JPH0424788Y2

JPH0424788Y2 -

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Publication number: JPH0424788Y2
Application number: JP1984154010U
Authority: JP
Priority date: 1984-10-12
Filing date: 1984-10-12
Publication date: 1992-06-11
Also published as: JPS6168686U

Description

【考案の詳細な説明】「産業上の利用分野」本考案は、電源装置に係り、特に、出力端子の
短絡時に、入力側の半導体開閉素子が破壊するの
を防止するようにした保護回路に関するものであ
る。さらに詳しくは、フオワードコンバータなど
の電源装置において、出力端子に急激な短絡事故
が発生すると、入力側の半導体開閉素子である
MOS型電界効果トランジスタ（FET）のドレイ
ン・ソース間に過大な過渡電圧が発生し、往々に
してこれらの素子を破壊することがある。本考案
は、この過度電圧を抑制し、電源装置の安全運転
に資せんとするものである。

「従来の技術」まず、この過渡電圧の発生機構を解析する。

電源制御回路として市販のMB3759型ICを用い
た制御例を第１図に基づき説明する。この第１図
において、点線で囲まれた回路１を除いたものが
従来から知られた回路である。まず交流商用電源
２を全波整流器３とコンデンサ４でろ波整流され
た直流電圧が電源入力端子５，６を経て電源装置
７に供給される。この電源装置７において、変圧
器８の１次側と電源入力端子６との間に半導体開
閉素子として例えばMOSFET9が直列に挿入さ
れる。前記変圧器８の２次側は、整流器１０、整
流器１１、過電流検出回路としての過電流検出用
抵抗１２、フイルタ用リアクタ１３、平滑用コン
デンサ１４を経て出力端子１５，１６に結合され
ている。

つぎに、１７は絶縁された補助電源、１８は電
源制御用ICで、本例では市販のいわゆるMB3759
型ICが用いられている。１９は絶縁されたパル
ストランスであり、前記電源制御用IC１８によ
つて制御されたパルスがこのパルストランス１９
を介して、前記MOSFET9のゲート・ソース間
に供給される。なお、電源制御用IC１８の各端
子番号は、MB3759の固有の端子番号であるた
め、文中ではこの番号に［］を付し、他の番号
と区別している。

このような回路構成（回路１を除いたもの）に
おいて、電源制御用IC１８の端子［１］［２］の
うち、［２］には基準電圧Vrfが印加され、［１］
には出力電圧Voに比例した電圧が供給され、電
源制御用IC１８の内部の比較器２３、トランジ
スタ２４、トランジスタ２５などの作用により、
端子［９］［10］、［８］［11］からのパルスはパル
ストランス１９を通じてMOSFET9のゲート・
ソース間を制御して出力端子１５，１６の電圧
Voを一定ならしむように動作するのは周知のと
おりである。

つぎに、抵抗２１、抵抗２０によつて出力電圧
Voを分圧した電圧が電源制御用IC１８の内部の
比較検出器２２の端子［15］に供給され、他の端
子［16］には過電流検出用抵抗１２による検出電
圧が供給され、端子［15］の電圧V₁₅が、他の端
子［16］の電圧V₁₆より大きくなると、これらの
比較動作により、いわゆる「フ」の字型の過電流
保護作用が行われることも周知の技術である。な
お、抵抗２１、抵抗２０によつて出力電圧Voを
分圧したのは、前記過電流検出用抵抗１２が、出
力電流検出用の小さなもの（0.001Ω程度）であ
ることによる。この過電流検出用抵抗１２による
電圧降下は出力電圧Voに対してはほとんど無視
できる。

