力と出力
の時間差が略２９．６マイクロ秒の第１の遅延手段と、
前記第１の遅延手段の入力及び出力の信号を前記第１の
加算手段と、前記第１の加算手段の出力信号と予め定め
たレベルとを比較する第１の比較手段とからなるフレー
ムパルス抽出手段と、

【０００９】前記フレームパルス抽出手段から得られる
信号のうち、フレームパルスとフレームパルス以外を少
なくとも積分手段を用いて識別するフレームパルス識別
手段とを備えるものである。

【００１０】

【作用】上記の手段により、一般的なアナログ技術によ
り簡単な構成で安定に動作するＭＵＳＥ信号の同期検出
回路を得ることができ、これを利用して高精細テレビジ
ョン信号受信時において従来生じていた問題を解決でき
る。

【００１１】

【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して説
明する。

【００１２】図１はこの発明の一実施例である。１１は
入力端子であり、ＭＵＳＥ信号が導入され、この信号は
フレームパルス抽出部１２に供給される。フレームパル
ス抽出部１２では、信号のライン相関を利用してＭＵＳ
Ｅ信号のうちフレームパルスを強調し、この他の信号を
低減した信号を作る。この信号は、さらにフレームパル
ス識別部１３に供給される。フレームパルス識別部１３
では、入力された信号を積分し、フレームパルス部分を
検出判定し、フレームパルスのあった時点で出力端子１
４から同期検出信号を出力する。

【００１３】図２は、フレームパルス抽出部１２の動作
をさらに細かく説明するための図である。入力端子１１
から入力されたＭＵＳＥ信号は、遅延線２０に導入され
ると共に、抵抗２１にも供給される。抵抗２１側のＭＵ
ＳＥ信号は、抵抗２１と２２により分圧され、演算増幅
器２３の正相入力（＋）に供給される。一方、遅延線２
０に導入されたＭＵＳＥ信号は、所定に時間遅延されて
抵抗２５を介して演算増幅器２３の反転入力（−）に入
力される。また反転入力（−）の信号は、抵抗２７を介
して演算増幅器２３の出力部２８に現れる。

【００１４】この結果、演算増幅器２３の出力部２８に
は、入力端子１１に入力されたＭＵＳＥ信号から、遅延
線２０により所定の時間遅延されたＭＵＳＥ信号を差し
引いた電圧が得られることになる。ここで、遅延線２０
の遅延時間をＭＵＳＥ信号のライン間差信号が得られる
。ＭＳＵＥ信号の１ラインに要する時間は、サンプリン
グ周波数１６．２ＭＨｚ　、標本点数４８０からおおよ
そ２９．６マイクロ秒である。ライン間差信号は、比較
器２９に導入され、スライスレベルＥ１と比較して小さ
い場合は、比較器２９の出力はローレベルとなり、大き
い場合はハイレベルとなる。

【００１５】次に、入力端子１１にＭＵＳＥ信号が入力
した時のＭＵＳＥ信号を構成する各信号の場合について
述べる。一連のＭＵＳＥ信号が入力し、フレームパルス
＃２が入力するときは、演算増幅器２３の反転入力２６
には、遅延線２０によって１ライン遅延されたＭＵＳＥ
信号、フレームパルス＃１が入力する。上述のように、
ＭＵＳＥ信号のフレームパルス波形は、第１ラインと第
２ラインでは振幅極性が反転しているので、この時に演
算増幅器２３の出力部２８に得られるライン間差信号は
フレームパルス波形が加算され２倍の振幅となる。スラ
イスレベルＥ１の値をフレームパルス振幅の２倍か、そ
れよりやや小さく選ぶと、フレームパルスの白レベルは
スライスレベルＥ１を越え、比較器２９より出力される
。ＶＩＴ信号も第１ラインと第２ラインとでは反転の関
係にあり、振幅もフレームパルスと同じであるから同様
に比較器２９より出力が得られる。

【００１６】ＨＤ信号は、ラインごとに反転しているた
めに演算増幅器２３の出力分２８では、２倍の振幅とな
るが、もともとの振幅がフレームパルスに比較して低い
のでスライスレベルＥ１の値を越えることはなく、比較
器２９の出力にはあらわれない。

