JPH04217870A - 力率補正回路 - Google Patents
力率補正回路Info
- Publication number
- JPH04217870A JPH04217870A JP3020041A JP2004191A JPH04217870A JP H04217870 A JPH04217870 A JP H04217870A JP 3020041 A JP3020041 A JP 3020041A JP 2004191 A JP2004191 A JP 2004191A JP H04217870 A JPH04217870 A JP H04217870A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- current
- voltage
- generate
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 25
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims 1
- 230000002459 sustained effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は蛍光灯装置内の力率を補
正する回路に関する。
正する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術及びその課題】蛍光灯装置に組み込まれた
バラスト回路は、入力交流電圧信号を高電圧直流信号に
変換するのに使用される。入力交流電圧信号は一般的に
、１２０Ｖまたは２７７ＶのＲＭＳ（実効）電圧を有し
ている。また、高電圧直流信号は高周波交流電圧に変換
され、この変換電圧が直列の共振／ランプ回路に加えら
れる。
バラスト回路は、入力交流電圧信号を高電圧直流信号に
変換するのに使用される。入力交流電圧信号は一般的に
、１２０Ｖまたは２７７ＶのＲＭＳ（実効）電圧を有し
ている。また、高電圧直流信号は高周波交流電圧に変換
され、この変換電圧が直列の共振／ランプ回路に加えら
れる。
【０００３】最良の出力を維持するには、入力交流電圧
信号によって引き込まれた電流の振幅は、入力交流電圧
信号の電圧振幅と位相が一致していなければならない。 本発明の目的は、高出力を維持できる安価なバラスト回
路を提供することにある。
信号によって引き込まれた電流の振幅は、入力交流電圧
信号の電圧振幅と位相が一致していなければならない。 本発明の目的は、高出力を維持できる安価なバラスト回
路を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の好ましい実施例
によれば、高電圧振幅を有する直流信号を生成するバラ
スト回路が提供される。このバラスト回路では、回路出
力端子に接続されたコンデンサが電荷を蓄積して、高電
圧振幅の直流信号をもたらす。インダクタからの電流は
、このコンデンサを充電するのに使用される。電流ゲー
トはオンに転じたとき、インダクタからの電流を通す。 このようにして、電流ゲートがオンに転じたとき、エネ
ルギーがインダクタに蓄積される。一方、電流ゲートが
オフに転じたとき、インダクタからの電流でコンデンサ
が充電される。
によれば、高電圧振幅を有する直流信号を生成するバラ
スト回路が提供される。このバラスト回路では、回路出
力端子に接続されたコンデンサが電荷を蓄積して、高電
圧振幅の直流信号をもたらす。インダクタからの電流は
、このコンデンサを充電するのに使用される。電流ゲー
トはオンに転じたとき、インダクタからの電流を通す。 このようにして、電流ゲートがオンに転じたとき、エネ
ルギーがインダクタに蓄積される。一方、電流ゲートが
オフに転じたとき、インダクタからの電流でコンデンサ
が充電される。
【０００５】制御回路が電流ゲートのオン・オフの切換
えを行って、入力交流電圧信号によって引き込まれた電
流の振幅が位相の点でこの入力交流電圧信号の電圧振幅
と一致するようにしている。制御回路は、変電圧振幅を
有するパルス変調基準信号を発生するランプ発生器と、
パルス変調基準信号と入力交流電圧信号が整流され分圧
器で分圧されて得られる分圧信号とを比較する比較器と
、を含んでいる。また、比較器は第１の変調信号を生成
する。
えを行って、入力交流電圧信号によって引き込まれた電
流の振幅が位相の点でこの入力交流電圧信号の電圧振幅
と一致するようにしている。制御回路は、変電圧振幅を
有するパルス変調基準信号を発生するランプ発生器と、
パルス変調基準信号と入力交流電圧信号が整流され分圧
器で分圧されて得られる分圧信号とを比較する比較器と
、を含んでいる。また、比較器は第１の変調信号を生成
する。
【０００６】制御回路はまた、パルス変調基準信号とフ
ィードバック信号とを比較して、第２の変調信号を生成
する第２の比較器を含んでいる。このフィードバック信
号は前記直流信号に比例する。また、第１及び第２の変
調信号について論理和がとられる。得られた信号を増幅
して、電流ゲートのオン・オフの切換えに使用する制御
信号を生成する。
ィードバック信号とを比較して、第２の変調信号を生成
する第２の比較器を含んでいる。このフィードバック信
号は前記直流信号に比例する。また、第１及び第２の変
調信号について論理和がとられる。得られた信号を増幅