「考案が解決しようとする課題」従来の回路において、出力端子１５，１６の間
が急激に短絡したときの各部の電圧、電流の波形
は、第２図Ａ，Ｂ，Ｃのように示される。すなわ
ち、T₁時において、出力短絡の事故が発生した
とすると、出力電圧Voは電源装置７内に平滑用
コンデンサ１４の放電電流と出力回路のインピー
ダンスにより第２図の特性Voのように減衰する。
この特性Voは大方の予想に反して急速にステツ
プ状に零となることはない。殊に低電圧、大電流
出力においてはこの減衰に数10μsecの時間を要す
る。第２図Ｂにおいて、IiはMOSFET9の通過電
流であり、また、Ioは出力側の整流器１０，１１
と変圧器８の２次側間の電流であるが、これは前
記Iiに比例する。前記Ioの包絡線は過電流検出用
抵抗１２をながれる電流I′oである。第２図Ｃに
おいて、特性V₁₅は出力電圧Voを分圧して電源制
御用IC１８の端子［15］へ印加した電圧であり、
また特性V₁₆は過電流検出用抵抗１２への電流I′o
の通過によつて発生する電圧である。これらの
V₁₅とV₁₆において、V₁₅＞V₁₆である間は過電流
の比較検出器２２は動作をせず、保護の垂下動作
は機能しない。V₁₅＜V₁₆に至るまで、つまりT₂
時までは端子［１］［２］に結合された比較器２
３はVrf＞Voであるので制御パルス幅τを最大
限に供給しようとする。すなわち、T₁以前にお
いて制御幅はτ₁であつたものが、T₂時前後にお
いて制御幅はτ₂となり最大幅を持つに至る。第２
図Ａにおいて、Viは供給電圧で、また斜線部分
は変圧器８への印加電圧であるが、これは正負等
量の電圧時間積をもつものである。Vdは導通角
τの拡大とともに増大する。T₂時に至りて比較
検出器２２は動作を開始するが、電源制御用IC
１８の内部の時間遅れのため、T₃時においてτ
は最大となる。その後T₄時に至りて垂下動作は
完了し、以後はτ₃のように最小幅の導通となり、
また時にこれはとびとびに動作することとなり、
Vdも最小となる。また、このVdは変圧器８の１
次側と並列に結合された整流器２６、コンデンサ
２７および抵抗２８の作用によりクランプされ、
第２図Ａの点線で示したVd′のような電圧がドレ
イン・ソース間への実際の印加電圧となる。第２
図は軽負荷から、短絡事故が発生したときの事例
である。しかし、実際問題としても無負荷から短
絡事故が発生した場合の方がMOSFET9の破損
の危険が最大である。T₃時前後において過大な
ドレイン・ソース間電圧によつてMOSFET9を
往々にして破壊してしまうものである。通常
200KHz前後の周波数で、スイツチング制御する
ものにおいてはT₁〜T₄間において12〜16回のス
イツチングをするだけの周波数を必要とする。な
お、第２図Ｃにおける基準の０ラインは、検出回
路用抵抗１２の電源側の電圧を０としているの
で、比較検出器２２の［16］には、出力端子が短
絡される以前でも漏れ電流によるわずかな電圧が
生じている。

本考案は、出力端子の短絡時に、入力側の半導
体素子が破壊するのを防止することを可能とした
電源装置を得ることを目的とするものである。

「課題を解決するための手段」本考案は、電源制御用IC18によつて基準電圧
と出力電圧とを比較して、その比較出力で半導体
開閉素子９をスイツチングして正負２つの出力ラ
イン間を一定電圧に制御するようにしたスイツチ
ング電源装置であつて、出力電流に対応する微小
な電圧を検出するために一方の出力ラインに挿入
された抵抗１２からなる検出回路と、前記検出回
路用抵抗１２の電源側端と他方の出力ラインとの
間に結合された２個の直列抵抗２１，２０からな
る分圧回路とを具備し、この分圧回路における検
出回路用抵抗１２側の抵抗２０を、他方の出力ラ
イン側の抵抗２１に比較して十分小さな値に設定
してなり、前記検出回路１２の検出電圧と分圧回
路２１，２０の分圧電圧を電源制御用IC18内の
比較検出器２２で比較して、分圧回路２１，２０
の電圧が検出回路１２の電圧を超えたとき、その
出力で過電流保護をするようにした電源装置にお
いて、前記分圧回路を構成する抵抗２１，２０の
接続点と他方の出力ラインの出力端子１５との間
に、コンデンサ２９と、整流器３０と抵抗３１の
並列回路とを直列に結合した充放電回路を挿入
し、この充放電回路と、前記検出回路用抵抗１
２、分圧回路用抵抗２１，２０とによつて微分回
路を構成してなることを特徴とする電源装置の保
護回路である。

「作用」分圧回路を構成する抵抗２１，２０における検
出回路用抵抗１２側の抵抗２０を、他方の出力ラ
イン側の抵抗２１に比較して十分小さな値に設定
しているので、出力端子１５，１６の短絡する
前、すなわち正常時は、コンデンサ２９の充電電
圧は、分圧回路２１，２０における他方の出力ラ
イン側の抵抗２１の両端の電圧と等しく、したが
つて出力電圧と略等しい値に充電されている状態
にある。