【００１７】クランプレベル信号は、そのレベルが黒と
白の中間であり、前後のライン間差信号は白レベルの２
倍になることはないので、比較器２９には出力は現れな
い。以上はフレーム内の固定されたパターンの信号につ
いてであるのでＭＵＳＥ信号であることを確定できるが
、映像等の他の信号については不確定である。しかし次
のように推察して判定できる。

【００１８】一般的にテレテキスト信号の上下の隣合う
ライン間の相関は非常に強い。従って、ＭＵＳＥ信号の
Ｙ映像、Ｃ映像の各信号のライン間差をとると元に比較
して低減されたものになり、比較器２９の出力に信号が
現れるのは希である。

【００１９】音声／付加情報信号は、シンボルレート１
２．１５Ｍ　ボーのデジタル３値であり、ライン間の相
関はなく、その振幅の先頭値は黒レベル、白レベルを僅
かに越えている。そこで、音声／付加情報信号のライン
間差信号をとると９通りのレベルがあり、その中でスラ
イスレベルＥ１を越える組み合わせは黒レベルと白レベ
ルの１通りである。従って、１６．２ＭＨｚ　のサンプ
リング周波数を換算すると、平均１２サンプルに１サン
プルの頻度で比較器２９には出力にランダムにパルスが
現れるといえる。

【００２０】最後に、コントロールコードであるが、こ
れはシンボルレート８．１Ｍ　ボーのデジタル２値であ
り、音声／付加情報信号と同様にライン間の相関はなく
、その振幅の先頭値は黒レベルと白レベルである。従っ
て、音声／付加情報信号と同様に推察すると、１６．２
ＭＨｚ　のサンプリング周波数で換算すると、平均８サ
ンプルに１サンプルの頻度で比較器２９の出力にはラン
ダムにパルスが現れるといえる。

【００２１】図３は、フレームパルス抽出分の比較器２
９の出力パルス波形の例を示している。上述したように
第２ラインのＶＩＴ信号、フレームパルス信号があり、
これに続いて音声／付加情報信号によるランダムなパル
ス列が有る。

【００２２】図４は、フレームパルス識別部１３の動作
をさらに細かく説明するための構成図である。フレーム
パルス抽出部１２からの信号は、積分回路４０を構成す
る抵抗４１とダイオ−ド４２に供給される。ダイオ−ド
４２の出力端部は抵抗４３を介して抵抗４１の他端と接
続され、コンデンサ４４を介して接地されると共に比較
器４５の正相入力部に接続されている。比較器４５の反
転入力部には比較電圧としてのスライスレベルＥ２が与
えられている。比較器４５の出力部は、ダイオ−ド４６
介して出力端子１４に接続されるとともに、コンデンサ
４７及び抵抗４８を並列に介して接地されている。

【００２３】先の比較器２９の出力信号がハイレベルの
時、コンデンサ４４に流入する充電電流は、抵抗４１及
びダイオ−ド４２、抵抗４３からなる直列回路との合成
されたものとなる。またローレベルのときは、コンデン
サ４４から放出する放電電流は、ダイオ−ド４２の作用
により抵抗４１のみになる。コンデンサ４４の端子電圧
は、比較器４５によりスライスレベルＥ２と比較され、
これを越える場合はダイオ−ド４６を介して出力端子１
４に同期検出信号が生じる。出力端子１４に現れた同期
検出信号は、コンデンサ４７によりその電圧が保持され
る。抵抗４８はコンデンサ４７の電荷を放電させるため
のもので、時定数をＭＵＳＥ信号のフレーム周期に比べ
大きくすることで、同期検出信号をとぎれなく保持する
ことができる。

【００２４】図５の（Ａ）は比較器２９の出力信号、同
図（Ｂ）にコンデンサ４４の端子電圧、同図（Ｃ）に出
力端子１４の各波形を示している。図（Ａ）の信号が積
分回路４０に入力すると、コンデンサ４４にそれを積分
した波形（Ｂ）が現れる。積分回路４０の充電時定数は
、抵抗４３と抵抗４１の合成抵抗値とコンデンサ４４の
値の積である。一方、積分回路４０の放電時定数は、ダ
イオ−ド４２の作用により抵抗４１の値とコンデンサ４
４の値の積である。例えば、抵抗４１と抵抗４３の値を
等しきすると放電時定数は充電時定数の２倍となり、フ
レームパルスの繰り返しパルス部分のところでは、コン
デンサ４４の充電が放電に勝り、徐々に電圧が高くなる
方向に向かう。