して、電流ゲートのオン・オフの切換えに使用する制御
信号を生成する。
【０００７】制御回路は製造するのに経済的であり、し
かも、バラスト回路をして、入力交流電圧信号の電圧振
幅と位相が一致したこの入力交流電圧信号による電流を
通電し尽くすことができるように構成されている。
かも、バラスト回路をして、入力交流電圧信号の電圧振
幅と位相が一致したこの入力交流電圧信号による電流を
通電し尽くすことができるように構成されている。
【０００８】
【実施例】第１図は蛍光灯装置に使用されるバラスト回
路を示したものである。交流信号源１０は、交流信号を
発生する標準電源等の電源である。この交流信号のＲＭ
Ｓ（実効）電圧値は一般的に１２０Ｖまたは２７７Ｖで
ある。また、インダクタ１１を使用して、整流器１２に
加えられる前の入力交流電圧信号に対する入力インダク
タンスを構成するようにしている。整流器１２は図示の
ように接続された整流素子１３，１４，１５及び１６か
らなってる。また、整流器１２は整流交流信号を生成し
、この信号は信号線３７に乗せられる。
路を示したものである。交流信号源１０は、交流信号を
発生する標準電源等の電源である。この交流信号のＲＭ
Ｓ（実効）電圧値は一般的に１２０Ｖまたは２７７Ｖで
ある。また、インダクタ１１を使用して、整流器１２に
加えられる前の入力交流電圧信号に対する入力インダク
タンスを構成するようにしている。整流器１２は図示の
ように接続された整流素子１３，１４，１５及び１６か
らなってる。また、整流器１２は整流交流信号を生成し
、この信号は信号線３７に乗せられる。
【０００９】コンデンサ２３に蓄積された電荷は、信号
線３０に高圧直流信号を乗せるのに使用される。このコ
ンデンサ２３は、ダイオード２１を介してインダクタ２
０から供給される電流で充電される。交流信号源１０か
らの交流信号が比較的大きい電圧振幅値をとるとき、電
流エネルギーがインダクタ２０に蓄積される。一方、交
流信号が比較的小さい電圧振幅値をとるとき、インダク
タ２０に蓄積されたエネルギーを使用して、コンデンサ
２３を充電するようにする。コンデンサ１７を用いて電
荷を蓄積することによって、インダクタ２０を介した電
流を維持するようにしている。
線３０に高圧直流信号を乗せるのに使用される。このコ
ンデンサ２３は、ダイオード２１を介してインダクタ２
０から供給される電流で充電される。交流信号源１０か
らの交流信号が比較的大きい電圧振幅値をとるとき、電
流エネルギーがインダクタ２０に蓄積される。一方、交
流信号が比較的小さい電圧振幅値をとるとき、インダク
タ２０に蓄積されたエネルギーを使用して、コンデンサ
２３を充電するようにする。コンデンサ１７を用いて電
荷を蓄積することによって、インダクタ２０を介した電
流を維持するようにしている。
【００１０】ゲート２２をオンに切り換えることによっ
て、インダクタ２０にエネルギーを蓄積する。ゲート２
２がオンに切り換えられると、インダクタ２０の一端３
８はアース２８につながれる。これによって、電流によ
るエネルギーをインダクタ２０に蓄積する。一方、ゲー
ト２２がオフに切り換えられると、電流はダイオード２
１を通して流れて、コンデンサ２３を充電する。信号線
３１上の制御信号によって、ゲート２２のオン・オフの
切換えを行う。この制御信号は、補正回路２４によって
発生される。この補正回路２４は、交流信号源１０によ
る電流が同信号源１０からの交流信号の電圧振幅と同期
して変化するようにして、ゲート２２のオン・オフの切
換えを行う。
て、インダクタ２０にエネルギーを蓄積する。ゲート２
２がオンに切り換えられると、インダクタ２０の一端３
８はアース２８につながれる。これによって、電流によ
るエネルギーをインダクタ２０に蓄積する。一方、ゲー
ト２２がオフに切り換えられると、電流はダイオード２
１を通して流れて、コンデンサ２３を充電する。信号線
３１上の制御信号によって、ゲート２２のオン・オフの
切換えを行う。この制御信号は、補正回路２４によって
発生される。この補正回路２４は、交流信号源１０によ
る電流が同信号源１０からの交流信号の電圧振幅と同期
して変化するようにして、ゲート２２のオン・オフの切
換えを行う。
【００１１】補正回路２４は信号線３３を介して、クロ
ック２７からのクロック信号を受ける。補正回路２４は
また信号線３２を介して、整流交流信号に基づく分圧信
号を受ける。この整流交流信号の電圧振幅は、抵抗器１
８及び抵抗器１９からなる分圧器によって、比例的に低
減される。
ック２７からのクロック信号を受ける。補正回路２４は
また信号線３２を介して、整流交流信号に基づく分圧信
号を受ける。この整流交流信号の電圧振幅は、抵抗器１
８及び抵抗器１９からなる分圧器によって、比例的に低
減される。
【００１２】また、補正回路２４は信号線３０を介して
、フィードバック信号を受ける。交流信号源１０のＲＭ
Ｓ電圧値が１２０Ｖのとき、信号線３０上の高圧直流信
号を、例えば、３００Ｖに設定することができる。一方
、交流信号源１０のＲＭＳ電圧値が２７７Ｖのとき、信
号線３０上の高圧直流信号を、例えば、４５０Ｖに設定
することができる。
、フィードバック信号を受ける。交流信号源１０のＲＭ
Ｓ電圧値が１２０Ｖのとき、信号線３０上の高圧直流信
号を、例えば、３００Ｖに設定することができる。一方