今、出力端子１５，１６間が短絡されると、出
力電圧は減衰する。この減衰に伴い、コンデンサ
２９の電荷は、出力端子１５側へ放電される。電
源制御用IC18の分圧端子［15］における分圧電
圧V₁₅は、出力電圧に比較して十分小さい（具体
的には２桁以下である）から電源制御用IC18の
分圧端子［15］は負側に一気に引き込まれて、負
電圧があらわれる。そのため、瞬時に比較検出器
２２が動作を開始し、２〜３回のスイツチングで
制御パルス幅は最大になり、極めて早い時間内に
垂下動作を完了し、半導体素子９のドレイン・ソ
ース間電圧の上昇は制御される。

「実施例」以下、本考案の一実施例を図面に基づき説明す
る。

第１図において、点線で囲まれた部分が本考案
によつて付加された回路で、この回路は、電源制
御用IC18の分圧端子［15］と、正側の出力端子
１５との間に、コンデンサ２９と、整流器３０と
抵抗３１の並列回路とを直列に接続した充放電回
路１である。

この充放電回路１を挿入したことにより、第４
図に示すように、この充放電回路１と、検出回路
用抵抗１２、分圧回路用抵抗２１，２０によつて
微分回路が構成される。

つぎに、このような充放電回路１を挿入して、
微分回路を構成したことによる作用を、第３図
Ａ，Ｂ，Ｃの特性図に基づき説明する。なお、第
２図Ｃと同様、第３図Ｃにおける基準の０ライン
は、検出回路用抵抗１２の電源側の電圧を０とし
ているので、比較検出器２２の［16］には、出力
端子が短絡される以前でも漏れ電流によるわずか
な電圧が生じている。

T₁時以前（出力端子が短絡される以前）は、
コンデンサ２９には、抵抗３１を通じて、第１図
および第４図のように＋，−の向きに出力電圧Vo
と略等しい値に充電されている。すなわち、検出
回路用抵抗１２側の分圧回路用抵抗２０を、他方
の出力ライン側の分圧回路用抵抗２１に比較して
十分小さな値に設定しているので、正常時は、コ
ンデンサ２９の充電電圧は、分圧回路における他
方の出力ライン側の抵抗２１の両端の電圧と等し
く、したがつて出力電圧Voと略等しい値に充電
されている状態にある。

ここで、比較検出器２２の［16］には、過電流
検出用抵抗１２で電圧が検出されたときはその微
小電圧、すなわち、出力電流に対応した微小電圧
が印加されており、また比較検出器２２の［15］
には、出力電圧Voに、前記過電流検出用抵抗１
２による出力電流対応分の微小電圧を加えた電圧
を、抵抗２１と抵抗２０で分圧して得られた電圧
が印加されている。具体的には、［15］への印加
電圧は、出力電流における過電流検出用抵抗１２
で検出された電圧と等しいか、それよりやや大き
な電圧となるように、抵抗２０を抵抗２１に比較
して十分小さな値に設定する。なお、過電流検出
用抵抗１２を抵抗で構成したときは、抵抗２１と
抵抗２０による分圧は、正確には出力電圧Voそ
のものの分圧ではないが、Voは過電流検出用抵
抗１２による電圧に比較し充分大きいので、Vo
の分圧としても実際上は問題ない。もし、過電流
検出用抵抗１２を後述するように、変流器で構成
すれば、抵抗２１と抵抗２０で分圧する電圧は
Voそのものとなる。

T₁時に出力端子１５，１６が短絡されたもの
とすると、出力電圧Voは第３図Ｃの特性Voのよ
うに減衰する。これは第２図Ｃと同様の減衰であ
る。この減衰に伴い、コンデンサ２９の電荷は、
第１図および第４図中の矢印の電流Icのように、
コンデンサ２９、整流器３０、出力端子１５、出
力端子１６、過電流検出用抵抗１２、抵抗２０，
コンデンサ２９の閉回路を流れて放電し、比較検
出器２２の［15］には、第３図Ｃの特性V₁₅のよ
うに負電圧があらわれる。

さらに詳しく説明すると、第４図において、出
力端子１５，１６間の短絡による出力電圧Voの
減衰に伴い、コンデンサ２９の電荷は、正の出力
端子１５側へ放電される。電源制御用ICの分圧
端子［15］における抵抗２１，２０による分圧電
圧V₁₅は、出力電圧Voに比較して充分小さい（具
体的には２桁以下である）から、コンデンサ２９
の放電の影響は、出力電圧Voにとつてはわずか
な減衰であつても、電源制御用ICの分圧端子
［15］の分圧電圧V₁₅にとつてはその数倍以上と
充分大きな電圧値の減衰となるため、分圧端子
［15］の分圧電圧V₁₅は負側に一気に引き込まれ
て、第３図Ｃの特性V₁₅のように負電圧があらわ
れる。そのため、T₁時の後、瞬時においてV₁₅＜
V₁₆となつて、この比較検出器２２は動作を開始
し、２〜３回のスイツチングの後に、制御パルス
幅τは最大となる。そして、即座に垂下動作を完
了し、MOSFET9のドレイン・ソース間電圧Vd
およびVd′の上昇は有効に抑制される。