【００２５】この他のＶＩＴ信号、音声／付加情報信号
などの時は。上述の通りハイレベルに比ベローレベル期
間が７倍、或いは１１倍長いので放電時定数のほうが２
倍長い場合でも、コンデンサ４４の端子電圧は低くなる
方向に向かう。以上の結果から、コンデンサ４４の端子
電圧は、フレームパルスの部分のみが増加方向に向かい
、その他の部分ではローレベル付近に止まることになる
。比較器４５のスライスレベルＥ２をフレームパルスの
後端に収束するコンデンサ４４の端子電圧にほぼ等しく
設定しておくと、比較器４５はフレームパルスの後端で
ハイレベルとなり、同期検出信号を出力する。

【００２６】図６は、フレームパルス識別部１３の他の
実施例を示している。図４の回路と共通する部分には同
じ符号が付されている。フレームパルス抽出部１２の比
較器２９の出力信号は、遅延線６１と直列に接続される
抵抗６２を介して演算増幅器６３の反転入力部に導かれ
るとともに、抵抗６４を介して演算増幅器６５の反転入
力部に導かれる。演算増幅器６３の正相入力は、接地さ
れているので、抵抗６２と抵抗６４を通る電流は合成さ
れ、さらに抵抗６５を介して演算増幅器６５の出力部に
現れる。演算増幅器６３は、反転増幅器を形成している
ので、比較器２９の出力が正パルスの時に演算増幅器６
３は負極性の信号を発生する。

【００２７】演算増幅器６３の出力信号は抵抗６６を介
してコンデンサ４４を充放電する。抵抗６６とコンデン
サ４４は積分回路を構成している。ダイオ−ド６７は、
コンデンサ４４の端子電圧に対して、演算増幅器６３の
出力電圧が正になる時、コンデンサ４４の端子電圧を演
算増幅器６３の出力に追従させるように働く。即ち、コ
ンデンサ４４の端子電圧は演算増幅器６３の負極性の信
号出力にみに対して積分動作が行われる。積分の電位が
負極性のため、比較器４５の比較入力極性は図４とは逆
になっている。また、ここでは比較器４５のスライスレ
ベルＥ３も負電位である。比較器４６の出力から出力端
子１４までの動作については図４の場合とまったく同じ
である。

【００２８】図７は、図６の回路の動作をさらに説明す
るために示した波形図である。図７の（Ｄ）はフレーム
パルス抽出部に入力される比較器２９の出力信号、同図
（Ｅ）は遅延線６１により遅延された同図（Ｄ）の波形
、同図（Ｆ）は同図（Ｄ）の波形と同図（Ｅ）の波形を
合成した演算増幅器６３の出力波形、同図（Ｇ）の波形
は同図（Ｆ）の波形を積分するコンデンサ４４の端子電
圧波形、同図（Ｈ）は、出力端子１４に生じる同期検出
波形である。フレームパルスは、図１１に示すように、
４クロック白レベル、４クロック黒レベルが交互に到来
して１４０クロック続く。そこで遅延線６１の遅延時間
をサンプル周波数１６．２ＭＨｚ　の４クロック分、略
２４７ナノ秒に設定すると、図７（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ
）に示すように白レベルと黒レベルが互いに入れ違いに
なり、１つの負極性パルスとなる。これを積分回路に通
すと、ダイオ−ド６７の作用によりパルスのある期間の
み積分動作が行われ、同図（Ｇ）に示すような波形を得
る。そして、フレームパルスの後端の部分の積分電圧に
およそ等しくスライスレベルＥ３を設定することにより
、比較器４５により同期検出信号を得ることができる。

【００２９】図８にはさらにフレームパルス識別部１３
の他の実施例を示している。図４、図６に示した回路と
共通する部分には同一符号を付している。フレームパル
ス抽出部の比較器２９からの出力信号は、モノステーブ
ルマルチバイブレータ８１に導かれる。モノステーブル
マルチバイブレータ８１は、入力パルスの立上りエッジ
に対して、抵抗８２とコンデンサ８３によって予め設定
された幅のパルスを出力する。この回路は、モノステー
ブルマルチバイブレータ８１の出力電圧が負になる時、
コンデンサ４４の端子電圧がモノステーブルマルチバイ
ブレータ８１の出力に追従するように働く。即ち、コン
デンサ４４の端子電圧は、モノステーブルマルチバイブ
レータ８１のパルス出力のみに対して積分動作が行われ
る。比較器４６の出力から出力端子１４までの動作につ
いては、図４の回路の場合とまったく同じである。