、交流信号源１０のＲＭＳ電圧値が２７７Ｖのとき、信
号線３０上の高圧直流信号を、例えば、４５０Ｖに設定
することができる。
【００１３】高圧直流信号は、補正回路２４に内蔵され
た抵抗器２５と補正回路２４に外付けの抵抗器２６とか
らなる分圧器によって、比例的に低減される。分圧フィ
ードバック電圧は、信号線３４に乗せられる。補正回路
２４に対する電力は、直流電源２９から給電線３５を介
して送られる直流電圧によって供給される。補正回路２
４は、アース２８にもつながっている。信号線３６上の
禁止／駆動信号によって、補正回路２４を抑止・駆動す
ることができる。
た抵抗器２５と補正回路２４に外付けの抵抗器２６とか
らなる分圧器によって、比例的に低減される。分圧フィ
ードバック電圧は、信号線３４に乗せられる。補正回路
２４に対する電力は、直流電源２９から給電線３５を介
して送られる直流電圧によって供給される。補正回路２
４は、アース２８にもつながっている。信号線３６上の
禁止／駆動信号によって、補正回路２４を抑止・駆動す
ることができる。
【００１４】第２図は補正回路２４のブロック図である
。ランプ発生器４２は信号線３３を介したクロック信号
を受けて、信号線６１にランプ信号を乗せる。この信号
線６１上のランプ信号は、比較器４３及び比較器４４に
対する入力として使用される。比較器４４はランプ信号
と、信号線３２を介した整流交流信号の比電圧振幅とを
比較する。信号線３２を介したノイズによって比較器４
４の出力端に発振が引き起こされるのを抑制するため、
比較器４４の出力信号をＲＳラッチ４６でラッチするこ
とができる。このＲＳラッチ４６の出力信号は、信号線
６４に乗せられる。また、信号線３３を介したクロック
信号を使用して、ＲＳラッチ４６をリセットする。
。ランプ発生器４２は信号線３３を介したクロック信号
を受けて、信号線６１にランプ信号を乗せる。この信号
線６１上のランプ信号は、比較器４３及び比較器４４に
対する入力として使用される。比較器４４はランプ信号
と、信号線３２を介した整流交流信号の比電圧振幅とを
比較する。信号線３２を介したノイズによって比較器４
４の出力端に発振が引き起こされるのを抑制するため、
比較器４４の出力信号をＲＳラッチ４６でラッチするこ
とができる。このＲＳラッチ４６の出力信号は、信号線
６４に乗せられる。また、信号線３３を介したクロック
信号を使用して、ＲＳラッチ４６をリセットする。
【００１５】比較器４３は、ランプ信号と、「エラー」
増幅器４１が発生して信号線６２に出力された増幅信号
とを比較する。このエラー増幅器４１は略１０の利得を
有している。信号線６２上の増幅信号の電圧は、信号線
３４上の分圧フィードバック電圧と内部基準電圧との間
の電圧差に比例している。この内部基準電圧の値は、信
号線３５とアース２８との間に接続された抵抗器５０及
び抵抗器５１からなる分圧器によって決定される。抵抗
器５０及び５１は補正回路２４に内蔵されており、その
接続個所６５の電圧は略１４．５Ｖとなっている。コン
デンサ４９は図示のように接続されて、発振を抑制すべ
く増幅器４１の負フィードバック回路を構成している。 このコンデンサ４９は、例えば、１μＦ（１６Ｖ）とす
ることができる。信号線６２上のノイズによって比較器
４３の出力端に発振が生じるのを防止するため、比較器
４３の出力信号をＲＳラッチ４５でラッチすることがで
きる。このＲＳラッチ４５の出力信号は、信号線６３に
出力される。また、信号線３３を介したクロック信号を
使用して、このＲＳラッチ４５をリセットする。
増幅器４１が発生して信号線６２に出力された増幅信号
とを比較する。このエラー増幅器４１は略１０の利得を
有している。信号線６２上の増幅信号の電圧は、信号線
３４上の分圧フィードバック電圧と内部基準電圧との間
の電圧差に比例している。この内部基準電圧の値は、信
号線３５とアース２８との間に接続された抵抗器５０及
び抵抗器５１からなる分圧器によって決定される。抵抗
器５０及び５１は補正回路２４に内蔵されており、その
接続個所６５の電圧は略１４．５Ｖとなっている。コン
デンサ４９は図示のように接続されて、発振を抑制すべ
く増幅器４１の負フィードバック回路を構成している。 このコンデンサ４９は、例えば、１μＦ（１６Ｖ）とす
ることができる。信号線６２上のノイズによって比較器
４３の出力端に発振が生じるのを防止するため、比較器
４３の出力信号をＲＳラッチ４５でラッチすることがで
きる。このＲＳラッチ４５の出力信号は、信号線６３に
出力される。また、信号線３３を介したクロック信号を
使用して、このＲＳラッチ４５をリセットする。
【００１６】論理和ゲート４７は、信号線６３を介した
信号と信号線６４を介した信号とを入力とする。論理和
ゲート４７の出力を増幅器４８によって増幅して、信号
線３１に制御信号を出力する。信号線３６を介した禁止
／駆動信号を使用して、図示のように、論理和ゲート４
７の抑止・駆動を行う。
信号と信号線６４を介した信号とを入力とする。論理和
ゲート４７の出力を増幅器４８によって増幅して、信号
線３１に制御信号を出力する。信号線３６を介した禁止
／駆動信号を使用して、図示のように、論理和ゲート４
７の抑止・駆動を行う。
【００１７】第３図は補正回路２４内の種々の信号につ
いて、縦軸１０２の電圧振幅を横軸１０１の時間の関数
として示したものである。電圧振幅１３２は、信号線３