抑制されて、MOSFET9がオフするが、リア
クタ１３とコンデンサ１４の蓄積エネルギーが放
出されるまでは、MOSFET9はオフしたままで
抵抗１２に電流が流れている。前記リアクタ１３
とコンデンサ１４の蓄積エネルギーの放出によ
り、抵抗１２に流れる電流が設定値以下になる
と、比較検出器２２でそれを検出し、
MOSFET9を極めて短時間だけオンする。オン
すると、変圧器８を経て、前記リアクタ１３とコ
ンデンサ１４にエネルギーが蓄積される。蓄積さ
れても、出力端子１５，１６間が短絡されている
ので、わずかな電流の増加でMOSFET9がオフ
する。その後、MOSFET9は、正常状態よりも
十分長い間隔でオン、オフを繰り返す。

このように、出力端子１５，１６間の短絡時
は、MOSFET9からは、十分長い間隔で、しか
も僅かしかエネルギーを供給しないので、
MOSFET9が破壊されることはない。

なお、本実施例では、過電流検出を出力回路に
設けられた抵抗１２によつて行つているが、出力
電流に比例した電流を取り出し方法は回路の交流
部分に設けられた変流器その他を用いる方法もあ
り、本実施例に限定されるものではない。変流器
を用いた場合は、前記したように、抵抗２０と抵
抗２１による分圧は出力電圧Voそのものの分圧
となる。

「考案の効果」本考案は上述のように構成したので、出力端子
間が短絡されたとき、出力電圧が急激に下降しな
くとも、十分小さな値に設定された分圧回路の分
圧電圧が急激に負側に引き込まれて、極めて早い
時間内に垂下動作を完了し、MOSFETなどの半
導体開閉素子を破壊から有効に保護できる。ま
た、出力端子間の短絡がそのまま継続した状態が
続いても、MOSFETからは、十分長い間隔で、
しかも僅かしかエネルギーを供給しないので、
MOSFETが破壊されることはない。さらに、回
路構成も、コンデンサ、整流器、抵抗からなる充
放電回路を付加して、内部の回路部品とで微分回
路を構成しただけであり、安価に提供できるもの
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案による電源装置の保護回路の一
実施例を示す電気回路図、第２図は従来の回路に
よる場合の特性図、第３図は本考案回路による場
合の特性図、第４図は本考案による回路の要部の
微分回路図である。１……充放電回路、７……電源装置、８……変
圧器、９……MOSFET、１２……検出回路（過
電流検出用抵抗）、１５，１６……出力端子、１
８……電源制御用IC、１９……パルストランス、
２０，２１……分圧用抵抗、２２……比較検出
器、２３……比較器、２９……コンデンサ、３０
……整流器、３１……抵抗。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

電源制御用IC18によつて基準電圧と出力電圧
とを比較して、その比較出力で半導体開閉素子９
をスイツチングして正負２つの出力ライン間を一
定電圧に制御するようにしたスイツチング電源装
置であつて、出力電流に対応する微小な電圧を検
出するために一方の出力ラインに挿入された抵抗
１２からなる検出回路と、前記検出回路用抵抗１
２の電源側端と他方の出力ラインとの間に結合さ
れた２個の直列抵抗２１，２０からなる分圧回路
とを具備し、この分圧回路における検出回路用抵
抗１２側の抵抗２０を、他方の出力ライン側の抵
抗２１に比較して十分小さな値に設定してなり、
前記検出回路１２の検出電圧と分圧回路２１，２
０の分圧電圧を電源制御用IC18内の比較検出器
２２で比較して、分圧回路２１，２０の電圧が検
出回路１２の電圧を超えたとき、その出力で過電
流保護をするようにした電源装置において、前記
分圧回路を構成する抵抗２１，２０の接続点と他
方の出力ラインの出力端子１５との間に、コンデ
ンサ２９と、整流器３０と抵抗３１の並列回路と
を直列に結合した充放電回路を挿入し、この充放
電回路と、前記検出回路用抵抗１２、分圧回路用
抵抗２１，２０とによつて微分回路を構成してな
ることを特徴とする電源装置の保護回路。