【００３０】図９は、図８の回路の動作をさらに説明す
るために示した信号波形図である。同図（Ｉ）は、フレ
ームパルス抽出部に入力される比較器２９からの出力信
号、同図（Ｊ）は、同図（Ｉ）の信号によりトリガが掛
かったモノステーブルマルチバイブレータ８１の出力波
形、同図（Ｋ）は、同図（Ｊ）の信号を積分するコンデ
ンサ４４の端子電圧波形、同図（Ｌ）は出力端子１４に
生じる同期検出波形である。フレームパルスは、上述し
たように４クロック白レベル、４クロック黒レベルが交
互に１４０クロック続く。そこでモノステーブルマルチ
バイブレータ８１の出力パルス幅をサンプル周波数１６
．２ＭＨｚ　の８クロック分、略４９４ナノ秒に設定す
ると、図９（Ｊ）の波形のように１つの正極性パルスと
なる。これを積分回路に通すと、ダイオ−ド６７の作用
によりパルスのある期間のみ積分動作が行われ、同図（
Ｋ）に示す波形を得ることができる。そして、フレーム
パルスの後端の部分の積分電圧におよそ等しくスライス
レベルＥ４を設定することにより、比較器４５によって
同期検出信号を得ることができる。

【００３１】図１０は、この発明のさらに他の実施例を
示している。１０１は衛星放送信号入力端子であり、ア
ンテナより入力した衛星放送の第１中間周波信号が入力
される。第１中間周波信号は、チューナ部１０２に供給
され、婉曲およびＦＭ復調が行われる。ＦＭ復調された
信号は、フレームパルス抽出部１２に導入され、さらに
、フレームパルス識別部１３を経て高精細テレビジョン
放送時はＭＵＳＥ信号の同期検出信号を得る。この同期
検出信号は、表示装置１０３に導入されて、ＭＵＳＥ信
号の同期信号検出時は［ＭＵＳＥ］という表示を行う。 ＦＭ復調した信号は、ＮＴＳＣ信号処理部１０４に導入
され、ここにおいてＦＭディスパーサルシンゴウの除去
、ディエンファシスを行って、映像出力端子１０５より
ＮＴＳＣ映像信号検出を行い、これを表示装置１０３に
導き［ＮＴＳＣ］という表示を点灯させる。

【００３２】このようにテレビジョン受信機を構成する
ことにより、衛星放送が従来のＮＴＳＣ方式のときは［
ＮＴＳＣ］、高精細テレビジョンのときは［ＭＵＳＥ］
というふうに視聴者に知らせることができ、従来あった
高精細テレビジョン時に視聴者が戸惑うというような不
具合が解決できる。この実施例では、表示装置１０３を
文字を点灯させて表示する方法で説明したが、これに限
らず、例えばスーパーインポーズ装置を用いて出力映像
に文字を合成する方法、音声合成装置を用いて音声で視
聴者に知らせる方法等を用いても同じ効果が得られる。

【００３３】図１１は、この発明を用いたさらに他の実
施例である。衛星放送入力端子１０１、チューナ部１０
２、ＮＴＳＣ信号処理部１０４、映像出力端子１０５は
先の実施例で説明したものと同じである。この実施例で
は、ＮＴＳＣ信号処理部１０４からのＭＴＳＣ映像信号
は、ミューティング回路１１１を介して映像出力端子１
０５に導かれる。ミューティング回路１１１は、フレー
ムパルス識別部１３によって制御され、ＭＵＳＥ信号を
検出した場合に通過する信号を遮断し、映像出力端子１
０５より信号を出力させないように動作する。この実施
例によれば、高精細テレビジョン信号の放送時に雑音と
なった映像信号を自動的にカットでき不要な信号を出力
するという不具合を防止できる。