２上の分圧信号の電圧振幅であり、信号線３７上の整流
交流信号の電圧振幅に比例している。電圧振幅１６１は
、信号線６１上のランプ信号の電圧振幅である。電圧振
幅１６４は、信号線６４に乗せられたＲＳラッチ４６の
出力信号の電圧振幅である。電圧振幅１６３は、信号線
６３に乗せられたＲＳラッチ４５の出力信号の電圧振幅
である。また、電圧振幅１３１は、信号線３１上の制御
信号の電圧振幅である。
いて、縦軸１０２の電圧振幅を横軸１０１の時間の関数
として示したものである。電圧振幅１３２は、信号線３
２上の分圧信号の電圧振幅であり、信号線３７上の整流
交流信号の電圧振幅に比例している。電圧振幅１６１は
、信号線６１上のランプ信号の電圧振幅である。電圧振
幅１６４は、信号線６４に乗せられたＲＳラッチ４６の
出力信号の電圧振幅である。電圧振幅１６３は、信号線
６３に乗せられたＲＳラッチ４５の出力信号の電圧振幅
である。また、電圧振幅１３１は、信号線３１上の制御
信号の電圧振幅である。
【００１８】第３図から明らかなように、電圧振幅１６
１が電圧振幅１３２に比して大のとき、電圧振幅１６４
は論理和１である。逆の場合には、電圧振幅１６４は論
理和０である。電圧振幅１３１は、電圧振幅１６３及び
電圧振幅１６４の論理和をとることによつて得られる。
１が電圧振幅１３２に比して大のとき、電圧振幅１６４
は論理和１である。逆の場合には、電圧振幅１６４は論
理和０である。電圧振幅１３１は、電圧振幅１６３及び
電圧振幅１６４の論理和をとることによつて得られる。
【００１９】また、第３図から明らかなように、電圧振
幅１３２の値が大きくなる程、電圧振幅１３１が論理和
１にある期間が短くなる。この含意は、信号線３７上の
整流信号の電圧振幅が最大のとき、ゲート２２が先ずオ
フに切り換えられることによる。一方、信号線３７上の
整流信号の電圧振幅が最小のとき、ゲート２２が先ずオ
ンに切り換えられて、ゲート２２がオフに切り換えられ
たときにコンデンサ２３を充電すべく、インダクタ２０
にエネルギーが蓄積される。
幅１３２の値が大きくなる程、電圧振幅１３１が論理和
１にある期間が短くなる。この含意は、信号線３７上の
整流信号の電圧振幅が最大のとき、ゲート２２が先ずオ
フに切り換えられることによる。一方、信号線３７上の
整流信号の電圧振幅が最小のとき、ゲート２２が先ずオ
ンに切り換えられて、ゲート２２がオフに切り換えられ
たときにコンデンサ２３を充電すべく、インダクタ２０
にエネルギーが蓄積される。
【００２０】バラスト回路の各構成要素を適性に選択す
れば、交流信号源１０からの電流の振幅について、同信
号源１０の電圧の振幅と位相を一致させることが可能で
ある。例示すると、交流信号源１０のＲＭＳ電圧値が１
２０Ｖの場合、第２図に示した各構成要素に対して次の
値等を使用することができる。インダクタ１１は１．２
５ｍＨ、ダイオード１３，１４，１５及び１６は型式Ｉ
Ｎ４００３。コンデンサ１７は１．０μＦ（２５０Ｖ）
。インダクタ２０は０．７５０ｍＨ。抵抗器１８は４３
０ｋΩ。抵抗器１９は１０ｋΩ。ゲート２２は型式ＩＲ
Ｆ ７２０。この型式のゲートは、〒９５０５６
カルフォルニア州 サンタクララ市 ローレルウッ
ド・ロード ２２０１番地（２２０１ Ｌａｕｒｅ
ｌｗｏｏｄＲｏａｄ，Ｓａｎｔａ Ｃｌａｒａ，ＣＡ
９５０５６）に所在のシリコニックス・インコーポ
レーテッド（Ｓｉｌｉｃｏｎｉｘ Ｉｎｃ．）社から
入手することができる。ダイオード２１は型式ＦＲ１０
５であり、この型式のものは、〒９１３１１カルフォル
ニア州 キャッツワース市 キャノガ・アベニュー
９９５７番地（９９５７ Ｃａｎｏｇａ Ａｖ
ｅｎｕｅ，Ｃｈａｔｓｗｏｒｔｈ，ＣＡ９１３１１）に
所在のダイオーズ・インコーポレーテッド（Ｄｉｏｄｅ
ｓ Ｉｎｃ．）社から入手できる。コンデンサ２３は
２２μＦ（３５０Ｖ）。 抵抗器２５は５１０ｋΩ。また、抵抗器２６は１６．３
ｋΩである。
れば、交流信号源１０からの電流の振幅について、同信
号源１０の電圧の振幅と位相を一致させることが可能で
ある。例示すると、交流信号源１０のＲＭＳ電圧値が１
２０Ｖの場合、第２図に示した各構成要素に対して次の
値等を使用することができる。インダクタ１１は１．２
５ｍＨ、ダイオード１３，１４，１５及び１６は型式Ｉ
Ｎ４００３。コンデンサ１７は１．０μＦ（２５０Ｖ）
。インダクタ２０は０．７５０ｍＨ。抵抗器１８は４３
０ｋΩ。抵抗器１９は１０ｋΩ。ゲート２２は型式ＩＲ
Ｆ ７２０。この型式のゲートは、〒９５０５６
カルフォルニア州 サンタクララ市 ローレルウッ
ド・ロード ２２０１番地（２２０１ Ｌａｕｒｅ
ｌｗｏｏｄＲｏａｄ，Ｓａｎｔａ Ｃｌａｒａ，ＣＡ
９５０５６）に所在のシリコニックス・インコーポ
レーテッド（Ｓｉｌｉｃｏｎｉｘ Ｉｎｃ．）社から
入手することができる。ダイオード２１は型式ＦＲ１０
５であり、この型式のものは、〒９１３１１カルフォル
ニア州 キャッツワース市 キャノガ・アベニュー
９９５７番地（９９５７ Ｃａｎｏｇａ Ａｖ
ｅｎｕｅ，Ｃｈａｔｓｗｏｒｔｈ，ＣＡ９１３１１）に
所在のダイオーズ・インコーポレーテッド（Ｄｉｏｄｅ
ｓ Ｉｎｃ．）社から入手できる。コンデンサ２３は
２２μＦ（３５０Ｖ）。 抵抗器２５は５１０ｋΩ。また、抵抗器２６は１６．３
ｋΩである。
【００２１】交流信号源１０のＲＭＳ電圧値が２７７Ｖ
の場合、第２図に示した各構成要素に対して次の値等を
使用することができる。インダクタ１１は１．２５ｍＨ
。ダイオード１３，１４，１５及び１６は型式ＩＮ４０
０５。コンデンサ１７は０．３３μＦ（４５０Ｖ）。 インダクタ２０は０．４５０ｍＨ。抵抗器１８は４３０
ｋΩ。抵抗器１９は３．６ｋΩ。ゲート２２は型式ＩＲ
Ｆ ８２０。ダイオード２１は型式ＦＲ１０５であり
、前記ダイオーズ・インコーポレーテッド社から入手で
きる。コンデンサ２３は３３μＦ（４５０Ｖ）。抵抗器
２５は５１０ｋΩ。また、抵抗器２６は２３．６ｋΩで
ある。
の場合、第２図に示した各構成要素に対して次の値等を
使用することができる。インダクタ１１は１．２５ｍＨ
。ダイオード１３，１４，１５及び１６は型式ＩＮ４０
０５。コンデンサ１７は０．３３μＦ（４５０Ｖ）。 インダクタ２０は０．４５０ｍＨ。抵抗器１８は４３０
ｋΩ。抵抗器１９は３．６ｋΩ。ゲート２２は型式ＩＲ
Ｆ ８２０。ダイオード２１は型式ＦＲ１０５であり
、前記ダイオーズ・インコーポレーテッド社から入手で
きる。コンデンサ２３は３３μＦ（４５０Ｖ）。抵抗器
２５は５１０ｋΩ。また、抵抗器２６は２３．６ｋΩで
ある。
【図１】本発明の好ましい実施例によるバラスト回路の
回路図。
回路図。
【図２】本発明の好ましい実施例による図１のバラスト
回路に内蔵された補正回路のブロック図。
回路に内蔵された補正回路のブロック図。
【図３】本発明の好ましい実施例による図２の補正回路
内の種々の信号に対して時間の関数としての電圧振幅を
示す波形図。
内の種々の信号に対して時間の関数としての電圧振幅を
示す波形図。
１０ 交流信号源
１２ 整流器
１８ 抵抗器
１９ 抵抗器
２０ インダクタ
２１ ダイオード
２２ 電流ゲート
２３ コンデンサ
２４ 補正回路
４２ ランプ発生器
４３ 比較器
４４ 比較器
Claims (9)
- 【請求項１】 高電圧振幅を有する直流信号を回路出
力端子に生成するバラスト回路であって：交流信号を生
成する電源と；前記電源に接続され、交流信号を整流し
て整流交流信号を生成する整流手段と；前記整流手段に
接続され、整流交流信号を分圧して分圧信号を生成する
分圧手段と；前記回路出力端子に接続され、電荷を蓄積
するコンデンサ手段と；前記整流手段に接続され、通電
によって前記コンデンサ手段を充電するインダクタンス
手段と；前記コンデンサ手段と前記インダクタンス手段
との間に接続され、前記インダクタンス手段から前記コ
ンデンサ手段に電流を通して前記コンデンサ手段を充電
すると共に、前記コンデンサ手段から前記インダクタン
ス手段への通電を阻止してなるダイオード手段と；オン
に転じたとき、前記インダクタンス手段からの電流を通
す電流ゲート手段と；前記電流ゲート手段及び前記分圧
手段に接続され、前記電流ゲート手段のオン・オフの切
換えを行う制御回路と；を備えて構成され、前記制御回
路は：変電圧振幅を有するパルス変調基準信号を発生す
るランプ発生器手段と；前記ランプ発生器手段に接続さ
れ、パルス変調基準信号と分圧信号とを比較して、第１
の変調信号を生成する第１の比較器手段と；を含んでい
ること、を特徴とする前記バラスト回路。 - 【請求項２】 請求項１記載のバラスト回路において
、前記制御回路がさらに：前記回路出力端子に接続され
、直流信号の高電圧振幅に基づき、フィードバック信号
を発生するフィードバック手段と；前記フィードバック
手段と前記ランプ発生器手段との間に接続され、フィー
ドバック信号とパルス変調基準信号とを比較して、第２
の変調信号を生成する第２の比較器手段と；第１及び第
２の変調信号に関して論理和機能を実行して、前記電流
ゲート手段のオン・オフの切換えに使用する制御電圧を
生成する総和手段と；を含んでいることを特徴とする前
記バラスト回路。 - 【請求項３】 請求項２記載のバラスト回路において
、前記総和手段が：前記第１の比較器手段に接続され、
前記第１の比較器手段の出力をラッチして第１のラッチ
信号を生成する第１のラッチ手段と；前記第２の比較器
手段に接続され、前記第２の比較器手段の出力をラッチ
して第２のラッチ信号を生成する第２のラッチ手段と；
前記第１及び第２のラッチ手段に接続され、第１及び第
２のラッチ信号に関する論理和をとって、未増幅制御信
号を生成する論理ゲート手段と；前記論理ゲート手段及
び前記電流ゲート手段に接続され、未増幅制御信号を増
幅して前記電流ゲート手段の制御に使用する増幅信号を
生成する増幅手段と；を含んでいることを特徴とする前
記バラスト回路。 - 【請求項４】 交流信号を受ける入力端子と、回路出
力端子に接続されて、電荷を蓄積するコンデンサと、前
記入力端子に接続されて、通電により前記コンデンサを
充電するインダクタと、オンに転じたとき、前記インダ
クタからの電流を通す電流ゲートと、該電流ゲートのオ
ン・オフを切り換える制御回路と、を備えた、高電圧振
幅を有する直流信号を回路出力端に生成するバラスト回
路において、前記制御回路が：変電圧振幅を有するパル
ス変調基準信号を発生するランプ発生器手段と；前記ラ
ンプ発生器手段に接続され、パルス変調基準信号と分圧
信号とを比較して第１の変調信号を生成する第１の比較
器手段であって、第１の変調信号が、前記電流ゲートの
オン・オフの切換えに用いる制御電圧を発生させるのに