【００３４】図１２はさらにこの発明を適用した他の実
施例である。この実施例において、衛星放送入力端子１
０１、チューナ部１０２、ＭＴＳＣ信号処理部１０４、
映像出力端子１０５は先の実施例で説明したものと同じ
である。この実施例では、ＮＴＳＣ信号処理部１０４か
らのＮＴＳＣ映像信号は、信号選択回路１２１を介して
映像出力端子１０５に導かれる。１２２は外部映像信号
入力端子１２２から入力された外部映像信号は、信号選
択回路１２１に入力される。信号選択回路１２１は、フ
レームパルス識別部１３により制御され、ＭＵＳＥ信号
を検出した場合に、映像出力端子１０５への信号は外部
映像入力端子１２２から入力されものへ切り替わるよう
に動作する。この実施例によれば、高精細テレビジョン
信号の放送時においては自動的に外部映像信号入力端子
に接続されたＭＵＳＥ／ＮＴＳＣダウンコンバータから
の信号に切り替わり、雑音映像信号を出力する不具合が
無くなる。

【００３５】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
簡単な構成によりＭＵＳＥ信号の同期検出が可能であり
、従来のごとく高精細テレビジョン信号放送を受信した
ときの不具合を解決することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例を示すブロック図。

【図２】図１のフレームパルス抽出部の具体的回路例を
示す図。

【図３】図２の比較器の出力信号例を示す図。

【図４】図１のフレームパルス識別部の具体的構成例を
示す図。

【図５】図４のフレームパルス識別部の動作を説明する
ために示した信号波形図。

【図６】フレームパルス識別部の他の実施例を示す図。

【図７】図６のフレームパルス識別部の動作を説明する
ために示した信号波形図。

【図８】フレームパルス識別部のさらに他の実施例を示
す図。

【図９】図８のフレームパルス識別部の動作を説明する
ために示した信号波形図。

【図１０】この発明を用いた装置の一実施例を示す図。

【図１１】この発明を用いた装置の他の実施例を示す図
。

【図１２】この発明を用いた装置のさらに他の実施例を
示す図。

【図１３】ＭＵＳＥ信号のフォーマットを示す説明図。

【図１４】ＭＵＳＥ信号のフレームパルス波形説明図。

【符号の説明】

１２…フレームパルス抽出部、１３…フレームパルス識
別部、２０…遅延線、２１、２２、２５、２７…抵抗、
２６、２９…比較器、４０…積分回路、４１、４３、４
８…抵抗、４２、４６…ダイオ−ド、４４、４７…コン
デンサ、４５…比較器、６１…遅延線、６２、６４、６
５、６６…抵抗、６３…比較器、６７…ダイオ−ド、８
１…モノステーブルマルチバイブレータ。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　入力と出力の時間差が略２９．６マイ
   クロ秒の第１の遅延手段と、前記第１の遅延手段の入力
   及び出力の信号を加算する第１の加算手段と、前記第１
   の加算手段の出力信号と予め定めたレベルとを比較する
   第１の比較手段とからなるフレームパルス抽出手段と、
   前記フレームパルス抽出手段から得られる信号のうち、
   フレームパルスとフレームパルス以外を少なくとも積分
   手段を用いて識別するフレームパルス識別手段とを具備
   したことを特徴とするテレビジョン信号受信機。
2. 【請求項２】　　前記フレームパルス識別手段は、入力
   と出力の時間差が略２４７ナノ秒の第２の遅延手段と、
   前記第２の遅延手段の入力及び出力から導かれる信号を
   加算する第２の加算手段を含み、前記第２の加算手段の
   出力を前記積分手段入力してフレームパルスの識別を行
   うようにしたことを特徴とする請求項１記載のテレビジ
   ョン信号受信機。
3. 【請求項３】　　前記フレームパルス識別手段は、予め
   定めたパルス幅を有するモノステーブルマルチバイブレ
   ータを含み、前記モノステーブルマルチバイブレータの
   出力を前記積分手段に入力してフレームパルスの識別を
   行うようにしたことを特徴とする請求項１記載のテレビ
   ジョン信号受信機。
4. 【請求項４】　　さらに表示手段とを具備し、前記フレ
   ームパルス識別手段の出力が前記表示手段に導かれ、フ
   レームパルスの検出を表示するようにしたことを特徴と
   する請求項１記載のテレビジョン信号受信機。
5. 【請求項５】　　さらにミューティング手段が設けられ
   、このミューティング手段が前記フレームパルス抽出手
   段の出力により制御されるように構成されたことを特徴
   とする請求項１記載のテレビジョン信号受信機。
6. 【請求項６】　　さらに信号選択手段が設けられ、この
   信号選択手段が前記フレームパルス抽出手段により制御
   されるように構成されたことを特徴とする請求項１記載
   のテレビジョン受信機。