使用され、かつ、分圧信号が、交流信号の電圧振幅の絶
対値に比例する電圧振幅を有してなる前記第１の比較器
手段と；を備えていること、を特徴とする前記バラスト
回路。 - 【請求項５】 請求項４記載のバラスト回路において
、前記制御回路がさらに：前記回路出力端子に接続され
、直流信号の高電圧振幅に基づきフィードバック信号を
発生するフィードバック手段と；前記フィードバック手
段及び前記ランプ発生器手段に接続され、フィードバッ
ク信号とパルス変調基準信号とを比較して、第２の変調
信号を生成する第２の比較器手段と；第１及び第２の変
調信号に関して論理和機能を実行して、制御電圧を生成
する総和手段と；を含んでいることを特徴とする前記バ
ラスト回路。 - 【請求項６】 請求項５記載のバラスト回路において
、前記総和手段が：前記第１の比較器手段に接続され、
前記第１の比較器手段の出力をラッチして第１のラッチ
信号を生成する第１のラッチ手段と；前記第２の比較器
手段に接続され、前記第２の比較器手段の出力をラッチ
して第２のラッチ信号を生成する第２のラッチ手段と；
前記第１及び第２のラッチ手段に接続され、第１及び第
２のラッチ信号に関する論理和をとって、未増幅制御信
号を生成する論理ゲート手段と；前記論理ゲート手段及
び前記電流ゲートに接続され、未増幅制御信号を増幅し
て前記電流ゲートの制御に使用する増幅信号を生成する
増幅手段と；を含んでいることを特徴とする前記バラス
ト回路。 - 【請求項７】 交流信号を受ける入力端と、回路出力
端子に接続されて、電荷を蓄積するコンデンサと、前記
入力端子に接続されて、通電により前記コンデンサを充
電するインダクタと、オンに転じたとき、前記インダク
タからの電流を通す電流ゲートと、を備えた、高電圧振
幅を有する直流信号を回路出力端に生成するバラスト回
路を使用し、前記電流ゲートのオン・オフを切り換える
方法において： （ａ） 変電圧振幅を有するパルス変調基準信号を発生
する段階と； （ｂ） パルス変調基準信号と分圧信号とを比較して第
１の変調信号を生成し、該第１の変調信号を、前記電流
ゲートのオン・オフの切換えに用いる制御電圧を発生す
るのに使用し、かつ、分圧信号が、交流信号の電圧振幅
の絶対値に比例した電圧振幅を有してなる段階と；を備
えていること、を特徴とする前記電流ゲートのオン・オ
フ切換え方法。 - 【請求項８】 請求項７記載の方法において、さらに
：（ｃ） 直流信号の高電圧振幅に基づき、フィードバ
ック信号を発生する段階と； （ｄ） フィードバック信号とパルス変調基準信号とを
比較して、第２の変調信号を生成する段階と；（ｅ）
第１及び第２の変調信号に関して論理和機能を実行して
、制御電圧を生成する段階と； を備えていることを特徴とする前記電流ゲートのオン・
オフ切換え方法。 - 【請求項９】 請求項８記載の方法において、前記段
階（ｅ） が： （ｅ１） 第１の比較器手段の出力をラッチして、第
１のラッチ信号を生成する段階と； （ｅ２） 第２の比較器手段の出力をラッチして、第
２のラッチ信号を生成する段階と； （ｅ３） 第１及び第２のラッチ信号の論理和をとっ
て、非増幅制御信号を生成する段階と； （ｅ４） 未増幅制御信号を増幅して、前記電流ゲー
トの制御に使用する増幅信号を生成する段階と；を備え
ていることを特徴とする前記電流ゲートのオン・オフ切
換え方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US479650 | 1990-02-14 | ||
| US07/479,650 US5008599A (en) | 1990-02-14 | 1990-02-14 | Power factor correction circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04217870A true JPH04217870A (ja) | 1992-08-07 |
Family
ID=23904855
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3020041A Pending JPH04217870A (ja) | 1990-02-14 | 1991-02-13 | 力率補正回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5008599A (ja) |
| EP (1) | EP0442286B1 (ja) |
| JP (1) | JPH04217870A (ja) |
| CA (1) | CA2034799A1 (ja) |
| DE (1) | DE69109325D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012182231A (ja) * | 2011-02-28 | 2012-09-20 | Tdk Corp | Ｌｅｄ点灯装置 |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5430354A (en) * | 1992-03-24 | 1995-07-04 | North American Philips Corporation | HID lamp and auxiliary lamp ballast using a single multiple function switch |
| US5258692A (en) * | 1992-06-02 | 1993-11-02 | Appliance Control Technology, Inc. | Electronic ballast high power factor for gaseous discharge lamps |
| KR940007716B1 (ko) * | 1992-07-03 | 1994-08-24 | 삼성전자 주식회사 | 연속전류 제어형 p.f.c 회로 |
| US5373215A (en) * | 1993-07-07 | 1994-12-13 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | Ionization tube simmer current circuit |
| US5461303A (en) * | 1994-01-31 | 1995-10-24 | Power Integrations, Inc. | Power factor correction precompensation circuit |
| JP3315008B2 (ja) * | 1994-06-28 | 2002-08-19 | 松下電工株式会社 | 放電灯点灯装置 |
| AU664153B3 (en) * | 1995-06-30 | 1995-11-02 | Jin Chung Lee | High power factor electrical stabilizer with protection circuit application |
| JPH09172779A (ja) * | 1995-07-11 | 1997-06-30 | Meidensha Corp | 正弦波入力コンバータ回路 |
| US5661645A (en) | 1996-06-27 | 1997-08-26 | Hochstein; Peter A. | Power supply for light emitting diode array |
| US5894200A (en) * | 1997-03-26 | 1999-04-13 | Goodale, Jr.; Garold Joseph | Two terminal method of and apparatus for improving electrical and light producing efficiency in low voltage direct current incandescent lamp intensity control |
| US6150771A (en) * | 1997-06-11 | 2000-11-21 | Precision Solar Controls Inc. | Circuit for interfacing between a conventional traffic signal conflict monitor and light emitting diodes replacing a conventional incandescent bulb in the signal |
| JPH1167471A (ja) * | 1997-08-26 | 1999-03-09 | Tec Corp | 照明装置 |
| US8320144B2 (en) * | 2007-08-22 | 2012-11-27 | Silicon Mitus, Inc. | Power factor correction circuit for reducing distortion of input current |
| DE102010042020A1 (de) * | 2010-10-06 | 2012-04-12 | Osram Ag | Schaltung und Verfahren zur Ansteuerung einer Lampe |
| US9955547B2 (en) | 2013-03-14 | 2018-04-24 | Lutron Electronics Co., Inc. | Charging an input capacitor of a load control device |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0059053A3 (en) * | 1981-02-21 | 1983-05-18 | THORN EMI plc | Switched mode power supply |
| US4412277A (en) * | 1982-09-03 | 1983-10-25 | Rockwell International Corporation | AC-DC Converter having an improved power factor |
| NZ209570A (en) * | 1983-09-19 | 1988-03-30 | Minitronics Pty Ltd | Switching regulator |
| GB8800527D0 (en) * | 1988-01-11 | 1988-02-10 | Farnell Instr Ltd | Control arrangement for switched mode power supply |
| US4952849A (en) * | 1988-07-15 | 1990-08-28 | North American Philips Corporation | Fluorescent lamp controllers |
-
1990
- 1990-02-14 US US07/479,650 patent/US5008599A/en not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-01-21 EP EP91100679A patent/EP0442286B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-01-21 DE DE69109325T patent/DE69109325D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1991-01-23 CA CA002034799A patent/CA2034799A1/en not_active Abandoned
- 1991-02-13 JP JP3020041A patent/JPH04217870A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012182231A (ja) * | 2011-02-28 | 2012-09-20 | Tdk Corp | Ｌｅｄ点灯装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2034799A1 (en) | 1991-08-15 |
| DE69109325D1 (de) | 1995-06-08 |
| EP0442286A2 (en) | 1991-08-21 |
| EP0442286B1 (en) | 1995-05-03 |
| EP0442286A3 (en) | 1992-04-08 |
| US5008599A (en) | 1991-04-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3294343B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH04217870A (ja) | 力率補正回路 | |
| US7064527B2 (en) | Transition mode operating device for the correction of the power factor in switching power supply units | |
| JP3749579B2 (ja) | 複結合一次巻線を備える入力高調波電流補正ａｃ−ｄｃ変換器 | |
| US4042856A (en) | Chopper ballast for gaseous discharge lamps with auxiliary capacitor energy storage | |
| US5592128A (en) | Oscillator for generating a varying amplitude feed forward PFC modulation ramp | |
| JP3774788B2 (ja) | 力率補償電源装置 | |
| JP2001095254A (ja) | 制御回路を有する直列共振変換器 | |
| JP2004510396A (ja) | ゲートの発振器を制御するスイッチングによる電力コンバータ | |
| JP2004509587A (ja) | 力率補正制御回路および同回路を含む電源 | |
| JPH07241078A (ja) | 電源高調波電流の抑制手段 | |
| US6034487A (en) | Lighting circuit for discharge lamp | |
| JP4339129B2 (ja) | スイッチ・モード電源 | |
| EP1580639B1 (en) | Transition mode power factor correction device in switching power supplies | |
| JP2655673B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2924613B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP3341802B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2934166B2 (ja) | 点灯装置 | |
| JP2826566B2 (ja) | インバータ式ｘ線装置 | |
| JP4649728B2 (ja) | 電源装置及び放電灯点灯装置 | |
| JP3483128B2 (ja) | ランプ用電源回路 | |
| JP4151107B2 (ja) | 高圧放電灯点灯装置 | |
| JPH06327149A (ja) | 電源回路 | |
| JPH0214315Y2 (ja) | ||
| JPS6031439Y2 (ja) | 励磁式交流発電機の自動電圧調整器 |